JP2004201267A - ディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法を実現しようとするものである。
【解決手段】ディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出した後、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定するようにした。
【選択図】 図４
【解決手段】ディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出した後、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定するようにした。
【選択図】 図４
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法に関し、例えばディジタルフィルタを用いた無線送信機に適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の無線送信機においては、無線通信において周波数利用効率の向上を図るために、広帯域なディジタル信号を狭帯域化して伝送するようになされている。
【０００３】
その際、狭帯域化に伴い、隣接チャネルへの干渉を極小化して信号品質を劣化させないようにすることが条件とされる。
【０００４】
例えば、時間ｔにおけるディジタル信号ａ（ｔ）のスペクトルを解析するにあたって、当該ディジタル信号ａ（ｔ）の矩形波をｇ（ｔ）としたとき、そのインパルス応答は、シンボル周期をＴとして、次式
【０００５】
【数１】
【０００６】
で表され、図１４のようなグラフ上に表される。
【０００７】
この矩形波ｇ（ｔ）についての伝達関数Ｇ（ｔ）は、次式
【０００８】
【数２】
【０００９】
で表されるような当該矩形波ｇ（ｔ）のフーリエ変換で与えられ、実際には図１５に示すようにスペクトルが無限に広がっている状態で表される。
【００１０】
このように矩形波ｇ（ｔ）の帯域幅が無限大ということは、図１６に示すように、隣接チャネルに対して干渉を与えることとなり、この隣接チャネルへの干渉を無くすために帯域制限をすると、図１７に示すように、隣接チャネルへの影響が少なくチャネル間隔を狭くすることが可能となる。
【００１１】
この結果、帯域制限により、周波数利用効率の向上及び隣接チャネルへの干渉による符号誤り率の低下といった効果を得ることができる。
【００１２】
しかし、ディジタル信号伝送の劣化要因として、上述のような帯域制限の必要性に加えて、帯域制限フィルタの符号間干渉の問題がある。
【００１３】
すなわち例えばπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式における搬送波の同相（Ｉ相）成分及び直交（Ｑ相）成分に基づくＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱについて考えると、符号間干渉のない波形を図１８に示す一方、符号間干渉のある波形を図１９に示す。この図１８及び図１９では、Ｉ信号及びＱ信号の振幅レベルは「±１」、「±１／√２」、「０」の５値である。
【００１４】
まず図１８に示す符号間干渉のない波形では、データはシンボル周期（Ｔ）ごとにＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過するが、図１９に示す符号間干渉のある波形では、Ｉ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過しない。従ってフィルタ出力の波形がＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過しないため、シンボル値が誤判定になる可能性が高くなり、ビットエラーが生じるおそれがある。
【００１５】
上述のような狭帯域化の際において隣接チャネルへの干渉や符号間干渉を極小化するフィルタとして、ナイキストフィルタが現代のディジタル信号伝送に用いられるのが一般的である。
【００１６】
かかるナイキストフィルタでは、所定時間Ｔ〔秒〕の時間間隔（以下、これをナイキスト間隔と呼ぶ）でパルスを無歪みで伝送するためには１／（２Ｔ）〔Ｈｚ〕が必要最低限の帯域であり、当該１／（２Ｔ）〔Ｈｚ〕を越える帯域が許される場合は、符号間干渉を０にするようになされたフィルタである。
【００１７】
このナイキストフィルタを用いた符号間干渉が０のシステムでは、そのインパルス応答がナイキスト間隔で（すなわち時間Ｔ〔秒〕ごとに）ゼロクロスしなければならないという基準がある（以下、この基準をナイキスト第１基準と呼ぶ）。かかるナイキスト第１基準は、カットオフ周波数ｆが１／（２Ｔ）を満たす、次式、
【００１８】
【数３】
【００１９】
であることが条件とされる。
【００２０】
このようなナイキスト第１基準を満たしたフィルタのうち理想フィルタについて説明する。まず矩形波であるディジタル信号を一般的なＬＰＦに入力すると、周波数により特性の異なる減衰や位相遅れが発生して振幅歪みと位相歪みとが発生する。その際、理想フィルタの条件として、第１に、特定の周波数成分を一定量減衰すること、第２に、特定の周波数成分以外の成分を完全に抑圧すること、第３に、周波数に比例した位相遅れを生じさせることが挙げられる。
【００２１】
そして理想フィルタの伝達関数Ｈ（ｆ）は、次式
【００２２】
【数４】
【００２３】
のように表され、この結果が図２０のように表される。かかる伝達関数Ｈ（ｆ）を逆フーリエ変換すると、当該伝達関数Ｈ（ｆ）のインパルス応答Ｈ（ｔ）が次式、
【００２４】
【数５】
【００２５】
