CN101562432A - 可变增益放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种可变增益放大器，该可变增益放大器具有与控制电压成指数关系的增益，包含指数直流转换器，用以接收控制电压以及产生指数电压，指数电压与控制电压成指数关系；以及线性电压倍增器，耦接至指数直流转换器，具有与指数直流转换器的指数电压成指数关系的增益。上述可变增益放大器可提供与控制电压成指数关系的增益。而且上述可变增益放大器可以是dB线性可变增益放大器，并且可以利用互补型金属氧化物半导体方法而轻易实现。

Description

可变增益放大器

技术领域

本发明有关于可变增益放大器(variable gain amplifier，简称VGA)，特别有关于dB线性(linear-in-dB)可变增益放大器。

背景技术

图1为dB线性可变增益放大器的特性示意图。在图1中，纵轴(vertical axis)表示dB线性可变增益放大器的dB级增益，水平轴(horizontal axis)表示dB线性可变增益放大器的伏特级控制电压。dB线性可变增益放大器的增益可以表示为Gain＝f(Vctrl)＝A₀·exp(K·Vctrl)。通常dB线性可变增益放大器装置为自动增益控制(automatic gain control，简称AGC)，以及在无线收发器(transceivers)中的功率控制，硬盘读取信道芯片中的自动增益控制，用于高速电缆/光接收器中的模拟适应滤波器(analog adaptive filter)/均衡器，最大可能局部响应(partial-response most-likelihood，PRML)读取信道芯片，基于脉冲的超宽带(ultrawide band)接收器。

由于双极组件的电流至电压关系为指数关系，不难设计出利用双极方法的dB线性可变增益放大器。然而，晶体管组件的电流为偏置电压(bias voltage)的平方函数(square function)。所以，比较难设计出利用互补型金属氧化物半导体(CMOS)方法的dB线性可变增益放大器。

发明内容

为了解决现有技术中难以设计出利用互补型金属氧化物半导体(CMOS)方法的dB线性可变增益放大器的技术问题，本发明特提出一种可变增益放大器。

本发明的实施例提出本发明涉及一种可变增益放大器，该可变增益放大器具有与控制电压成指数关系的增益，包含指数直流转换器，用以接收控制电压以及产生指数电压，指数电压与控制电压成指数关系；以及线性电压倍增器，耦接至指数直流转换器，具有与指数直流转换器的指数电压成指数关系的增益。

上述可变增益放大器可提供与控制电压成指数关系的增益。而且上述可变增益放大器可以是dB线性可变增益放大器，并且可以利用互补型金属氧化物半导体方法而轻易实现。

附图说明

图1为dB线性VGA的特性示意图。

图2A为根据本发明实施例的dB线性的可变增益放大器的方块图。

图2B为根据本发明另一实施例的dB线性的可变增益放大器的方块图。

图2C为根据本发明另一实施例的dB线性的可变增益放大器的方块图。

图2D为根据本发明另一实施例的dB线性的可变增益放大器的方块图。

图3A为根据本发明实施例的平方律电路的差动控制电压产生器的示意图。

图3B为差动控制电压产生器300的特征示意图。

图3C为根据本发明实施例的平方律电路的差动电路的示意图。

图4A为本发明实施例的电流分割器的电路示意图。

图4B为图4A中的电压控制电阻420的电路示意图。

图4C为图4A中的电流至电压转换器410的电路图。

具体实施方式

图2A为根据本发明实施例的dB线性(linear-in-dB)的可变增益放大器的方块图。dB线性可变增益放大器100具有一增益与控制电压V_ctrl成指数关系，且包含指数直流转换器(exponential DC converter)110，以及线性电压倍增器(linearvoltage multiplier)120。指数直流转换器110接收控制电压V_ctrl并产生指数电压V_exp，指数电压V_exp与控制电压V_ctrl成指数关系。线性电压倍增器120耦接至指数直流转换器110，并具有一与指数直流转换器110的指数电压V_exp成指数关系的增益。线性电压倍增器120的增益等于dB线性可变增益放大器100的增益。更具体的说，线性电压倍增器120可以是吉尔伯特型(Gilbert-type)或是电流导引型(current-steering type)电压倍增器。

在图2A中，指数直流转换器110包含平方律电路(square law circuit)111以及电流分割器(current divider)113。平方律电路111接收控制电压V_ctrl，并产生第一电流I1以及第二电流I2以及产生指数电压V_exp。第一电流I1以及第二电流I2的电流比率I1/I2与控制电压V_ctrl成比例。除此之外，指数电压V_exp与第一电流I1以及第二电流I2的电流比率I1/I2成比例。除此之外，电压缓冲器121，电平偏移器123或是单端至差动转换器125耦接于指数直流转换器110与线性电压倍增器120之间，具体可分别参考图2B，图2C以及图2D。

