CN101019331A - 设计数字接收滤波器的方法和对应的接收设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种设计主信号的数字接收滤波器的方法。按照本发明，这种方法包括下述步骤：模型化传输干扰所述主信号的至少一种信号的至少一个传输信道，以便获得干扰信道模型；借助考虑到所述干扰信道模型和所述模型的噪声(称为模型噪声)的白化滤波器，白化所述至少一种干扰信号；根据所述白化滤波器的至少一个系数，计算所述数字接收滤波器的系数。

Description

设计数字接收滤波器的方法和对应的接收设备

技术领域

本发明涉及无线电通信领域，具体地说，涉及无线电通信系统中信号的接收。

更具体地说，本发明涉及设计滤波器和在存在干扰信号的情况下过滤主信号的技术，尤其涉及利用低复杂性接收器提供良好的接收质量的自适应滤波技术。

本发明特别适用于GSM(“全球移动通信系统”)、GSM/GPRS(“通用分组无线电服务”)、GSM/GPRS/EDGE(“增强型数据速率GSM演进”)和其它类型的蜂窝无线电通信系统。

背景技术

按照惯例，蜂窝无线电通信系统中的接收器包括使其能够选择分配给它的主信道的接收滤波器。

但是，发射器和接收器之间多个路径的存在，或者同一小区中其它用户的存在会造成干扰信号，使得在接收方必须使用复杂的滤波技术。

已设想出基于MMSE(“最小均方差”)的滤波技术，如图1中所示。

按照现有的这种技术，假定有固定的接收滤波器Rx 13。从而，滤波器Rx 13被设计成遵守某一频率模板。

更具体地说，接收滤波器Rx 13适合于消除在传输期间，在主信号x(k)上增加的加性高斯白噪声AWGN 12的影响，该主信号由表示执行的不同处理操作的全局滤波器H 11滤波。

从而，接收滤波器Rx 13被设计成使滤波器Rx 13的输出端的信号y(k)与传输前的主信号x(k)之间的判决误差最小化。

从而，MMSE接收滤波器Rx 13考虑到全局滤波器H 11，并被设计成使在滤波器Rx 13的输出端的均方差最小，所述均方差由下式定义：

J(H)＝E[|x(k)-y(k)|²]

其中E[·]对应于数学期望值。

但是，这种技术的主要缺点在于接收滤波器的设计没有考虑到与主信号干扰的信号的频谱，于是不能获得符号间和用户间干扰之间的最佳折衷。

从而，这种技术只能消除来自不同滤波器，比如滤波器H 11的有限的符号间干扰，没有考虑到来自例如其它用户的干扰(也称为同信道干扰或者邻信道干扰)。

发明内容

于是在蜂窝无线电通信系统中，可取的是构成一种低复杂性接收滤波器，所述接收滤波器至少部分消除归因于其它用户的干扰信号，同时很好地工作。

更具体地说，本发明的目的是提供一种设计接收滤波器的技术，即使存在干扰信号，所述接收滤波器也能够很好地工作。特别地，本发明的目的是提出这样一种技术，所述技术使得在接收方能够降低符号间干扰和用户间干扰的负面影响。

本发明的另一目的是提供这样一种设计技术，该技术简单并且有效，使得能够设计出适合于GSM/GPRS/EDGE基带的健壮(robust)接收滤波器。

本发明的最终目的是提供一种就干扰信号的传播信道而论的健壮接收技术，即，即使干扰信号的传播信道发生变化，也具有良好性能的接收技术。

本发明的另一目的是提出一种在存在干扰信号的情况下，相对于现有技术的解决方案，复杂性降低的接收技术。

本发明的基本特征

这些目的以及下面出现的其它目的由一种设计主信号的数字接收滤波器的方法实现。

按照本发明，所述方法包括下述步骤：

-模型化传输干扰所述主信号的至少一种信号的至少一个传输信道，以便获得干扰信道模型；

-借助考虑到所述干扰信道模型和所述模型的噪声(称为模型噪声)的白化滤波器，白化所述至少一种干扰信号；

-根据所述白化滤波器的至少一个系数，计算所述数字接收滤波器的系数。

从而，本发明以一种全新的创造性的接收滤波器设计方法为基础，所述方法实现能够白化至少一种干扰信号的白化步骤。

事实上，不同于只设想白化主信号上的加性白噪声的现有技术，本发明还提出考虑干扰主信号的信号，并且实现这些信号的健壮白化。注意“健壮”意味着即使干扰信号的传播信道发生变化，按照本发明构成的接收滤波器也始终具有良好的性能。

这里并且在整个文献内，传播信道对应于发射器和接收器之间的物理信道，而传输信道包括传输滤波器、传播信道和接收滤波器。

干扰信号在和主信号相同的频带中传送，或者在和主信号的频带相邻的频带中传送，即由与主信号传播信道相邻的传播信道传送。

需要指出的是，邻信道意味着紧接在主信号传播信道之前的信道(左邻信道)，或者紧跟在主信号传播信道之后的信道(右邻信道)，以及双边邻信道。

从而，按照本发明的设计方法，通过模型化传输信道(其中包括至少一个传输滤波器，一个传播信道和一个接收滤波器)和白化干扰信号，确定接收滤波器的系数。干扰信号的白化由传输信道和信道模型的模型噪声确定的白化滤波器实现，模型噪声是功率为σ²的白高斯噪声B。