として得ることができ、この結果が図２１のように表される。このことから、理想フィルタのインパルス応答Ｈ（ｔ）は、矩形波の伝達関数Ｈ（ｆ）と同一であることがわかる。
【００２６】
ところで、フィルタ出力は、入力信号の伝達関数とフィルタのインパルス応答の畳み込みであることから、矩形波の伝達関数から理想フィルタのインパルス応答を差し引いたものは０であることがわかる。
【００２７】
このことは理想フィルタにおいて、矩形波の基本波より高い周波数成分は０に減衰され、低い周波数成分は１となることを表している。これが理想フィルタの減衰理論である。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このようなナイキスト第１基準を満足した、カットオフ周波数ｆ（＝１／（２Ｔ）、Ｔ：シンボル間隔）となる理想フィルタは、インパルス応答が負の時間も含めた無限長になり実現不可能であるため、実際には有限長インパルス応答でありながら、ナイキスト第１基準を満たすフィルタであるロールオフフィルタが使用される。
【００２９】
かかるロールオフフィルタは、ロールオフ率と呼ばれるパラメータαに応じて遮断特性が異なるフィルタである。この遮断特性は、図２２に示すように、ロールオフ率αが０に近づく（すなわち理想フィルタに近づく）と、急峻な特性となって周波数利用効率が向上するといった長所がある一方、インパルス応答のサイドローブの値が大きくなるため、アイパターンが狭くなりビットエラーが生じ易くなるといった短所がある。
【００３０】
実際上、ロールオフフィルタの遮断域特性は、後述するように余弦波（コサイン）として表現されるため、このようなＬＰＦをコサインロールオフフィルタと呼ぶ。
【００３１】
このコサインロールオフフィルタにおいては、上述したナイキスト第１基準に加えて、所定のサンプルレートによるサンプリング点間の中点においてインパルス応答がゼロクロスする条件（以下、これをナイキスト第２基準と呼ぶ）と、インパルス応答の１サンプリング区間の積分値が入力信号の振幅に比例するための条件（以下、これをナイキスト第３基準と呼ぶ）をも満たすようになされている。
【００３２】
実際にロールオフフィルタは、ロールオフ率αが１のときに符号間干渉が０となってナイキスト第２基準を満たすと共に、正弦波の逆数で表されるナイキスト第１基準を満たす伝達関数に対して当該正弦波の逆数が乗算された関数は全てナイキスト第３基準を満たすこととがわかる。
【００３３】
かかるコサインロールオフフィルタは、上述のナイキスト第１〜第３基準を全て満足するフィルタであり、当該フィルタの伝達関数Ｇ（ｔ）は、サンプル時間をｔ、シンボル時間をＴ、ロールオフ率をαとしたとき、次式、
【００３４】
【数６】
【００３５】
で表される。
【００３６】
この式（６）によると、図２３に示すように、第１に、１／（２Ｔ）において伝達関数Ｇ（ｔ）が０．５で交差しており、第２に、ロールオフ率αが０のとき理想フィルタ特性と一致し、第３に、ロールオフ率αの値を大きくすると伝達関数Ｇ（ｔ）は緩やかになり、第４に、ロールオフ率αが０のとき周波数帯域が広くなりインパルス応答の残留応答が短くなるといった特徴を有する。
【００３７】
このコサインロールオフフィルタのインパルス応答ｇ（ｔ）は、上述した伝達関数Ｇ（ｔ）を逆フーリエ変換することにより、次式、
【００３８】
【数７】
【００３９】
として得られる。実際に図２４（Ａ）及び（Ｂ）〜図２６（Ａ）及び（Ｂ）において、各ロールオフ率（α＝０、０．５、１）のインパルス応答及びフィルタ出力波形を示す。
【００４０】
図２４（Ａ）及び（Ｂ）〜図２６（Ａ）及び（Ｂ）により、コサインロールオフフィルタはナイキスト第１〜第３基準を満たしていることがわかる。
【００４１】
ところが、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性をコサインロールオフフィルタのロールオフ特性を保ちながら可変させる場合、通常のアナログフィルタを帯域制限フィルタとして使用したときには、内部調整するには回路構成が物理的に取り替える必要があるため実用上不十分である一方、ディジタルフィルタを帯域制限フィルタとして使用したときには、内部調整にはソフトウェア的な処理をすれば良いのだが、実際にはロールオフ特性を持たせながら行うことは非常に煩雑で困難な問題があった。
【００４２】
従って、ディジタルフィルタを用いて、このフィルタ特性をロールオフ特性を持たせながら無線型式に応じて可変するには、比較的簡単な手法でソフトウェア的に内部調整するだけで行い得ることが望ましい。
【００４３】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法を提案しようとするものである。
【００４４】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタにおいて、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することにより算出されたロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数が設定されるようにした。
【００４５】
この結果このディジタルフィルタでは、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００４６】
また本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出装置において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを設けるようにした。
【００４７】
この結果このディジタルフィルタの係数算出装置では、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００４８】
