CN101527578B - 自适应均衡器和自适应均衡方法 - Google Patents

Abstract

一种自适应均衡器和自适应均衡方法。自适应均衡器包括自适应滤波器和控制单元。自适应滤波器对输入信号执行自适应均衡处理以便使均衡的输出信号的振幅恒定，通过产生具有恒定振幅特性的调制信号的调制系统调制输入信号。控制单元根据输入信号的特性逐渐地改变自适应滤波器的自适应均衡处理的均衡能力。

Description

自适应均衡器和自适应均衡方法

技术领域

本发明涉及一种诸如调频信号(在下文中被称为FM信号)的无线电信号的自适应均衡的技术，并且更具体地，涉及一种具有激活和停止自适应均衡处理的功能的自适应均衡器。

背景技术

在诸如FM广播的无线广播系统或者无线通信系统中，由于无线传输路径中的多径失真或者噪声使传输信号变差。为此，在无线接收器侧使用用于恢复在通过无线传输路径传播之后变差的接收到的传输信号的均衡器。通常，无线传输路径的状态在接收器侧是不确定的。此外，具有高移动性的无线接收器应随着无线传输路径的特性中的变化而变化。因此，已经使用了能够随着无线传输路径的特性中的变化而变化的自适应均衡器。

通常，通过诸如IIR(无限冲激响应)滤波器和FIR(有限冲激响应)滤波器的数字滤波器(在下文中被称为自适应滤波器)构造自适应均衡器，并且已经采用诸如LMS(最小均方)算法和NLMS(归一化LMS)算法的自适应算法以优化滤波器系数。

为了基于自适应算法优化滤波器系数，用于评估无线传输路径的特性的基准信号是必要的。作为一种可想到的方法，早于信息信号发送具有已经信号模式的训练信号，并且该训练信号被用作基准信号以确定滤波器特性。作为另一种方法，盲均衡方法是众所周知的。该盲均衡方法从所接收的信号生成基准信号并因此不需要提前发送训练信号。盲均衡方法的示例包括CMA(恒模算法)。

通常，CMA是下述算法，即其将关于诸如滤波器输出信号的包络和其高阶统计量的关于滤波器输出信号的统计量设置为指标，并且更新滤波器系数以使指标接近目标值。用于调制系统的CMA是有效的，其中诸如FM(调频)信号或者PM(相位调制)信号的调制系统的调制信号具有恒定振幅特性。

INOUE(日本未审专利申请公开No.2006-287654)公开了一种具有CAM盲自适应均衡功能的自适应均衡器。在INOUE中公开的自适应均衡器确定是否发生了由自适应滤波器的滤波器系数的更新使所接收的信号变差的情况，并且如果发生了这种情况，则抑制自适应滤波器的操作。根据INOUE的技术，基于下述的确定：是否产生过调制、电场强度是否是弱电场、是否在电场中产生突然变化、以及是否基于分集接收操作进行切换，使接收到的信号变差。

此外，INOUE公开了两种具体的用于抑制自适应滤波器操作的方法。第一种方法是停止更新自适应滤波器的滤波器系数。根据此第一种方法，就在已经禁止了系数更新之前自适应滤波器的滤波器系数被固定为一个值。因此，自适应滤波器继续已固定的均衡处理，同时保持抑制操作之前的状态。第二种方法是通过旁路自适应滤波器将所接收的信号直接供给检测器。根据第二种方法，完全不执行均衡处理。

基于CMA的自适应均衡能够自适应地构造具有与无线传输路径的特性相反的特性的滤波器，除非诸如无线传输路径中的多径失真、干涉波以及噪声的信号变差的因素阻碍了来自于所接收的信号的具有恒定振幅的调制信号的评估。但是，如果存在阻碍了来自所接收的信号的具有恒定振幅的调制信号的评估的信号变差的因素，那么通过CMA不再稳定地执行自适应均衡处理。

例如，当输入信号强度在小的时间间隔内很大地改变时，即使当CMA使校正误差接近0时也不可能使校正误差收敛，这可能会导致诸如滤波器系数中的振荡的不稳定的操作。

因此，当存在此种信号变差的因素时，优选地控制自适应滤波器的均衡性能从而完全地确保自适应滤波器的操作稳定性。

在确定通过滤波器系数的更新使所接收的信号恶化的情况是否发生之后，由INOUE公开的上述自适应均衡器只操作作为固定的均衡滤波器的自适应滤波器，或者通过旁路自适应滤波器执行检测处理，而不执行均衡处理。因此，在确定条件满足之后，完全不执行自适应均衡处理。总之，通过INOUE的自适应均衡器执行的自适应滤波器的均衡能力控制，基于使所接收的信号恶化的条件的满足，选择执行自适应均衡的状态和完全不执行自适应均衡的状态中的一种(执行固定的均衡的状态或者不执行均衡处理的状态)。

发明内容

本发明的发明人已经发现在选择性地选择INOUE中公开的自适应均衡的执行和不执行中的一个的控制方法中的如下的问题。即，当根据使接收到的信号变差的条件的满足而通过旁路自适应滤波器将执行自适应均衡的状态立即切换到完全不执行均衡处理的状态时，切换前后接收状态的差异变得如此的大以致于可以导致听觉的差异，尤其当接收无线电广播时。此外，立即旁路或者返回自适应滤波器的控制产生信号的不连续性，这被检测为噪声并使听觉状态变差。

此外，当根据使接收到的信号变差的条件的满足而停止自适应处理并且就在停止之前保持自适应滤波器中的滤波器系数的同时继续固定的均衡时，继续接收并且同时保持在信号变差状态中评估的无线传输路径的相反特性。因此，可以继续不想要的接收特性。此外，当重新启动自适应处理时，在具有作为初值的不想要的滤波器特性的新接收条件下，开始自适应均衡，这可能导致依赖于初值的不想要的操作。