以由系数g_k定义的数字全局传输滤波器G的形式模型化传输信道，其中g_k是滤波器G的第k个系数。

从而，传输信道模型的模型噪声是加入到每个系数g_k中的噪声b_k。

随后，利用系数f_k:f_k＝g_k+b_k，模型化干扰信号的传递函数的健壮滤波器F。

按照本发明的设计接收滤波器的方法也是值得注意的，因为借助模型噪声中可以参数化数字接收滤波器的复杂性。

事实上，模型噪声的功率σ²使得能够调整白化滤波器的长度，从而调整接收滤波器的长度。

白化滤波器最好是最小相位滤波器。

模型化步骤最好考虑到：

-传输所述主信号和/或所述至少一种干扰信号的至少一个滤波器；

-其传递函数由恒等函数模型化的传播所述干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器。

从而，信道模型，比如数字全局传输滤波器G包括传输干扰信号的滤波器、传播干扰信号的信道和模型化无线电处理操作的无线电接收滤波器。

无线电滤波器使得能够模型化无线电的线性效应，尤其是在接收方进行的处理操作。

按照本发明，传播信道的传递函数由恒等函数模型化。从而，传播信道的传递函数由下式定义：

对于k＝0，c_k＝1

对于k≠0，c_k＝0

本发明还涉及一种接收在主传播信道中传送，并在所需频带中传输的主信号的设备。

按照本发明，这样的设备具有串联滤波体系结构，使得能够至少部分消除影响主信号的至少一种干扰的作用，所述设备包括：

-适合于属于下述一组的干扰的至少一个第一滤波器Rx₁：

-在所述所需频带中传输的至少一种干扰信号(称为同信道干扰信号)；

-至少一种热白噪声；

-适合于在和所述所需频带不同的频带中，尤其是在与所述所需频带相邻的频带中传输的至少一种干扰信号(称为邻信道干扰信号)的至少一个第一滤波器Rx₂。

注意在整个说明书内，“邻信道干扰信号”指的是双边邻信道干扰信号，并且注意主传播信道对应于传播主信号的信道。

于是，同信道干扰信号在和主信号相同的频带中传输。

从而，这种接收设备包括串联的至少两个接收滤波器，每个滤波器适合于至少部分消除一种干扰(例如白噪声、同信道干扰信号和邻信道干扰信号等)的影响。

可按照第一滤波器Rx₁优化第二滤波器Rx₂，即，通过考虑到第一滤波器Rx₁，确定第二滤波器Rx₂的系数。

按照本发明的一个优选实施例，用硬件，即借助电子组件实现第一滤波器Rx₁，而用软件，即以软件的形式实现第二滤波器Rx₂。

接收设备最好还包括检测确定第二滤波器Rx₂的激活的至少一种邻信道干扰信号的装置。

从而，只有当检测装置检测到至少一种邻信道干扰信号时，才激活第二滤波器Rx₂。

例如，这些检测装置被置于第一滤波器Rx₁和第二滤波器Rx₂之间。如果它们没有检测到邻信道干扰信号，那么用于实现第第二滤波器Rx₂的资源可用，并且可被用于实现多用户检测方法。

接收设备最好是线性MMSE(“最小均方差”)类接收设备。

按照本发明的一个有利实施例，第一和第二滤波器至少之一的系数是白化至少一种同信道和/或邻信道干扰信号的滤波器的系数的函数，所述白化滤波器考虑了传输所述干扰信号的信道的模型的噪声(称为模型噪声)。

从而，通过利用如上所述的设计接收滤波器的方法，可设计在接收设备中使用的滤波器中的至少一个。

这样获得的接收设备易于实现，并且相对于现有系统，尤其是在存在干扰信号的情况下，性能得到提高。

按照本发明的该有利实施例，对于能够对至少一种同信道干扰信号和/或将被滤波的第一滤波器Rx₁，传输信道模型考虑到：

-传输所述主信号和/或所述至少一种干扰信号的滤波器Tx；

-其传递函数由恒等函数模型化的传播所述同信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器。

由于同信道干扰信号在和主信号相同的频带(称为所需频带)中传送，因此对于主信号和同信道干扰信号来说，传输滤波器Tx被认为是相似的。

对于能够对至少一种邻信道干扰信号滤波的第二滤波器Rx₂，传输信道模型考虑到：

-传输所述主信号的滤波器Tx；

-传输所述邻信道干扰信号的至少一个滤波器J₂；

-其传递函数由恒等函数模型化的传播所述同信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器；

-所述第一滤波器Rx₁。

这种情况下，认为传输所述邻信道干扰信号的滤波器J₂由对于邻信道干扰信号在200kHz的频率下，对于双边邻信道干扰信号在400kHz的频率下等正弦调制的主信号的传输滤波器Tx模型化，无线电通信系统被认为是GSM/GPRS/EDGE类无线电通信系统。

当然在其它无线电通信系统中，这些频带可不同。

另外注意第二滤波器Rx₂被设计成第一滤波器Rx₁的系数的函数。

从而，设计第二滤波器Rx₂，所述第二滤波器Rx₂被优化，以便消除邻信道干扰信号对已由第一滤波器Rx₁滤波的主信号的影响，使得能够至少部分抑制同信道干扰信号和热白噪声，并限制符号间干扰。