さらに本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する第１のステップと、ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する第２のステップとを設けるようにした。
【００４９】
この結果このディジタルフィルタの係数算出方法では、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００５１】
（１）第１の実施の形態
第１の実施の形態では、ディジタル構成の帯域制限フィルタとして、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いて、当該ＦＩＲフィルタにコサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせるようになされている。
【００５２】
（１−１）ＦＩＲフィルタの構成
ＦＩＲフィルタは、群遅延がない、すなわち出力の位相特性が入力信号のあらゆる周波数成分に対して一定の遅延時間のみを与えたものとなる、位相特性の良い直線位相フィルタを構成するようになされている。
【００５３】
図１に示すように、ＦＩＲフィルタ１は、遅延段数を表すタップ数を４個としたとき、信号入力段に直列接続された３個の遅延素子Ｔ０〜Ｔ２と、当該各遅延素子Ｔ０〜Ｔ２の前段及び最後尾の遅延素子Ｔ２の後段からそれぞれ分岐して接続された４個の乗算器Ａ０〜Ａ３と、当該各乗算器Ａ０〜Ａ３の出力段にそれぞれ接続され、順次加算結果を積算する３個の加算器Ｐ０〜Ｐ２とから構成されており、このうち最後尾の加算器Ｐ２が当該ＦＩＲフィルタ１の信号出力段となる。
【００５４】
通常ディジタルフィルタでナイキストフィルタを構成する場合は、アナログで実現した場合のナイキストフィルタのインパルス応答をサンプルレート（１／ｔ）でサンプリングした値を利用するようになされている。例えばシンボルレート（１／Ｔ）に対して３倍のサンプルレートを有するディジタルフィルタを実現する場合には、Ｔ＝３ｔとなる。
【００５５】
このＦＩＲフィルタ１の出力であるインパルス応答ｙ（ｎｔ）は、シンボル間隔をＴ〔ｓｅｃ〕の入力信号ｘ（ｎｔ）が入力されるとき、サンプリング時間をｔ〔ｓｅｃ〕（上述の例ではＴ／３）とし、かつ各乗算器の係数をそれぞれｈ（ｋ）（ｋ＝０、１、…、Ｎ−１）とすると、次式、
【００５６】
【数８】
【００５７】
のような畳込み和（積和演算）式で表される。
【００５８】
ＦＩＲフィルタ１は、タップ数Ｎ（すなわち乗算器の数）が多いほど理想フィルタに近づくことから、ここでは当該ＦＩＲフィルタ１でナイキスト特性を得る理論を当該タップ数Ｎを無視して、シンボル間隔Ｔ及びサンプリング時間ｔのみを用いて導くこととする。
【００５９】
入力信号をシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとに「１」又は「−１」として他をゼロ補間したサンプリングしたとき、これら各サンプリング点のインパルス応答はシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとのインパルス応答となる。この結果を図２に示すと、３種類の入力信号Ｓ１Ａ〜Ｓ１Ｃにおける全てのサンプリング点のインパルス応答がシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとにナイキスト第１基準を満たしており、この結果、符号間干渉が０であることが証明される。
【００６０】
（１−２）ＦＩＲコサインロールオフフィルタの実現
理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせたＦＩＲフィルタ（以下、これをＦＩＲコサインロールオフフィルタと呼ぶ）を実現する。
【００６１】
まず既に算出されている結果に基づいて、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答と、ＦＩＲフィルタの各乗算器の係数（以下、単にＦＩＲフィルタ係数と呼ぶ）とが得られることから、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論コサインロールオフフィルタで使用される最適な窓関数（以下、これをロールオフ窓関数と呼ぶ）の値が得られることがわかる。
【００６２】
通常窓関数とは、時間窓の具体的な形状を規定した関数をいい、入力信号と掛け合わせることで、タップ数が有限であることから生じる周期境界上の不連続（リップル等）を軽減させ得るようになされるものであるが、ロールオフ窓関数は、目的の理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得るための時間窓を規定する関数とする。
【００６３】
従ってこのように逆算して求めたロールオフ窓関数をＦＩＲフィルタ係数に乗算することにより、図３に示すように目的の理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答Ｓ２Ｂを得ることができる。なおＳ２Ａは窓関数がないＦＩＲ係数を示し、Ｓ２Ｃはロールオフ窓関数を示す。この図３においてＦＩＲフィルタ係数Ｓ２Ｂは、グラフとして比較し易いように実際の係数を１に正規化している。
【００６４】
（１−３）ＦＩＲコサインロールオフフィルタの係数算出方法
実際に、ＦＩＲフィルタ１を用いて理想コサインロールオフフィルタを実現するための係数算出方法を、図４に示すＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１に従ってステップＳＰ０から順に説明する。
【００６５】
（１−３−１）必要パラメータの設定