本发明的实施例的第一示例性方面是包括自适应滤波器和控制单元的自适应均衡器。自适应滤波器对输入信号执行自适应均衡处理以便使均衡的输出信号的振幅恒定，所述输入信号被产生带有恒定振幅特性的调制信号的调制系统所调制。根据输入信号的特性，控制单元逐渐改变自适应滤波器的自适应均衡处理的均衡能力。

例如，根据以上构造，当输入通过自适应均衡可能引起质量变差的输入信号时，当输入信号变为不适于自适应均衡处理的状态时，能够逐渐地改变自适应滤波器的均衡能力而不是立即停止自适应处理，以使自适应滤波器的均衡能力逐渐地变小。因此，在抑制由于非收敛、振荡以及自适应滤波器的滤波器系数的发散导致的不稳定信号的产生的同时，能够避免伴随着立即停止自适应均衡的操作由信号的不连续变化产生的调制噪音的发生。

附图说明

从下面结合附图对某些示例性实施例的描述中，以上和其它的示例性方面、优点和特征将会是显而易见的，其中：

图1是示出根据本发明的第一示例性实施例的FM接收器的构造的框图；

图2是示出根据本发明的第一示例性实施例的FM接收器中设置的信道均衡器的框图；

图3至6示出信道均衡器中设置的个别系数计算单元的构造示例；

图7是根据本发明的第一示例性实施例在FM接收器中设置的均衡器控制单元的框图；

图8是示出信号强度的大小和均衡能力EQ之间的关系的一个示例的图形；

图9是示出启动/释放时间常数控制单元407的响应波形的图形；

图10A是示出立体声解调单元110中的再生信号水平和噪声水平与施加到FM信号强度输入401的输入FM信号强度之间的关系的图形；

图10B是示出根据图10A的均衡器的均衡能力的变化的图形；

图11是根据本发明的第二示例性实施例的FM接收器中设置的均衡器控制单元的框图；

图12是根据本发明的第三示例性实施例的FM接收器中设置的均衡器控制单元的框图；

图13A是示出步长控制单元431的控制操作的示例的图形；

图13B是示出泄漏系数控制单元432的控制操作的示例的图形；

图13C是示出抽头数控制单元433的控制操作的示例的图形。

具体实施方式

在下面参考附图详细描述本发明的具体示例性实施例。在附图中用相同的附图标记表示相同的组件，并且为了清楚将会适当地省略重复的描述。

<第一示例性实施例>

图1示出根据第一示例性实施例的FM接收器1的构造。首先参考图1，描述了FM接收器1的组件。在图1中，RF-IF转换单元101通过天线100接收RF信号，并且组合输入RF信号和使用本地振荡器(未示出)生成的信号以生成IF信号。

通过A/D转换器102将使用RF-IF转换单元101生成的IF信号转换成数字信号并且输入至信道选择滤波器103。信道选择滤波器103是从输入信号提取想要的信道的带通滤波器。

进行具有信道选择滤波器103的带宽选择的IF信号(在下文中被称为“输入FM信号”)被输入至信道均衡器107。信道均衡器107是补偿由于多径时延波、干扰波以及噪声导致的输入FM信号的信号失真的自适应均衡器。为了稳定输出信号的振幅，均衡器107执行自适应均衡处理。例如，通过FIR滤波器构造信道均衡器107，以基于LMS算法优化滤波器系数。顺便提一下，在后面详细描述了信道均衡器107的具体构造示例。

通过信道均衡器107均衡的输入FM信号(在下文中被称为“均衡的FM信号”)被输入至FM检测单元109。该单元109执行FM检测，即，通过频率振幅转换解调已调制的声音信号。立体声解调单元110将已调制的声音信号解调为立体声信号(L信号和R信号)并且输出立体声信号。

邻接信道检测单元104评估被混合到输入FM信号中的邻接信道信号的量。根据邻接信道检测单元中的检测结果选择信道选择滤波器103的传输带宽。例如，为了评估邻接信道信号的量，邻接信道检测单元104通过带通滤波器提取邻接信道带，并且通过全波整流结果的时间平均检测提取的信号强度。当邻接信道的信号强度超过了预定的阈值时，邻接信道信号可能被包括在进行使用信道选择滤波器103的带宽选择的输入FM信号中。注意该检测方法只是一个示例，并且没有具体地限制检测本发明的第一示例性实施例中的邻接信道的量的方法。

信号强度检测单元105检测输入FM信号的信号强度。例如，该单元105计算输入FM信号的全波整流结果的时间平均。

多径检测单元106检测输入FM信号中所包括的多径信号的信号强度。例如，为了检测多径信号的信号强度，单元106通过带通滤波器提取多径分量，并且通过全波整流结果的时间平均检测信号强度。

根据第一示例性实施例的FM接收器1至少使用输入至FM接收器1的信号的上述特性，这些特性是邻接信道信号的干涉量、输入FM信号的信号强度以及将会在后面描述的用于在均衡器控制单元108中均衡能力控制的多径信号的信号强度。

基于邻接信道信号的干涉量、输入FM信号的信号强度、以及多径信号的信号强度，均衡器控制单元108逐渐地改变信道均衡器107的均衡能力。更具体地，当单元108基于邻接信道信号的干涉量、输入FM信号的信号强度、以及多径信号的信号强度确定信道均衡器107不稳定地近似滤波器系数时，单元108输出均衡器控制信号用于逐渐地减少自适应处理的均衡能力。将会在后面详细描述通过均衡器控制单元108的均衡能力控制的具体示例。

通过使内部滤波器系数收敛到特定值并且调整收敛速度、改变系数更新的倍率(步长)、或者改变均衡器的抽头数，通过均衡器控制单元108控制，信道均衡器107在多阶段中调整自适应处理中的均衡能力。

例如，当信道均衡器107中所包括的自适应滤波器的滤波器系数收敛到特定值时，滤波器系数之一被使得收敛到值1，并且另一滤波器系数被使得收敛到值0，由此，信道均衡器向输入FM信号给予一延迟并输出延迟的输入FM信号而不更改。简言之，信道均衡器107不用作均衡器。通过控制滤波器系数的收敛速度(时间常数)能够逐渐地调整均衡能力。