附图说明

参考作为简单的非限制性例证例子给出的优选实施例的下述说明以及附图，本发明的其它特征和优点将变得更清楚，其中：

已关于现有技术说明的图1表示基于MMSE接收滤波器的滤波技术；

图2A和2B表示根据本发明，在存在干扰信号的情况下设计接收滤波器的一般原理；

图3表示GSM/GPRS/EDGE类型的无线电通信系统中的信道的配置；

图4表示按照图2A和2B的一般原理设计的两个接收滤波器的顺序排列；

图5A和5B表示存在同信道干扰信号和热白噪声的情况下，图2A和2B的接收滤波器设计技术；

图6A和6B表示存在在与传输主信号的频带相邻的频带中传输的干扰信号的情况下，图2A和2B的接收滤波器设计技术；

图7A和7B表示能够在根据本发明的接收设备中实现的、用于检测来自与主信道相邻的信道的干扰信号的两种技术；

图8表示在本发明的接收滤波器的计算中考虑的无线电滤波器的脉冲响应；

图9A、9B和9C描述在存在同信道干扰信号和热白噪声的情况下，在接收设备中实现的第一接收滤波器(振幅、相位和脉冲响应)；

图10A、10B和10C表示存在来自主信道的相邻信道的干扰信号的情况下，与图9A、9B和9C的第一接收滤波器串联地在接收设备中实现的第二接收滤波器(振幅、相位和脉冲响应)。

具体实施方式

本发明的一般原理以在接收滤波器的设计中白化(whitening)步骤的实现为基础，使得借助考虑到传输信道的模型化时的模型噪声的白化滤波器，能够白化来自不同滤波器(尤其是通常不满足Nyquist标准的传输滤波器)的符号间干扰，以及多用户干扰。

本发明还提出接收器中接收滤波器的串联排列，利用适合于白化不同的干扰信号的白化滤波器，设计每个接收滤波器。

在存在干扰信号的情况下，接收滤波器的一般设计原理：

下面关于图2A和2B给出在存在干扰信号的情况下，接收滤波器的一般设计原理。

在本例以及本文献的剩余部分中，假定干扰信号的传播信道，即多路径的传递函数等于1。

为了确定按照本发明的接收滤波器的系数，我们将考虑由至少一个用于传输主信号和/或干扰信号的传输滤波器、至少一个用于传播主信号和/或干扰信号的传播信道、和至少一个接收滤波器构成的传输信道。

从而，我们考虑在传输之前，由传输滤波器Tx 21滤波的主信号。

从而，由于混叠现象的缘故，位于传输滤波器Tx 21的输出端的在所需频带中传输的主信号具有一定的失真，于是具有符号间干扰。

我们随后认为在接收设备22中被接收之前，该传输信号在主传播信道中传送。

在传播期间，干扰信号可被加入到主信号中。这些不同的干扰信号由对干扰信号整形的滤波器J 23模型化，并由传递函数等于1的传播干扰信号的信道传送。

于是，认为将在接收设备22接收的信号由传输信号和非白噪声组成。

接收的信号随后由无线电滤波器R 24滤波，使得能够模型化无线电的线性效应，尤其是在接收方进行的处理操作。

从而，以由系数g_k定义的数字全局传输滤波器G的形式模型化传输信道，其中g_k是滤波器的第k个系数，以致于：

G(z)＝R(z)·J(z)

J(z)是整形滤波器J 23的z变换；

R(z)是无线电滤波器R 24的z变换。

根据本发明，通过依据全局传输滤波器G的系数，考虑功率σ²的白高斯模型噪声B，从数字全局传输滤波器G模型化健壮滤波器F(由系数f_k定义)：

f_k＝g_k+b_k

从而，本发明提出根据白化滤波器的模型化计算接收滤波器Rx25的系数。

从而，如图2B中所示，从健壮滤波器F模型化白化滤波器W 26。认为是位于无线电滤波器R 24的输出端的非白噪声的干扰信号从而被白化滤波器W 26白化。

于是，这种健壮白化滤波器W 26考虑到传输信道的模型以及关于所述模型的模型噪声，同时传输信道的模型化考虑到主信号的传输滤波器Tx 21，整形干扰信号的滤波器J 23，传播干扰信号的信道和无线电滤波器R 24。

在传输信道的模型中引入的模型噪声导致白化滤波器W 26的不正确模型化，即，数字全局传输滤波器G的频谱的零频率不会被白化滤波器W 26完全补偿，滤波器W的长度仍然有限。

模型噪声的功率σ²使得能够调整白化滤波器W 26的长度，于是能够调整接收滤波器Rx 25的长度。

类似地，当面对近似模型化的干扰信号时，就传播干扰信号的信道而论，接收滤波器Rx 25的健壮性也被增大。

在模型化的白化滤波器W 26的输出端，来自传输滤波器Tx 21，整形滤波器J 23和无线电模型化滤波器R 24的非白干扰信号于是再次是白的，使得能够设计复杂性降低的接收滤波器Rx 25。

从而，根据本发明，当加性噪声非白时，根据就传输干扰信号的信道的模型化而论健壮的白化滤波器W的模型化，设计接收滤波器Rx 25。

从而，进入接收设备22的接收滤波器Rx 25的干扰信号被认为是白噪声，确定接收滤波器Rx 25的系数，以使均方差最小，如参考图1中所示的现有技术那样。

从而，接收滤波器Rx 25可被认为是基于MMSE标准的复杂性降低的线性均衡器。

从而能够考虑到白化干扰信号的滤波器以及相对于干扰信号的健壮性，构成有限长度的最佳接收滤波器Rx 25。

从而，接收滤波器兼顾归因于不同滤波器，尤其是传输滤波器(不满足Nyquist标准)的符号间干扰的最小化与归因于其它用户的用户间干扰的最小化。

于是，提出的设计接收滤波器Rx 25的方法涉及构成MMSE线性均衡器，所述MMSE线性均衡器既适合于由无线电滤波器R表示的无线电模型卷积的传输滤波器Tx 21，又适合于白化滤波器W 26。