ＦＩＲフィルタ１について、理想コサインロールオフフィルタを実現するにあたって、まず各種必要なパラメータを設定する（ステップＳＰ１）。タップ数（すなわちフィルタ段数）Ｓを奇数とし、各乗算器の係数のうち最大添え字ｎを（Ｓ／２−０．５）とし、カットオフ周波数ｆｃをデータレートの１／２とし、シンボル時間Ｔを１／ｆとし、シンボルサンプル数ＤＳをシンボル内のサンプリング数とし、ロールオフ率αを０〜１とし、サンプリング周波数ｆｓをｆｓ×（ＤＳ×２）とし、サンプリング時間ｔｓを１／ｆｓ＝１／ｆｃ×（ＤＳ×２）とし、カットオフ周波数ωｃを２πｆ（＝２π×ｆｃ／ｆｓ）とそれぞれ設定する。
【００６６】
（１−３−２）ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）の計算
上述のように求めた必要なパラメータを次式、
【００６７】
【数９】
【００６８】
【数１０】
【００６９】
にそれぞれ代入することにより、窓関数なしのＦＩＲフィルタ係数を算出する（ステップＳＰ２）。
【００７０】
（１−３−３）理論コサインロールオフフィルタの各サンプル時間の算出
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答の算出に必要な各サンプリングの時間ｔｍ、ｔ０は、それぞれ次式、
【００７１】
【数１１】
【００７２】
【数１２】
【００７３】
のように求められる（ステップＳＰ２）。この式（１１）及び（１２）により、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答は、ナイキスト第１基準を満足するインパルス応答となり、シンボルごとにゼロクロスする。これにより理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答のサンプリング周波数をＦＩＲフィルタのサンプリング周波数に正規化させることができる。
【００７４】
（１−３−４）理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答の算出
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）は、上述した各種パラメータや式（１１）及び（１２）を代入することにより、次式、
【００７５】
【数１３】
【００７６】
のように求められ、時間軸を正規化することができる（ステップＳＰ３）。
【００７７】
（１−３−５）ロールオフ窓関数の算出
ロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）は、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）を、ＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）で割り算することにより、次式
【００７８】
【数１４】
【００７９】
のように表される（ステップＳＰ４）。
【００８０】
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）と、ＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）のレベルが違うため、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）をＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）のレベルと時間軸を正規化することにより、ロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）を算出することができる。
【００８１】
（１−３−６）理論コサインロールオフフィルタの実現
上述のような演算を実行するようにして、ＦＩＲフィルタに理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせてなるＦＩＲコサインロールオフフィルタを実現するには、ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）に、式（１４）で算出されたロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）を乗算すれば良いことがわかる（ステップＳＰ５）。
【００８２】
（１−４）端末装置の構成
実際にＦＩＲコサインロールオフフィルタは、図５に示すような端末装置１０を用いて、上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１（図４）を実行することにより構築されるようになされている。
【００８３】
この図５において、端末装置１０は、全体の制御を司るＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ ）１１と、各種ソフトウェアが格納されたＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）１２と、ＣＰＵ１１のワークメモリとしてのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）１３と、各種データが格納されたハードディスク装置１４と、ＣＰＵ１１が必要に応じて外部と通信するためのインターフェースであるインターフェース部１５と、ディスプレイ１６が接続された画像処理部１７と、キーボード１８及びマウス１９が接続されたインターフェース部２０とを有し、これらがバス２１を介して相互に接続されることにより構成されている。
【００８４】
この場合ＣＰＵ１１は、外部から与えられるデータやコマンドをインターフェース部１５を介して取り込み、当該データやコマンドと、ＲＯＭ１２に格納されているソフトウェアとに基づいて上述のような各種演算処理を実行するようになされている。