即使当滤波器系数中的一个被使得收敛到绝对值1的值代替使其收敛到值1时，能够实现相同的目的。这也适用于信道均衡器107具有复杂的均衡器的情况。此外，考虑到FM检测不依赖于振幅，收敛值可以是除了0之外的值。此外，如果存在少量的收敛值不是0的滤波器系数，那么多个滤波器系数可以收敛。然而，在第一示例性实施例中，为了清楚将会描述滤波器系数收敛到1的情况。

在改变更新自适应滤波器的滤波器系数的倍率(步长)的情况下，通过减小步长，自适应均衡不能随着实信号的变化而变化并且滤波器系数几乎不变化。因此，通过控制更新滤波器系数的速度也能够逐渐地调整均衡能力。

此外，在改变自适应均衡器的抽头数的情况下，通过减少抽头数，限制通过自适应均衡器形成的滤波器的级数并且不能执行强力的均衡。因此，通过控制抽头数也能够逐渐地调整均衡能力。

根据下述输入条件执行通过均衡器控制单元108对信道均衡器107的均衡能力的控制：邻接信道信号的干涉量、输入FM信号的信号强度、以及多径信号的信号强度。更具体地，根据邻接信道信号的干涉量、输入FM信号的信号强度、以及多径信号的信号强度的量变来改变均衡能力。

如上地执行信道均衡器107中所包括的自适应滤波器的均衡能力的逐渐控制以避免从信道均衡器107输出的信号的大的不连续变化。这样，能够避免由于信号的突然变化导致的人类听觉不想要的解调噪声的发生。

顺便提一下，当上述的每个输入条件并不是排他的时，换言之，当同时满足每个输入条件时，执行均衡器控制单元108使得不基于每个输入条件冗余地控制均衡能力以便于防止信道均衡器107的故障。更具体地，预先使输入条件具有优先级。然后，当满足具有高优先级的输入条件时，不执行基于其它具有相对低优先级的输入条件的控制。

此外，当均衡器控制单元108反映在均衡能力水平中输入条件的量变时，优选地利用响应延迟增加或者减少均衡能力，而不是在时间序列中立即增加或者减少均衡能力。换言之，优选地使用相对于输入条件的变化的时间常数执行增加或者减少均衡能力的控制。此外，增加均衡能力中的响应延迟的时间常数和减少均衡能力中的响应延迟的时间常数可以不同并且是非对称值。

在下面的描述中，将会以该顺序描述信道均衡器107和均衡器控制单元108的构造示例。图2示出了图1中的信道均衡器107的详细的框图。在图2中所示的构造示例中，信道均衡器107包括接收输入的FM信号输入201和输出均衡的FM信号输出202的FIR(有限冲激响应)型数字滤波器构造。此外，图2中所示的信道均衡器107通过LMS算法更新FIR滤波器的滤波器系数。

N-1个延迟器件204_1至204_N-1每个将预定时段的延迟给予输入FM信号并且输出延迟的信号。换言之，延迟器件204_1至204_N-1组成FIR滤波器的输入延迟。

N个乘法器205_0至205_N-1将在FM信号输入201和延迟器件204_1至204_N-1之间的N个抽头点处的信号x(m)至x(m-N+1)分别乘以滤波器系数C(m，0)至C(m，N-1)。通过N-1个加法器206_1至206_N-1将通过乘以滤波器系数获得的N个值相加并且输出至均衡的FM信号输出202。即，N个乘法器205_0至205_N-1和N-1个加法器206_1至206_N-1执行输入FM信号x(m)至x(m-N+1)和滤波器系数C(m，0)至C(m，N-1)的卷积运算。

N个个别系数计算单元207_0至207_N-1计算滤波器系数C(m，0)至C(m，N-1)。具体来说，单元207_0至207_N-1每个基于从公共系数控制单元208输入的更新值、在一个采样时段之前的滤波器系数和一个采样时段之前的输入FM信号的采样值计算新的滤波器系数。

公共系数控制单元208基于LMS算法计算滤波器系数的更新值并且将计算的值供给个别系数计算单元207_0至207_N-1。由个别系数计算单元207_0至207_N-1和公共系数控制单元208执行的LMS算法由表达式(1)表示。

$\stackrel{\&RightArrow;}{h}(m+1)=\stackrel{\&RightArrow;}{h}\left(m\right)+\mathrm{\&mu;e}\left(m\right)\stackrel{\&RightArrow;}{u}\left(m\right)---\left(1\right)$

在表达式(1)中，向量h(m)是包括在第m个采样处的N个滤波器系数C(m，0)至C(m，N-1)的向量并且从表达式(2)描述了该向量。此外，向量u(m)是表示抽头的输FM信号x(m)至x(m-N+1)的输入信号向量并且从表达式(3)中推导出该向量。此外，μ表示被称为“步长”的标量值。此外，e(m)表示通过表达式(4)表示的滤波器系数的误差量。

$\stackrel{\&RightArrow;}{h}\left(m\right)=\left(\begin{array}{c}C(m,0)\\ C(m,1)\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ C(m,N-1)\end{array}\right)---\left(2\right)$

$\stackrel{\&RightArrow;}{u}\left(m\right)=\left(\begin{array}{c}x\left(m\right)\\ x(m-1)\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ \&CenterDot;\\ x(m-N+1)\end{array}\right)---\left(3\right)$

e(m)＝d(m)-V(m)                        (4)

在表达式(4)中，d(m)表示基准信号。在该示例性实施例中，通过利用FM信号具有恒定振幅的事实，基于输入FM信号计算的包络振幅的目标值是基准信号d(m)。公共系数控制单元208基于输入FM信号计算基准信号d(m)，并且基于在基准信号d(m)和从滤波器输出值导出的包络振幅V(m)之间的差计算误差量e(m)。此外，公共系数控制单元208将通过将误差量e(m)乘以预定的步长计算的值输出至个别系数计算装置207_0至207_N-1。