更具体地说，根据下述等式，能够定义白化滤波器W 26：

$W\left(z\right)\·W^{*}\left({1/z}^{*}\right)=\frac{1}{F\left(z\right)\·F^{*}\left({1/z}^{*}\right)}=\frac{1}{G\left(z\right)\·G^{*}\left({1/z}^{*}\right)+{\mathrm{\σ}}^2}$

同时G(z)＝R(z)·J(z)

其中G(z)·G^*(1/z^*)是全局传输滤波器G的相关性的双侧z变换；

F(z)·F^*(1/z^*)是健壮滤波器F的相关性的双侧z变换；

J(z)是整形滤波器J的z变换；

R(z)是无线电滤波器R的z变换；

σ²是模型噪声的功率，或其方差。

健壮白化滤波器W 26由其单侧z变换W(z)定义，并被计算以使健壮滤波器F的相关性白化。

如果F(z)是长度L的滤波器，那么构成白化滤波器W 26的方式有2^L种。

我们提出使用最小相位滤波器来简化接收滤波器Rx 25的删截。

模型噪声σ²确定在白化步骤中计及的噪声的功率，并使得能够调整滤波器W 26的长度。该模型噪声的调整从而使得能够避免F(z)具有在单位园上的根，于是避免滤波器W 26变成无限长。

从而，频率中的“间隙”未被白化滤波器W 26完全补偿，它仍然保留有限的长度。就极差模型化的干扰信号而论，设计滤波器Rx 25的健壮性也被增大。

从而，通过实现如图1中所示的使均方差最小的常规技术，以及通过认为表示执行的不同处理操作的全局滤波器H 11对应于传输滤波器Tx 21、无线电滤波器R 24和白化滤波器W 26的卷积，以MMSE线性均衡器的形式构成接收滤波器Rx 25：

H(z)＝7x(z)·R(z)·W(z)，

J(H)＝E[|x(k)-y(k)|²]，

其中E[·]对应于数学期望值。

从而，MMSE接收滤波器Rx 25考虑到全局滤波器H 11，并被设计成使均方差J最小。

考虑到非零背景噪声，白化步骤中因素σ²的引入还可被看作MS意义上的白化。

在串联的滤波体系结构的环境中对同信道干扰和邻信道干扰的 应用

还可以构成适合于不同的干扰信号的一个或多个接收滤波器，以便设计复杂性降低的、在存在不同类型的干扰信号的情况下具有良好性能的接收设备。

该接收设备可具有串联的滤波体系结构，包括串联的至少两个滤波器，每个滤波器适合于消除至少一种影响主信号的干扰的作用。

事实上，在蜂窝无线电通信系统中，遇到不同类型的干扰：

-在与所需频带不同的频带中传输，或者如图3中所示，由与所述主传播信道相邻的至少一个传播信道传送的邻信道干扰信号；

-在和主信号相同的频带中传输，并且来自不同滤波器的同信道干扰信号；

-热白噪声。

根据本发明，提出基于传播情况的因子分解，使用串联滤波系统。从而，“噪声”或“干扰”扰动被分成两组：

1.同信道干扰信号和热白噪声；

2.邻信道干扰信号。

从而，如图4中所示，接收设备包括串联排列的第一滤波器Rx₁41和第二滤波器Rx₂ 42，第一滤波器Rx₁ 41用来在存在同信道干扰信号和/或热白噪声的情况下优化接收器的性能，第二滤波器Rx₂ 42用来在存在邻信道干扰信号的情况下优化接收器的性能。

按照基于串联滤波技术的这种设备的一个优选实施例，在第二滤波器Rx₂ 42之前插入一个检测邻信道干扰信号的装置43。从而，根据邻信道干扰信号的检测，接收设备借助第二滤波器Rx₂ 42进行滤波操作。

第一接收滤波器Rx₁ 41最好用硬件，即用电子组件实现，而第二滤波器Rx₂ 42用软件，即以软件形式实现。

从而，当邻信道干扰信号检测装置43没有检测到邻信道干扰信号时，通常由第二接收滤波器Rx₂ 42使用的资源仍然可用。

于是能够设想在不存在邻信道干扰信号的情况下，第一接收滤波器Rx₁ 41使用可用的资源来实现同信道干扰信号，即多个用户的联合检测方法。

当干扰信号变化时，还能够调整第二接收滤波器Rx₂ 42的系数，以便提高接收设备的性能。

按照该优选实施例，根据本发明的设计接收滤波器的方法设计这两个接收滤波器Rx₁ 41和Rx₂ 42。

按照其它备选实施例，根据另一技术设计这些接收滤波器Rx₁ 41和Rx₂ 42。

按照其中根据本发明的设计方法，设计接收滤波器Rx₁ 41和Rx₂42的优选实施例，借助具有和传输滤波器Tx 21相同模板的使干扰信号整形的滤波器，模型化不同的同信道和邻信道干扰信号。

从而，就同信道干扰信号来说，如图5A中所示，整形干扰信号的滤波器J₁被认为等同于传输其中加入功率σ²的白噪声的所需信号和/或干扰信号的滤波器Tx 21。该噪声的功率可变化，并且可以基本上等于0。

就邻信道干扰信号来说，如图6A中所示，整形干扰信号的滤波器J₂被认为等同于频移200kHz，即在200kHz下正弦调制的传输滤波器Tx 21。

第一接收滤波器的系数的优化

按照本发明的该优选实施例，接收设备首先优化第一接收滤波器Rx₁的系数的计算，如图5A中所示。

接收滤波器Rx₁用来在存在同信道干扰和/或加性白噪声的情况下，优化接收器的性能。从而，它使接收器收到的归因于传输滤波器和接收滤波器的残留符号间干扰降至最小。

如图5B中所示，以及上面参考图2A和2B所述，第一白化滤波器W₁ 52被模型化，使得能够白化位于无线电滤波器R 24的输出端的非白噪声(受同信道干扰信号影响)，以便计算第一接收滤波器Rx₁ 41的系数。