具体的说，平方律电路111包含差动控制电压产生器以及差动电路，差动电路耦接于差动控制电压产生器。图3A为根据本发明实施例的平方律电路的差动控制电压产生器的示意图。差动控制电压产生器300包含差动放大器310以及电阻对R1以及R2。差动放大器310的反相输入(inverting input)311以及正相输入311′通过电阻R1分别接收控制电压V_ctrl以及参考电压V_ref。差动放大器310的反相输入311以及正相输入311′通过电阻R2分别耦接于正相输出313以及反向输出313′。差动控制电压产生器300分别于差动放大器310的正相输出313以及反相输出313′产生差动控制电压Vo+Vx以及Vo-Vx。图3B为差动控制电压产生器300的特征示意图。纵轴表示差动控制电压Vo+Vx以及Vo-Vx的电压电平，水平轴表示控制电压V_ctrl的电压电平。在图3B中，当控制电压V_ctrl等于参考电压V_ref时，差动控制电压均等于Vo。

图3C为根据本发明实施例的平方律电路的差动电路的示意图。差动电路320耦接于供电电压(supply voltage)V_dd与接地GND之间。差动电路320的每一半电路321/321′包含N通道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管M1/M2，电流镜(current mirror)330/330′以及电流源I_o。在差动电路320的每一半电路321/321′中，电流镜330/330′耦接于N通道金属氧化物半导体晶体管M1/M2的漏极325/325′。除此之外，电流源I_o也耦接于N通道金属氧化物半导体晶体管M1/M2的漏极325/325′。因此，电流镜330/330′根据N通道金属氧化物半导体晶体管电流I_M1/I_M2以及来自电流源I_o的电流产生输出电流I1/I2。N通道金属氧化物半导体晶体管电流I_M1以及I_M2可分别表示为 $I_{M1}=\frac{1}{2}K{(\mathrm{Vo}+\mathrm{Vx}-V_{\mathrm{th}})}^2$ 以及 $I_{M2}=\frac{1}{2}K{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vx}-V_{\mathrm{th}})}^2,$ 其中 $K={\mathrm{\μ}}_n{C}_{\mathrm{ox}}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{\mathrm{1,2}},$ 其中V_th，以及表示k的参数均为晶体管的特性，任何熟悉此项技艺者应能了解其含意，故不赘述。所以，输出电流I1以及I2之间的比率可以表示为 $\frac{I_1}{I_2}=\frac{I_{M1}+I_o}{I_{M2}+I_o}=\frac{k+{(1+\mathrm{aVx})}^2}{k+{(1-\mathrm{aVx})}^2}\≈\exp \left(2\mathrm{aVx}\right),$ 其中 $k=\frac{2I_o}{K{(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vth})}^2}$ 以及 $a=\frac{1}{\mathrm{Vo}-\mathrm{Vth}}.$

具体的说，电流分割器113包含电流至电压转换器410以及电压控制电阻420，电压控制电阻420耦接至电流至电压转换器410并由其控制，如图4A所示。图4B为图4A中的电压控制电阻420的电路示意图。在图4B中，N通道金属氧化物半导体晶体管T2以及M4以及P通道金属氧化物半导体晶体管M6迭接(cascoded)于供电电压V_dd与接地GND之间，且金属氧化物半导体晶体管M6的漏极与金属氧化物半导体晶体管M4的栅极连接。除此之外，N通道金属氧化物半导体晶体管T1以及M3以及P通道金属氧化物半导体晶体管M5迭接于供电电压V_dd与接地GND之间，且金属氧化物半导体晶体管M5的栅极与金属氧化物半导体晶体管M3的漏极连接。N信道金属氧化物半导体晶体管M4以及P通道金属氧化物半导体晶体管M5为等效二极管(diode-connected)。P通道金属氧化物半导体晶体管M5以及M6的栅极相连以及N通道金属氧化物半导体晶体管M3以及M4的栅极相连。P通道金属氧化物半导体晶体管M5以及M6操作于饱和(saturation)模式且电流镜的比率为1。N通道金属氧化物半导体晶体管M3以及M4也操作于饱和模式以保证V_GS4＝V_GS3，以致Vs4＝Vs3以使得V_DS2＝V_DS1，其中V_GS表示晶体管栅极与源极之间的电压，则V_GS4表示晶体管M4栅极与源极之间的电压，Vs表示晶体管源极电压，Vs4表示晶体管M4源极电压，V_DS表示晶体管漏极与源极之间的电压，V_DS2表示晶体管M2漏极与源极之间的电压，其它依此类推。N通道金属氧化物半导体晶体管T1以及T2操作于三极区(triode region)。N通道金属氧化物半导体晶体管T1以及T2的电流可以分别表示为 $I_{T1}=\frac{K_{n1}}{2}(2(V_{G1}-V_{\mathrm{GND}}-V_{\mathrm{Tn}1})V_{\mathrm{DS}1}-{V_{\mathrm{DS}1}}^2)$ 以及 $I_{T2}=I_{\mathrm{in}}+I_4=\frac{K_{n2}}{2}(2(V_{G2}-V_{\mathrm{GND}}-V_{\mathrm{Tn}2})V_{\mathrm{DS}2}-{V_{\mathrm{DS}2}}^2).$ 从前面的电流等式可得知I_in＝K_n·(V_G2-V_G1)·V_DS2，其中V_G表示栅极电压。