顺便提一下，自适应滤波器中的计算系统包括实数计算和复数计算。当图2中所示的信道均衡器107是复数计算系统的自适应滤波器时，事先通过希伯特变换等等将FM信号输入201变换成复数的形式，然后使用复数执行滤波处理。使用复数形式的优势是在所有的采样点中能够立即计算输入FM信号的振幅作为复数的绝对值。另一方面，当采用实数形式时，需要采用诸如包络检测或者全波整流的时间平均系统以获得输入FM信号的振幅。然而，在本示例性实施例中，不管在实数情况还是复数情况都不失一般性。

接下来将会描述用于根据均衡器控制信号改变信道均衡器107的均衡能力的个别系数计算单元207_0至207_N-1的构造示例。在该示例中，将会解释N个滤波器系数C(m，0)至C(m，N-1)中的一个被使得收敛到“1”并且另外的N-1个滤波器系数被使得收敛到“0”的情况。注意使系数收敛到“1”的个别系数计算单元可以是N个滤波器系数中的任何一个。通过示例，下面的描述针对通过单元207_0计算的滤波器系数C(m，0)被使得收敛到“1”并且通过其它单元207_1至207_N-1计算的滤波器系数被使得收敛到“0”的情况。

图3是在停止自适应均衡处理时将滤波器系数接近到“0”的个别系数计算单元207_1的构造示例。乘法器301将从公共系数控制单元208输入的标量值μe(m)乘以输入信号的采样值x(m-1)。乘法器304将用延迟器件303给出的一个采样期间的延迟的过滤器系数乘以均衡器控制信号K。加法器302将来自于乘法器301的输出值和来自乘法器304的输出值相加，并且输出滤波器系数的更新值C(m+1，1)。即，从表达式(5)导出从加法器302输出的滤波器系数的更新值C(m+1，1)。

C(m+1，1)＝KC(m，1)+μe(m)x(m-1)             (5)

当以最大均衡能力执行常规适应均衡处理时，从均衡器控制单元108供给到均衡器控制信号输入203a的泄漏系数K的值被设置为1。这种情况下的表达式(5)示出了与上面的表达式(1)相类似的更新的算法。

另一方面，当逐渐地改变自适应处理的均衡能力时，供给均衡器控制信号输入203a的泄漏系数K的值被设置为大于0并且小于1(0＜K＜1)。因此，将延迟器件303中所保持的系数数据更新为将当前系数数据乘以泄漏系数K(0＜K＜1)获得的值，并且在接下来的采样期间使用该系数数据。在控制自适应处理的均衡能力的状态期间保持该条件。

假定公共系数控制单元208的输出信号值被固定为0。当0＜K＜1时，系数数据在采样周期形成等比级数并且被使得收敛到0。例如，为了将公共系数控制单元208的输出信号值设置为0，步长μ被设置为0。当泄漏系数K的值足够地接近0时，不管公共系数控制单元208的输出信号的值，滤波器系数可以使得收敛到0。另一方面，当K的值很接近1时，系数数据没有必要收敛到0，并且均衡器以弱的均衡能力继续地操作。此外，随着泄漏系数K变得更小，当滤波器系数收敛到0时收敛速度变得更快。

图4示出在停止自适应均衡处理时使滤波器系数收敛到“1”的个别系数计算单元207_0的构造示例。图4中所示的个别系数计算单元207_0不同于图3中所示的个别系数计算单元207_1，不同之处在于乘法器304的上游和下游设置了-1加法器305和+1加法器306。在这样的情况下，通过表达式(6)表示从加法器302输出的滤波器系数的更新值C(m+1，0)。即，在停止自适应均衡处理时，如果泄漏系数K大于0并且小于1(0＜K＜1)，并且步长μ是0，则在每个更新的基础上滤波器系数逐渐地近于1，并且最后收敛到1。

C(m+1，0)＝K{C(m，0)-1}+μe(m)x(m)+1           (6)

根据图3和4中所示的构造，滤波器系数能够在停止信道均衡器107的自适应均衡处理时逐渐地收敛到目标值，而不是将滤波器系数立即更改为目标值1或者0。因此，能够抑制大的信道均衡器107的输出信号的不连续变化，使得能够防止由于不连续变化导致在立体声信号中产生的噪声。

当信道均衡器107是复数形式的自适应滤波器时，复数算数单元被用作图3和4中的每个运算单元。在图3中收敛到0的情况下，将滤波器系数的实数部分和虚数部分两者都收敛到0。在图4中收敛到1的情况下，将滤波器系数的实数部分收敛到1，并且将其虚数部分收敛到0。

图5示出了在停止自适应均衡处理时使滤波器系数收敛到“1”的值的个别系数计算单元207_0的构造的另一示例。在图5中，通过加法器307将定值1添加至滤波器系数，并且其它的构造与图3的相同。根据构造，由系数的位置来确定相对于输入的FIR滤波器输出的时间基准，并且不失自适应滤波器操作的一般性。

图6示出了在停止自适应均衡处理时使滤波器系数收敛到“0”的值的个别系数计算单元207_1的构造的另一示例。图6的构造对应于图3中所示的构造的泄漏系数的值被设置为1-2^-p的情况。p＝0的情况对应于K＝0，并且p是1或者大于1的正整数的情况对应于0＜k＜1。在图6中所示的构造的情况下，与图3的构造相比较并没有增加相乘次数。当通过定点算法实现自适应滤波器时图6的构造是特别有效的。

乘法器308将采样期间之前的滤波器系数C(m，1)乘以演算单元309中计算的值2-p。注意“p”表示大于0的整数。通过标记的p位移位运算可以实现该种乘法。加法器310计算乘法器308的输出值和滤波器系数C(m，1)之间的差。