为此，考虑到下面的因素首先模型化传输信道：

-整形干扰信号的滤波器J₁；

-其传递函数由恒等函数模型化的传播同信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于主信号的至少一种无线电处理操作的无线电滤波器R。

整形干扰信号的滤波器J₁将主信号的传输滤波器Tx 21(因为干扰信号(同信道干扰信号和/或白噪声)在和主信号相同的频带中传送)，以及功率σ₁ ²的白噪声考虑在内：

J₁(z)＝Tx(z)+σ₁

注意相对于所需信号和/或干扰信号的传输滤波器Tx 21，σ₁越大，那么对传送加性白高斯噪声的传播信道来说，接收滤波器Rx₁ 41表现得更好。

相反，相对于所需信号和/或干扰信号的传输滤波器Tx 21，σ₁越小，那么就加性白高斯噪声来说，接收滤波器Rx₁ 41表现得更好。

信道模型可用全局传输滤波器G₁的形式来表述。

下面，借助形成健壮滤波器F₁的全局传输滤波器G₁的系数，考虑模型噪声σ²。

在第一白化滤波器W₁ 52中，在白化步骤中考虑模型噪声σ²，模型噪声σ²使得能够对传播干扰信号的信道，健壮地进行同信道干扰信号的白化。模型噪声σ₂还使得能够调整由下面的等式定义的滤波器W₁ 52的长度：

$W_1\left(z\right)\·W_i^{*}\left({1/z}^{*}\right)=\frac{1}{F_1\left(z\right)\·F_1^{*}\left({1/z}^{*}\right)}=\frac{1}{G_1\left(z\right)\·G_1^{*}\left({1/z}^{*}\right)+{\mathrm{\σ}}^2}$

同时G₁(z)＝R(z)·J₁(z)

J₁(z)＝Tx(z)+σ₁

其中Tx(z)是主信号的传输滤波器Tx的z变换；

R(z)是无线电滤波器R的z变换；

σ²是模型噪声的功率，或其方差。

从而，通过实现如图1中所示的使均方差最小的常规技术，以及通过认为表示执行的不同处理操作的全局滤波器H₁对应于传输滤波器Tx 21、无线电滤波器R 24和白化滤波器W₁ 52的卷积，以MMSE线性均衡器的形式构成第一滤波器Rx₁ 41：

H₁(z)＝Tx(z)·R(z)·W₁(z)，

J(H₁)＝E[|x(k)-y(k)|²]，

其中E[·]对应于数学期望值。

从而，MMSE接收滤波器Rx₁ 41将全局滤波器H₁考虑在内，并被设计成使均方差J最小。

第二接收滤波器的系数的优化

按照本发明的该优选实施例，一旦接收设备已优化第一接收滤波器Rx₁ 41的系数，并且邻信道干扰信号检测装置43检测到在与主信号的传播信道相邻的传播信道中传送的干扰信号，那么接收设备优化第二接收滤波器Rx₂ 42的系数的计算，如图6A中所示。

接收滤波器Rx₂ 42用来在存在邻信道干扰信号的情况下，优化接收器的性能。它使接收器收到的、归因于传输滤波器和无线电模型化滤波器R 24，以及调整后的第一接收滤波器Rx₁(该调整后的滤波器的系数将白化滤波器W₁ 52考虑在内)的残留符号间干扰降至最小，同时使归因于邻信道的干扰降至最小。

如图6B中所示，以及上面参考图2A和2B所述，第二白化滤波器W₂ 62随后被模型化，使得能够白化位于调整后的接收滤波器Rx₁61的输出端的非白噪声(受邻信道干扰信号以及不同的滤波器，尤其是调整后的接收滤波器Rx₁ 61影响)，以便计算第二接收滤波器Rx₂42的系数。

为此，考虑到下面的因素首先模型化传输信道：

-主信号的传输滤波器Tx 21；

-整形邻信道干扰信号的滤波器J₂；

-其传递函数由恒等函数模型化的传播同信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于主信号的至少一种无线电处理操作的无线电滤波器R；

-第一滤波器Rx₁ 61。

整形干扰信号的滤波器J₂将频移后(例如在200kHz的频率下正弦调制)的主信号的传输滤波器Tx 21考虑在内，因为干扰信号在和主信号的频带相邻的频带中，或者在与主信号的传播信道相邻的传播信道中传送/传输。

信道模型可用全局传输滤波器G₂的形式来表述。

下面，我们借助形成健壮滤波器F₂的全局传输滤波器G₂的系数，考虑模型噪声σ²。

在第二白化滤波器W₂ 62中，在白化步骤中考虑模型噪声σ²，模型噪声σ²使得能够对传播信道稳健地进行同信道干扰信号的白化。模型噪声σ²还使得能够调整由下面的等式定义的滤波器W₂ 62的长度：

$W_2\left(z\right)\·W_2^{*}\left({1/z}^{*}\right)=\frac{1}{F_2\left(z\right)\·F_2^{*}\left({1/z}^{*}\right)}=\frac{1}{G_2\left(z\right)\·G_2^{*}\left({1/z}^{*}\right)+{\mathrm{\σ}}^2}$

同时G₂(z)＝R(z)·Rx₁(z)·J₂(z)