图4C为图4A中的电流至电压转换器410的电路图。电流至电压转换器410包含P通道金属氧化物半导体晶体管M7以及M8迭接于供电电压V_dd与接地GND之间，金属氧化物半导体晶体管M7的栅极与金属氧化物半导体晶体管M8的源极连接。P通道金属氧化物半导体晶体管M7以及M8相同，匹配且为等效二极管。除此之外，P通道金属氧化物半导体晶体管M8的栅极接地。如果V_DS8表示为

P通道金属氧化物半导体晶体管M7以及M8的电流可以分别表示为 $I_7=\frac{1}{2}K{(V_{\mathrm{GS}7}-V_{\mathrm{th}})}^2=\frac{1}{2}K{(\frac{V_{\mathrm{DD}}}{2}-V_Y-V_{\mathrm{th}})}^2$ 以及 $I_8=\frac{1}{2}K{(V_{\mathrm{GS}8}-V_{\mathrm{th}})}^2=\frac{1}{2}K{(\frac{V_{\mathrm{DD}}}{2}+V_Y-V_{\mathrm{th}})}^2,$ 从之前的P通道金属氧化物半导体晶体管M7以及M8的电流等式可以得知I_D＝I₈-I₇＝K·(V_DD-2V_th)·V_Y以及 $V_Y=(V_{\mathrm{DS}8}-\frac{V_{\mathrm{DD}}}{2}).$

当电流至电压转换器410以及电压控制电阻结合后，可以构建如图4A所示的电流分割器。在图4A中，N通道金属氧化物半导体晶体管T1的栅极连接于两等效二极管P通道金属氧化物半导体晶体管之间，因此栅极电压等于

除此之外，N通道金属氧化物半导体晶体管T2的栅极连接于P通道金属氧化物半导体晶体管M8的漏极。所以，可以得到 $V_{\mathrm{DS}2}=\frac{K_p(V_{\mathrm{DD}}-2V_{\mathrm{th}})}{K_n}\·\frac{I_1}{I_2}.$ 换句话说，V_DS2可以用作与电流比率I1/I2成比例的指数电压。

上述实施例提供dB线性可变增益放大器的结构。利用此结构，dB线性可变增益放大器可以利用互补型金属氧化物半导体(CMOS)方法而轻易实现。

Claims (5)

1、一种可变增益放大器，该可变增益放大器具有与控制电压成指数关系的增益，其特征在于，所述可变增益放大器包含：

指数直流转换器，用以接收所述控制电压以及产生指数电压，所述指数电压与所述控制电压成指数关系；以及

线性电压倍增器，耦接至所述指数直流转换器，具有与所述指数直流转换器的所述指数电压成指数关系的增益。

2、根据权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述指数直流转换器包含：

平方律电路，用以接收所述控制电压并产生第一电流以及第二电流；以及

电流分割器，用以接收所述第一以及第二电流，并产生所述指数电压；

其中，所述第一电流以及所述第二电流之间的电流比率与所述控制电压成指数关系，且所述指数电压与所述第一电流以及所述第二电流之间所述电流比率成比例。

3、根据权利要求2所述的可变增益放大器，其特征在于，还包含电压缓冲器，电平偏移器或是单端至差动转换器，耦接于所述指数直流转换器以及所述线性电压倍增器之间。

4、根据权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，还包含电压缓冲器，电平偏移器或是单端至差动转换器，耦接于所述指数直流转换器以及所述线性电压倍增器之间。

5、根据权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述线性电压倍增器为吉尔伯特型或是电流导引型电压倍增器。

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