接下来，将会详细描述均衡器控制单元108的构造示例和操作。图7是均衡器控制单元108的框图。在图7中，FM信号强度输入401被供应有由信号强度检测单元105检测的信号强度。邻接信道强度输入402被供应有由邻接信道检测单元104检测的邻接信道的信号强度。注意，如上所述，邻接信道的信号强度用作指示器，用于评估从信道选择滤波器103选择的FM信号信道中包括的邻接信道的干涉量。多径强度输入403被供应有由多径检测单元106检测的多径信号的信号强度。

信号强度接通(ON)区域控制单元404根据输入FM信号强度来确定信道均衡器107的均衡能力EQ，并且输出指示均衡能力EQ的水平的控制信号。图8是示出信号强度的大小和均衡能力EQ之间关系的一个示例的图形。

在图8中的示例的情况下，当输入FM信号强度小于阈值TH1时，均衡能力被设置为最小值EQMIN。此外，当输入FM信号强度等于或者大于阈值TH1并且小于TH2时，为了与信号强度的大小成比例地增加均衡能力，均衡能力被确定为在从最小值EQMIN至最大值EQMAX的范围内。当输入FM信号强度等于或者大于阈值TH2并且小于TH3时，均衡能力被设置为最大值EQMAX。当输入FM信号强度等于或者大于阈值TH3并且小于TH4时，将均衡能力确定为在从最大值EQMAX至最小值EQMIN的范围内从而随着信号强度变大，均衡能力逐渐地减少。最后，当输入FM信号强度等于或者大于阈值TH4时，均衡能力被设置为最小值EQMIN。

当S＜TH1时，EQ＝EQMIN；

当TH1≤S＜TH2时，EQ＝(S-TH1)*(EQMAX-EQMIN)/(TH2-TH1)+EQMIN；

当TH2≤S＜TH3时，EQ＝EQMAX；

当TH3≤S＜TH4时，EQ＝(S-TH3)*(EQMIN-EQMAX)/(TH4-TH3)+EQMAX；以及

当TH4≤S时，EQ＝EQMIN。总之，信号强度接通(ON)区域控制单元404在此时能够根据输入FM信号的信号强度指定通过信道均衡器107执行自适应均衡的范围和均衡能力的水平。

注意它只是在均衡能力变化的信号区的下限附近的位置(TH1至TH2)和上限附近的位置(TH3至TH4)中将均衡能力改变为如图8中的示例中所示的具有定倾的线性函数的一个示例。例如，下限附近的位置和上限附近的位置中的均衡能力的变化可以近似为高阶函数。尤其，输入FM信号强度S的下限具有检出限。可以提供能够在此种检出限中校正非线性输入的斜率。此外，在图9中所示的示例中，接通(ON)区域，它是均衡能力大于最小值EQMIN的区域，被定义为连续区域。但是，接通(ON)区域也可以被划分为两个或者更多不连续区域。

然后，从信号强度接通(ON)区域控制单元404输出的均衡能力EQ被输入至启动/释放时间常数控制单元407。该单元407输出具有相对于输入均衡能力EQ的改变的响应延迟的信号。图9示出了该单元407的响应波形。图9中用虚线显示的矩形图示出了输入信号，或者从信号强度接通(ON)区域控制单元404供给的均衡能力EQ的示例。另一方面，图9的实线图示出了响应于用虚线图示出的输入信号从启动/释放时间常数控制单元407输出的信号。

如图9中所示，启动/释放时间常数控制单元407控制具有与接通(ON)方向(增加均衡能力EQ的方向)和切断(OFF)方向(减少均衡能力EQ的方向)中的每一个相对应的时间常数的均衡能力EQ。在本示例中，接通(ON)方向的时间常数被称为启动时间，并且切断(OFF)方向的时间常数被称为释放时间。如果启动时间短于释放时间，那么控制信道均衡器107的均衡能力增加。另一方面，如果启动时间长于释放时间，那么控制信道均衡器107的均衡能力减少。基于是为了更加强调减少噪声而降低平均均衡能力还是为了强调将再现的声音信号的听感而增加平均均衡能力的FM接收器1的特性可以确定是否将启动时间和释放时间中的哪一个设置为大于另一个。

通过提供启动/释放时间常数控制单元407，能够防止随着输入FM信号强度的瞬间时间变化的均衡能力EQ的急剧变化。在图9的示例中，时间常数控制被显示为它接近于对数函数的行为；但是，这只是示例。例如，通过单元407的响应延迟的行为可以是具有定倾的共线近似值。

现在，将会参考图10A和10B描述通过信号强度接通(ON)区域控制单元404的均衡能力EQ的多阶段控制的效果。图10A是示出由立体声解调单元110再现的噪声水平和再现信号水平与被供给FM信号强度输入401的输入FM信号强度之间的关系的图形。图10A的横轴示出被供给FM信号强度输入401的输入FM信号强度。图10A的纵轴示出声水平。图10A中的L1表示再现信号水平。L2表示停止信道均衡器107的自适应均衡时的噪声水平。此外，L3至L7表示当在多阶段中控制信道均衡器107的自适应均衡处理的均衡能力时的噪声水平。通过L3至L7的顺序示出逐渐地增加均衡能力的情况。

在信号强度弱的弱电场的区域中，FM接收噪声逐渐地增加。然而，能够相对地减少通过执行自适应均衡的噪声水平并且增加接收灵敏度(S/N比)。这时，随着信道均衡器107的均衡能力增加，增强接收灵敏度(S/N比)的程度增加。在这种情况下，如INOUE中所公开的优选地停止弱电场区域中的信道均衡器107不一定是对的。因为改善了人类听感的噪声的质感，因此优选地衰减弱电场区域中的信道均衡器107。为了协调彼此相互冲突的改进接收感度和减少噪声的两个元件，FM接收器1能够调整信道均衡器107的均衡能力。通过调整均衡能力，能够实现具有对于人类听感来说的更少不适的目标噪声水平。

在输入FM信号强度达到或者超过某一水平的区域中，优选地不执行自适应均衡，因为与执行自适应均衡的情况相比噪声特性被进一步增强了。因此，在此区域中，优选地逐渐地降低信道均衡器107的均衡能力。