其中Tx(z)是传输滤波器Tx 21的z变换；

R(z)是无线电滤波器R 24的z变换；

J₂(z)是频移200kHz的传输滤波器Tx 21的z变换；

σ²是模型噪声的功率，或其方差。

从而，第二白化滤波器W₂ 62考虑由整形干扰信号的滤波器J₂引入的噪声，和由不同的滤波器，尤其是无线电滤波器R 24和调整后的接收滤波器Rx₁ 61引入的噪声。

从而，通过实现如图1中所示的使均方差最小的常规技术，以MMSE线性均衡器的形式构成第二滤波器Rx₂ 42。

但是，这种情况下认为表示执行的不同处理操作的全局滤波器H₂对应于传输滤波器Tx 21、无线电滤波器R 24和白化滤波器W₂ 62的卷积：

H₂(z)＝Tx(z)·R(z)·Rx₁(z)·W₂(z)，

J(H₂)＝E[|x(k)-y(k)|²]，，

其中E[·]对应于数学期望值。

从而，MMSE接收滤波器Rx₂ 42将全局滤波器H₂考虑在内，并被设计成使均方差J最小。

附录中提供了接收滤波器Rx₁和Rx₂的系数的计算的数字例子。

在该例子中，选择的无线电滤波器R是频带180kHz，利用22个系数计算的、并且滚降因子为0.4的升余弦滤波器。图8表示该无线电滤波器R的脉冲响应。

本例中使用的传输滤波器Tx是如标准“GSM 05.04 Digitalcellular telecommunications system(Phase 2+)Modulation”中定义的8PSK(“移相键控”)传输滤波器。

注意，就可能存在GMSK(“高斯最小移相键控”)和8PSK干扰信号的GSM/EDGE蜂窝网络来说，该相同的8PSK滤波器Tx被用于计算接收滤波器Rx₁和Rx₂。

事实上，该8PSK滤波器被定义成以致传输的两个8PSK和GMSK信号具有相同的频谱。

随后，在模型化传输信道之后，评估白化滤波器W₁和W₂的系数，并根据这些系数计算接收滤波器Rx₁和Rx₂的系数。

在所示的例子中，对于滤波器W₁和Rx₁的系数的计算，认为：

-同信道干扰信号(σ_co-canal ²)和加性白高斯噪声(σ₁ ²)的相对功率约为20dB：

${10\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{co}-\mathrm{canal}}^2}{{\mathrm{\σ}}_1^2}\right)=20\mathrm{dB};$

-模型噪声与同信道干扰信号及白噪声的相对功率约为20dB：

${10\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_1^2+{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{co}-\mathrm{canal}}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)=20\mathrm{dB};$

-MMSE线性均衡器的计算的信噪比约为10dB；

并且，对于滤波器W₂和Rx₂的系数的计算，认为：

-模型噪声与邻信道干扰信号(σ_adjacent ²)相对功率约为20dB：

${10\log }_{10}\left(\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{adjacent}}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)=20\mathrm{dB};$

-MMSE线性均衡器的计算的信噪比约为10dB。

附录中提供了通过考虑到不同的参数计算的白化滤波器W₁和W₂的系数，以及接收滤波器Rx₁和Rx₂的系数。

关于图9A、9B和9C(滤波器Rx₁)，以及图10A、10B和10C(滤波器Rx₂)给出在本例中评估的接收滤波器Rx₁和Rx₂。

从而，随其频率而变的滤波器Rx₁的传递函数的模量示于图9A中，随其频率而变的滤波器Rx₁的传递函数的相位示于图9B中，滤波器Rx₁的脉冲响应示于图9C中。

图10A、10B和10C表示随其频率而变的滤波器Rx₂的传递函数(图10A)，随其频率而变的滤波器Rx₂的传递函数的相位(图10B)，以及滤波器Rx₂的脉冲响应(图10C)。

检测邻信道干扰信号的装置的实现

现在关于图7A和7B，说明用于检测在与主信号的频带相邻的频带中传输的干扰信号，并且能够在根据本发明的接收设备中实现的两种技术。

如上所述，按照本发明的优选实施例，检测邻信道干扰信号的装置43被插入在第二滤波器Rx₂ 42之前，只有当检测到邻信道干扰信号时，接收设备才利用第二滤波器Rx₂ 42进行滤波。

从而，这些检测装置43必须在接收的数据突发的层级上进行判决，以确定它们是否受到两个相邻信道之一(左或右信道)干扰，如图3中所示。

该判决可基于接收的突发，不过也可以与先前突发的结果结合，考虑到当前突发的结果的统计量为基础。

可选的是，这种硬判决可伴随以指示所述信号受或者不受邻信道干扰的概率的可靠性指示符。

下面是能够区分邻信道干扰信号与同信道干扰信号和/或热白噪声的各种技术。

一方面，这些各种技术使得能够测量每种干扰信号对当前突发的影响，另一方面，能够对最后的突发进行统计，以便获得关于当前突发的最终判决。

可设想出多种技术来表征各种干扰信号。

从而，如果我们只是试图检测邻信道，那么能够设想出对与邻信道和主信道的覆盖范围71对应的几个点的数学傅里叶变换运算(FFT)，如图7A中所示。

如果以符号频率(例如，在GSM/GPRS/EDGE无线电通信系统中以270.8 kHz的频率)对接收的信号采样，从而采样的信号不包含其余的邻信道，那么可以使用该第一种技术。

从而能够对存在于该信号的频带中的能量进行统计，例如其与接收信号的主信道的功率的关系。为了获得满意的结果，可在接收的一定数目的突发的范围内，使这些统计量趋于平滑。

还可对在邻信道(左邻信道和右邻信道)的频带中的几个点进行傅里叶变换运算(FFT)，如果它存在于基带频谱中的话。

类似地，随后相对于主信道的信号，对该信号的能量进行统计。也可在多个突发的范围内使这些统计量趋于平滑，以便提高它们的可靠性。

图7B从而表示了待计算的FFT点可位于其中的区域72的另一例子。

注意还可对有用信号和邻信道干扰信号的整个频谱进行傅里叶变换。但是，这种技术增大了计算时间和系统的复杂性。

检测邻信道干扰信号的第二种技术包括使用带通滤波器或高通滤波器来隔离邻信道。

一旦邻信道被隔离，就能计算它们的功率，它们与主信道的功率的关系，同样能够对这些值进行统计分析。

这两种技术试图通过在频域中区分邻信道和主信道来隔离邻信道。

也可使用其它技术在时域中隔离干扰信号，随后在时域或者在频域中处理这些干扰信号。

从而，检测邻信道干扰信号的第三种技术包括从接收的信号中减去该相同信号的重构。

例如，我们来考虑从接收器获悉的与数据突发的一部分对应的学习序列(即，接收器知道构成该学习序列的符号)。

基于该学习序列进行信道估计。从而通过用估计的信道卷积理论符号，能够重构接收的分组(或突发)。

随后，从重构的序列中减去接收的序列：获得时间噪声向量，它可被放入频域中(例如利用FFT)，从而获得其频谱。

随后使该频率噪声向量与预先计算的与各种干扰信号：白噪声、同信道干扰信号、左邻信道干扰信号和右邻信道干扰信号对应的模型联系起来。

从而获得多个分数，判决逻辑块考虑到这些分数，判决逻辑块再一次能够计算关于多个突发的统计量，并传送最终的判决。

第四种技术包括计算如上所述获得的时间噪声向量的相关性，随后比较该相关性与预先计算的和同信道干扰信号、白噪声和邻信道干扰信号对应的相关性模型。

判决组件可关于多个突发(统计量)考虑到这些比较的结果。

附录

根据白化滤波器W₁和W₂的系数，根据如下模型化的无线电滤波器R的系统，以及根据如标准“GSM 05.04 Digital cellulartelecommunications system(Phase 2+)Modulation”中定义的8PSK类型的传输滤波器Tx的系数确定的接收滤波器Rx₁和Rx₂的系数的数字例子：

使用的无线电滤波器R的系数：

R＝[

-0.00069476397561 0.00049866279829 0.00003769112140 0.00179376509986

-0.00285785891354 0.00007817157433 -0.00456346046181 0.01954632518802

-0.00128250958812 -0.10384363206460 0.25905109587175 0.66420664206642

0.25905109587175 -0.10384363206460 -0.00128250958812 0.01954632518802

-0.00456346046181 0.00007817157433 -0.00285785891354 0.00179376509986

0.00003769112140  0.00049866279829]

第一个模型化的白化滤波器W₁的系：

W₁＝[

1.00000000000000 -1.69923672623924 1.20422941893564 -0.15529008675767

-0.41045389212838 0.25120716271039 0.10549692072460 -0.18350163753085

0.02055990726447 0.09753248621175 -0.05745073127702 -0.03091626283764

0.04949634371071 -0.00575571431264 -0.02678700887691 0.01672974682172

0.00760788713748 -0.01367684082893 0.00225936999941 0.00696773190215

-0.00476443487796 -0.00177653929037 0.00369228207706 -0.00076552572359

-0.00180803688416 0.00134280509131 0.00040890403254 -0.00099571529204

0.00024802068919 0.00046716002803 -0.00037668966993 -0.00009103863618

0.00026770665567 -0.00007788853728 -0.00012007431632 0.00010518584002

0.00001928139743 -0.00007173063283 0.00002389439010 0.00003068453654

-0.00002924081816 -0.00000376524639 0.00001915553670 -0.00000719991206

-0.00000779095111 0.00000809486615 0.00000062554829 -0.00000509745528

0.00000213922649 0.00000196236357 -0.00000223172118 -0.00000006095299

0.00000134918087 -0.00000062991066 -0.00000048444470 0.00000061141509

-0.00000002112176 -0.00000034651382 0.00000019163480  0.00000009420485

-0.00000016222012 0.00000006609688]

第一个确定的接收滤波器Rx₁的系数：

Rx₁＝[

-0.00012130947281 -0.00042290824165 0.00257605424211 -0.00108917050508

-0.00996742210872 0.01555037274041 0.01400103804618 -0.05971274419478

0.03014043470086 0.10472670860755 -0.17248397669623 -0.02236877457659

0.31030339312762 -0.21544655632118 -0.33138809534359 0.46952753670838

0.46493919583532 -0.32191690721434 -0.20498399405536 0.28922928740778

-0.02053484645060 -0.15319713486050 0.09062332115789  0.02497809992243

-0.04793670562384 0.01080663561778 0.01111651840583 -0.00661968318690

-0.00060765382772 0.00117508511605 -0.00011138451730]

第二个模型化的白化滤波器W₂的系数：

W₂＝[

1.00000000000000 0.07746136827150 1.52870558246248 -0.12663989283937

0.59100460911810 -0.02177039464291 -0.25447117057856 0.13423518075783

-0.17799535572748 -0.03587809251668 0.11101008625324 -0.08323333144596

0.03015388260085  0.06456340307543 -0.07992567542338 0.03688375728235

0.02917806396597 -0.07572161275519 0.06140602631322  -0.00666791918806

-0.05043120066762 0.07103675734251 -0.04209604339230 -0.01183625323311

0.05381374757059 -0.05706247988723 0.02274919674245 0.02276408206344

-0.04879343177558 0.04023050508713 -0.00630273368986 -0.02798624031725

0.04013298243862 -0.02453778350388 -0.00549782191719 0.02859598148265

-0.03029587878045 0.01181881230602  0.01243030237018 -0.02583059443314

0.02075460322748 -0.00260040678944 -0.01523953721570 0.02109593010211

-0.01249433519468 -0.00325983125320 0.01508637926663 -0.01575076423646

0.00615174446830 0.00621578325591 -0.01322463047943 0.01095547189688

-0.00211089715217 -0.00675265797766 0.01087722095869 -0.00755246669693

0.00083230441047 0.00478441597740 -0.00934017592739 0.00502209882898

-0.00547012373567]