此外，即使当由于信号强度的变化使得上限或者下限相交时，可以控制信道均衡器从而通过具有时间常数的时间控制使得对人类听感来说没有任何不适。

上面的描述是关于对输入FM信号强度的接通(ON)区域控制，和启动/释放时间常数控制。类似地，根据邻接信道强度接通(ON)区域控制单元405中的独立参数也可以对邻接信道强度输入402执行接通(ON)区域控制。此外，在启动/释放时间常数控制单元408中能够执行与启动/释放时间常数控制单元407相类似的时间常数控制。

此外，根据多径强度接通(ON)区域控制单元406中的独立参数也对多径强度输入403执行与信号强度接通(ON)区域控制单元404中的控制相类似的接通(ON)区域控制。此外，在启动/释放时间常数控制单元409中执行与启动/释放时间常数控制单元407中的控制相类似的时间常数控制。

注意对于三种类型的信号强度接通(ON)区域控制、邻接信道强度ON(接通)区域控制以及多径强度ON(接通)区域控制来说，启动时间和释放时间可以是共同的。

通过在最大值选择单元410中选择三个启动/释放时间常数控制单元407至409的输出的最大值整合上述三种类型的控制。在图7中所示的示例中，最大值选择单元410输出被供给信道均衡器107的泄漏系数K。换言之，取决于三种类型控制的施加最强的均衡能力控制的控制来确定信道均衡器107的均衡能力。注意最大值选择单元410的输出可以适当地标准化从而其位于泄漏系数K的范围内。

如上所述，随着泄漏系数K接近于0，滤波器系数快速地收敛到预定值(0或者1)，并且信道均衡器107的均衡能力降低。另一方面，随着泄漏系数K接近于1，滤波器系数收敛到具有延迟的预定值(0或者1)以维持均衡处理。因此，信道均衡器107的均衡能力增加。

如上所述，FM接收器1根据输入FM信号的信号强度、多径信号强度、以及邻接信道信号强度的特性逐渐地改变信道均衡器107的均衡能力。

因此，当输入其中难以自适应均衡并且接收质量变差的FM信号时，FM接收器1通过均衡器控制单元108控制均衡能力，以便于防止由于信道均衡器107的不收敛、振荡以及发散导致的不稳定信号的输出。此外，能够防止对于人类听感来说不自然的并且由输入至FM检测单元109的不稳定信号产生的噪声。注意，例如，其中难以自适应均衡并且接收质量变差的FM信号是下述FM信号，即包括复杂多径分量的FM信号、包括时间变化多径分量的FM信号、以及其信号强度由于干扰信号或者其中混杂的噪声信号导致不稳定的FM信号。

此外，与仅接通和切断自适应均衡的接收器件相比，FM接收器1能够防止要被输出的信号的大的不连续变化。因此，能够抑制由于信号的突然变化导致的解调噪声的发生。

此外，根据第一示例性实施例，信道均衡器107的滤波器系数收敛到预定值并且通过采用如图3至6中所示的构造调整收敛速度。从而能够在自适应处理中容易地调整均衡能力。

此外，在第一示例性实施例中，当均衡能力随着输入FM信号强度、邻接信道强度、以及多径强度的变化而变化时，随着通过启动时间和释放时间的响应延迟改变均衡能力。因此，能够防止信道均衡器107的均衡能力随着诸如输入FM信号强度、邻接信道强度、以及多径强度的输入条件的瞬间时间变化而突然变化。因此，能够抑制由于输入至FM接收器1的信号的突然变化导致的解调噪声的发生。

此外，在第一示例性实施例中，通过泄漏系数的变化、步长的变化以及抽头数的变化能够控制信道均衡器107的均衡能力。因此，控制信道均衡器107的均衡能力所要求的信道均衡器107的计算量，没有相对于自适应处理的控制而大幅增加。因此，能够最小化信道均衡器107实施的规模或者性能的负担的增加。

<第二示例性实施例>

通过改变根据本发明的第一示例性实施例的FM接收器1中所包括的均衡器控制单元108的构造获得根据第二示例性实施例的FM接收器。注意根据第二示例性实施例的FM接收器的构造与图1中所示的上述FM接收器1的构造相同。因此，将会省略重复的描述，并且用相同的附图标号表示与第一示例性实施例相同的组件。

图11示出了均衡器控制单元208的构造，该构造示出了第二示例性实施例与第一示例性实施例之间的差异。均衡器控制单元208与上述均衡器控制单元108的不同之处在于设置独立的处理单元421。设置独立的处理单元421以根据输入条件执行均衡能力控制，其中当同时满足三个输入条件(FM信号强度输入401、邻接信道强度输入402，以及多径强度输入403)中的至少两个时对所述输入条件设置优先级。

独立的处理单元421事先处理输入信号从而当同时满足三种输入条件中的至少两种时根据被设置为优先的输入条件执行均衡能力控制。作为示例，假定在FM信号强度输入401被给予最高的优先级，邻接信道强度输入402被给予次优先级，并且多径强度输入403被给予最低的优先级的情况下。在这样的情况下，独立的处理单元421使邻接信道强度和多径强度小于输入值并且当输入FM信号强度的大小位于预定范围之内时将信号供给接通(ON)区域控制405和406。此外，独立的处理单元421使多径强度小于输入值并且当邻接信道强度的大小位于预定范围之内时将信号供给多径强度接通(ON)区域控制单元406。

同时满足每个输入条件的一个示例是当输入FM信号强度和多径强度变差从而它们不能适合自适应均衡时。在这样的情况下，即使当需要使基于输入FM信号强度均衡能力控制优先时，通过满足多径强度接通(ON)区域控制单元406中的条件，通过最大值选择单元410的选择结果可以是根据多径强度的条件的满足的均衡能力控制。