第二个确定的接收滤波器Rx₁的系数：

Rx₂＝[

-0.00000426432980 -0.00002687976707 -0.00002682337906 0.00010604881319

0.00054407749055 0.00126084040857 0.00130239319269 -0.00090752283816

-0.00709465605356 -0.01569043823635 -0.01793035849060 0.00126528463586

0.05560738033813 0.13918970304906 0.21942698798309 0.25276417496279

0.21777830984067 0.13687299502456 0.05370799483963 0.00028109355284

-0.01815007990869 -0.01557104426546 -0.00691557806640 -0.00081780292270

0.00128887097528 0.00121844377595 0.00049998932091 0.00008291350184

-0.00003108725373 -0.00002712220642 -0.00000384398762]

Claims (11)

1、一种设计主信号的数字接收滤波器的方法，其特征在于包括下述步骤：

-模型化传输干扰所述主信号的至少一种信号的至少一个传输信道，以便获得干扰信道模型；

-借助考虑到所述干扰信道模型和所述模型的噪声的白化滤波器，白化所述至少一种干扰信号，所述噪声被称为模型噪声；

-根据所述白化滤波器的至少一个系数，计算所述数字接收滤波器的系数。

2、按照权利要求1所述的设计方法，其特征在于，可借助所述模型噪声参数化所述数字接收滤波器的复杂性。

3、按照权利要求1或2所述的设计方法，其特征在于，所述白化滤波器是最小相位滤波器。

4、按照权利要求1-3任意之一所述的方法，其特征在于，所述模型化步骤考虑到：

-传输所述主信号和/或所述至少一种干扰信号的至少一个滤波器；

-其传递函数由恒等函数模型化的、用于传播所述干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器，所述至少一个滤波器被称为无线电滤波器R。

5、一种接收在所需频带中传输的主信号的设备，其特征在于，

它具有串联滤波体系结构，使得能够至少部分消除影响所述主信号的至少一种干扰的作用，所述设备包括：

适合于属于下述一组的干扰的至少一个第一滤波器Rx₁：

-在所述所需频带中传输的至少一种干扰信号，称为同信道干扰信号；

-至少一种热白噪声；

适合于在和所述所需频带不同的频带中传输的至少一种干扰信号的至少一个第二滤波器Rx₂，所述至少一种干扰信号被称为邻信道干扰信号。

6、按照权利要求5所述的接收设备，其特征在于，包括检测确定所述第二滤波器Rx₂的激活的至少一种邻信道干扰信号的装置。

7、按照权利要求5或6所述的接收设备，其特征在于，它是线性的MMSE(“最小均方差”)类接收设备。

8、按照权利要求5-7任意之一所述的接收设备，其特征在于，所述第一和第二滤波器至少之一的系数是白化至少一种同信道和/或邻信道干扰信号的滤波器的系数的函数，所述白化滤波器考虑了传输所述干扰信号的信道的模型的噪声，所述噪声被称为模型噪声。

9、按照权利要求8所述的接收设备，其特征在于，对于第一滤波器Rx₁，所述传输信道模型考虑到：

-传输所述主信号和/或所述至少一种干扰信号的滤波器Tx；

-其传递函数由恒等函数模型化、用于传播所述同信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器，所述至少一个滤波器被称为无线电滤波器R。

10、按照权利要求8或9所述的接收设备，其特征在于，对于所述第二滤波器Rx₂，所述传输信道模型考虑到：

-传输所述主信号的滤波器Tx；

-传输所述邻信道干扰信号的至少一个滤波器J₂；

-其传递函数由恒等函数模型化、用于传播所述邻信道干扰信号的至少一个信道；

-表示在接收时应用于所述主信号的至少一种无线电处理操作的至少一个滤波器，所述至少一个滤波器被称为无线电滤波器R；

-所述第一滤波器Rx₁。

11、按照权利要求10所述的接收设备，其特征在于，称为第一白化滤波器W₁的白化至少一种同信道干扰信号的所述滤波器验证下述等式：

$W_1\left(z\right)\·{W_1}^{\·}(1/z^{\·})=\frac{1}{G_1\left(z\right)\·{G_1}^{\·}(1/z^{\·})+{\mathrm{\σ}}^2}$

G₁(z)＝R(z)·J₁(z)

J₁(z)＝Tx(z)+σ₁

并且称为第二白化滤波器W₂的白化至少一种邻信道干扰信号的所述滤波器验证下述等式：

$W_2\left(z\right)\·{W_2}^{\·}(1/z^{\·})=\frac{1}{G_2\left(z\right)\·{G_2}^{\·}(1/z^{\·})+{\mathrm{\σ}}^2}$

G₂(z)＝R(z)·Rx₁(z)·J₂(z)

其中σ²是所述模型噪声的功率；

σ₁ ²是所述热白噪声的功率；

Tx(z)是所述传输滤波器Tx的z变换；

R(z)是所述无线电滤波器R的z变换；

Rx₁(z)是所述第一滤波器Rx₁的z变换；

J₂(z)是所述频移传输滤波器的z变换。

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