为了防止此种不想要的操作，优选地设置优先级以使具有最高优先级的条件独立以便于防止输入条件被冗余地控制。独立的处理单元421基于优先级的确定预先处理输入信号。

现在，将会详细描述独立的处理单元421的操作示例。当将FM信号强度输入401的值被设置为Sd，邻接信道强度输入402的值被设置为Su，并且多径强度输入403的值被设置为Sm，独立的处理单元421优选地执行下面的STEP 1至3的处理。注意，注意Sd、Su、Sm、Sdth、Suth、以及Sudth在步骤1至3的说明中都以分贝(dB)显示。根据处理，能够使输入条件独立以便于防止具有多种输入条件带来的冗余的均衡能力的控制。

步骤1：当Sd是Sdth或者更小并且Su是Suth或者更小(这里的Sdth和Suth是常数)时，为了使基于FM信号强度输入的均衡能力的控制优先，邻接信道强度和多径强度被衰减或者被清除为0。

步骤2：当不满足STEP 1的条件并且Su是Sd+Sudth或者更大(这里Sudth是常数)时，为了使基于邻接信道强度的均衡能力的控制优先，输入FM信号强度和多径强度被衰减或者被清除为0。

步骤3：当不满足STEP 1和2的条件时，为了使基于多径强度的均衡能力的控制优先，输入FM信号强度和邻接信道强度被衰减或者清除为0。

<第三示例性实施例>

通过改变根据本发明的第一示例性实施例的FM接收器1中所包括的均衡器控制单元108的构造获得根据第三示例性实施例的FM接收器。注意根据第三示例性实施例的FM接收器的构造与图1中所示的上述FM接收器1的构造相同。将会省略重复的描述，并且用相同的附图标号表示与第一示例性实施例相同的组件。

图12示出了均衡器控制单元308的构造，该构造示出了第三示例性实施例和第一示例性实施例之间的差异。均衡器控制单元308不同于上述均衡器控制单元108，不同之处在于除了通过泄漏系数K执行均衡能力控制之外，还通过步长μ和抽头数N_T执行均衡能力控制。更具体地，均衡器控制单元308包括最大值选择单元410的下游中的步长控制单元431、泄漏系数控制单元432、以及抽头数控制单元433。

将从步长控制单元431中输出的步长μ和从抽头数控制单元433中输出的抽头数N_T输入至图2中所示的信道均衡器107的公共系数控制单元208，并且影响了信道均衡器107中的系数计算。

例如，公共系数控制单元208执行下述控制，即根据从均衡器控制单元308输入的抽头数N_T，将特定抽头的滤波器系数总是变为0。或者，公共系数控制单元208可以执行控制以根据抽头数N_T从具有加法器206_1至206_N-1的相加目标移除不包括在自适应滤波器中的抽头。

图13A至13C是示出步长控制单元431、泄漏系数控制单元432、以及图12中的抽头数控制单元的操作示例的图形。图13A至13B的操作示例意在使用以下事实(a)至(c)控制信道均衡器107的均衡能力：(a)随着步长μ越小，用基准信号消除误差的自适应处理不起作用并且均衡能力也变得越小；(b)随着泄漏系数K越小，滤波器系数的泄漏量增加并且均衡能力也变得越小；以及(c)随着抽头数越大，均衡能力增加。

在图13A至13C的示例中，当表示均衡器的均衡能力EQ的最大值选择单元410的输出是最小值EQMIN时，步长μ最小，泄漏系数K最小(泄漏量最大)，并且抽头数N_T最小。另一方面，当最大值选择单元410的输出是最大值EQMAX时，步长μ最大，泄漏系数K最大(泄漏量最小)，并且抽头数N_T最大。此外，在逐渐增加均衡能力的值的步骤中，以下述顺序执行步长控制、泄漏系数控制、以及抽头数控制。

根据图13A至13C的示例，通过执行步长控制能够重设滤波器系数。此外，在通过泄漏控制调整泄漏量的同时能够执行自适应均衡。此外，当通过抽头数控制增加抽头数时，能够进一步增强均衡能力。

通过均衡器控制单元308控制，信道均衡器107执行下述操作，即使内部滤波器系数收敛到定值的操作、改变系数更新的倍率或者步长μ的操作、以及在同时或者相互独立地改变内部自适应滤波器的抽头数的操作。因此，逐渐地调整自适应处理中的均衡能力。

在通过由信道均衡器107使滤波器系数收敛到定值的操作完成滤波器系数收敛的基础上，信道均衡器107将延迟给予输入FM信号并且在没有更改的情况下输出延迟的FM信号。简言之，信道均衡器107不用作均衡器。通过改变滤波器系数的收敛速度(时间常数)，均衡器控制单元308能够调整均衡能力的强度。

此外，随着步长μ变得越小，滤波器系数的变化被抑制，并且均衡处理不能随着输入FM信号的变化而变化。换言之，通过改变步长μ能够改变滤波器系数的更新速度，并且能够调整均衡能力的强度。

此外，随着抽头数N_T变得越小，不能执行强力的均衡，因为限制了通过自适应滤波器形成滤波器的次数。换言之，通过改变抽头数N_T能够调整均衡能力的强度。

顺便提一下，在图12A和13A至13C的示例中，对于三种类型的输入条件(输入FM信号强度、邻接信道强度、以及多径强度)同等地执行三种类型的均衡能力的控制(步长μ，泄漏系数K，以及抽头数N_T)。但是，例如，步长控制和抽头数控制可能仅对于基于多径强度的均衡能力控制是有效的。在这种情况下，在最大范围内执行基于多径强度的信道均衡器107的均衡能力控制。另一方面，通过泄漏系数K以限制的方式可以执行通过邻接信道强度和输入FM信号强度的均衡能力控制。

此外，例如，当基于抽头数N_T，存在适当的步长μ和泄漏系数K时，均衡器控制单元308可以彼此关联地确定三个参数并且将已确定的值供给信道均衡器107。

<其它的实施例>

第一至第三示例性实施例描述了FM接收器，该接收器基于与下述输入信号有关的三种特性中的至少一种在多阶段中逐渐调整自适应均衡处理的均衡能力，其中所述特性为：输入FM信号强度、邻接信道强度；以及多径强度。但是，上述三种特性只是表示输入信号对于自适应均衡处理的适宜性的一个示例。也能够基于根据示例性实施例的FM接收器中的其它特性调整均衡能力。

此外，第一至第三示例性实施例描述了本发明应用于FM接收器的情况。但是，本发明能够应用于接收由调制系统调制的信号的器件，其中调制信号具有恒定振幅特性并且CMA是有效的，具体地，相位调制(PM)、和都是数字调制系统的FSK(频率键移)和PSK(移相键控)。

第一至第三示例性实施例能够由本领域中的普通人员根据需要进行组合。

虽然按照若干示例性实施例已经描述了本发明，本领域的技术人员将会理解本发明可以在所附的权利要求的精神和范围内进行带有各种修改的实践并且本发明并不限于上述的示例。

此外，权利要求的范围不限于上述的示例性实施例。

此外，应当注意的是，申请人意在涵盖权利要求中所有要素的等同形式，即使在后期的审查过程中对权利要求进行过修改亦是如此。

Claims (20)

1.一种自适应均衡器，包括：

自适应滤波器，所述自适应滤波器对输入信号执行自适应均衡处理以便使均衡的输出信号的振幅恒定，所述输入信号被产生具有恒定振幅特性的调制信号的调制系统所调制；

控制单元，所述控制单元根据所述输入信号的特性的变化，在多阶段中逐渐地改变所述自适应滤波器的所述自适应均衡处理的均衡能力，

其中所述控制单元使所述自适应滤波器的滤波器系数收敛到预定值并且将所述滤波器系数的收敛速度改变为所述预定值以便逐渐地减少所述均衡能力。

2.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中

所述特性表示所述输入信号对于所述自适应均衡处理的适宜程度；和

当所述输入信号变成不适合于所述自适应均衡处理的状态时，所述控制单元逐渐地减少所述均衡能力。

3.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中

所述控制单元根据所述输入信号的特性检测包括所述自适应滤波器的滤波器系数的不收敛、振荡、或者发散的环境，并且在所检测的环境下减少所述均衡能力。

4.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述自适应滤波器包括使所述滤波器系数收敛到预定值的泄漏系数，并且

所述控制单元逐渐的改变所述泄漏系数从而改变所述滤波器系数的收敛速度。

5.根据权利要求4所述的自适应均衡器，其中所述控制单元取消所述滤波器系数到所述预定值的收敛并且改变取消从所述预定值的收敛的速度以便逐渐地增加所述均衡能力。

6.根据权利要求4所述的自适应均衡器，其中所述控制单元使所述滤波器系数中的至少一个收敛到不为0的值，并且使剩余的滤波器系数收敛到0。

7.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述特性包括所述输入信号的信号强度、所述输入信号中所包括的邻接信道信号的信号强度、以及所述输入信号中所包括的多径信号的信号强度中的至少一个。

8.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中

所述特性包括至少两个信号特性，并且

与基于所述两个信号特性中的一个执行所述均衡能力的控制相比，所述控制单元优先基于所述两个信号特性中的另一个执行所述均衡能力的控制。

9.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中在响应于所述特性的变化而改变所述均衡能力中，所述控制单元利用响应延迟增加或者减少所述均衡能力。

10.根据权利要求9所述的自适应均衡器，其中在增加所述均衡能力中的所述响应延迟的时间常数不同于在减少所述均衡能力中的所述响应延迟的时间常数。

11.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述控制单元通过增加或者减少所述自适应滤波器的步长来分阶段控制所述均衡能力。

12.根据权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述控制单元通过增加或者减少所述自适应滤波器的抽头数来分阶段控制所述均衡能力。

13.一种自适应均衡方法，包括：

检测通过产生具有恒定振幅特性的调制信号的调制系统调制的输入信号的特性；

通过自适应均衡滤波器对所述输入信号执行自适应均衡处理以便使均衡的输出信号的振幅恒定；以及

根据所述输入信号的所述特性的变化，在多阶段中逐渐地改变所述自适应滤波器的所述自适应均衡处理的均衡能力，

其中在多阶段中控制所述均衡能力包括使所述自适应滤波器的滤波器系数收敛到预定值并且改变所述滤波器系数到所述预定值的收敛速度以便逐渐地减少所述均衡能力。

14.根据权利要求13所述的方法，其中

所述特性表示所述输入信号对于所述自适应均衡处理的适宜程度；并且

当所述输入信号变成不适合于所述自适应均衡处理的状态时，在多阶段中控制所述均衡能力包括减少所述均衡能力。

15.根据权利要求13所述的方法，其中逐渐地改变所述均衡能力包括根据所述输入信号的特性检测包括所述自适应滤波器的滤波器系数的不收敛、振荡、或者发散的环境，以及在所检测的环境下减少所述均衡能力。

16.根据权利要求13所述的方法，所述自适应滤波器包括使所述滤波器系数收敛到预定值的泄漏系数，并且

逐渐的改变所述泄漏系数从而改变所述滤波器系数的收敛速度。

17.根据权利要求13所述的方法，其中在多阶段中控制所述均衡能力包括取消所述滤波器系数到所述预定值的收敛并且改变取消从所述预定值的收敛的速度以便逐渐地增加所述均衡能力。

18.根据权利要求13所述的方法，其中所述特性包括所述输入信号的信号强度、所述输入信号中所包括的邻接信道信号的信号强度、以及所述输入信号中所包括的多径信号的信号强度中的至少一个。

19.根据权利要求13所述的方法，其中逐渐地改变所述均衡能力包括在响应于所述特性的变化而改变所述均衡能力中利用响应延迟增加或者减少所述均衡能力。

20.根据权利要求19所述的方法，其中在增加所述均衡能力中的所述响应延迟的时间常数不同于在减少所述均衡能力中的所述响应延迟的时间常数。

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