【００８５】
実際にはＣＰＵ１１は、上述した図４に示すＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１において、ステップＳＰ４で算出されたロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）をＲＡＭ１３やハードディスク装置１４に一時的に記憶しておき、続くステップＳＰ５の場合や必要に応じて読み出すようになされている。
【００８６】
（１−５）無線送信機の構成
図６は、本発明によるＦＩＲコサインロールオフフィルタを適用した無線送信機３０の構成を示し、マイクロホン３１から出力されるアナログ音声信号Ｓ５をマイクアンプ３２を介してアナログ／ディジタル変換回路３３に入力する。
【００８７】
アナログ／ディジタル変換回路３３は、供給されるアナログ音声信号Ｓ５をアナログ／ディジタル変換し、かくして得られたディジタル音声信号Ｄ１をベースバンド処理回路３４に送出する。
【００８８】
ベースバンド処理回路３４は、供給されるディジタル音声信号Ｄ１に対してデータ圧縮処理やイコライジング処理及びパケット化処理等の信号処理を施し、かくして得られたベースバンド処理信号Ｄ２をディジタル変調回路３５に送出する。
【００８９】
ディジタル変調回路３５は、供給されるベースバンド処理信号Ｄ２に対して帯域制限、ディジタル／アナログ変換、ＬＰＦ及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調処理等の所定の信号処理を順次施し、かくして得られたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６を周波数変換回路３６に送出する。
【００９０】
周波数変換回路３６は、供給されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６の周波数を送信用の所定周波数にまでアップコンバートし、かくして得られた周波数変換変調信号Ｓ７をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）アンプ３７及びアンテナ３８を順次介して送信信号Ｓ８として受信器（図示せず）に送信する。
【００９１】
この無線送信機３０におけるディジタル変調回路３５の詳細構成を図７に示す。このディジタル変調回路３５においては、入力段にπ／４シフトＱＰＳＫマッピング回路４０を有し、ベースバンド処理回路３４（図６）から出力されるベースバンド処理信号Ｄ２をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に準ずるようにマッピングし、そのマッピングデータを搬送波の同相成分及び直交成分に応じた２系統に分離して、それぞれＩ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２に送出する。
【００９２】
Ｉ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２は、π／４シフトＱＰＳＫマッピング回路４０からのＩ相レベルマッピングデータ、Ｑ相レベルマッピングデータに基づいて、当該入力データに応じた「±１」、「±１／√２」、「０」の５値をそれぞれ出力する。
【００９３】
このπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式は、１つの搬送波の同相（Ｉ相）成分と直交（Ｑ相）成分とを用いて同時に２ビットのデータを伝送するＱＰＳＫ変調方式の一種であり、１シンボル毎にπ／４ずつ位相面を回転させた搬送波が用いられる点において通常のＱＰＳＫ変調方式と相違する。従って、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、連続するシンボル間の位相差は±π／４、±３π／４となる。
【００９４】
このようにＩ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２においてそれぞれマッピング／レベル変換処理されたＩ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂは、後段にそれぞれ対応して設けられたＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４に供給される。かくして各ＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４において、マッピング／レベル変換処理されたＩ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂに対して理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせるようにフィルタリング処理を実行することにより、当該Ｉ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂについてシンボル間で符号間干渉が生じるのを未然に防止しつつ、変調周波数帯域幅の狭帯域化を図ることができる。
【００９５】
このようにＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４においてフィルタリング処理されたＩ信号Ｄ６Ａ及びＱ信号Ｄ６Ｂは、後段の対応するＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換回路４５、４６を介してアナログ信号に変換され折り返し歪みをＬＰＦ４７、４８で除去した後、直交変換回路４９において所定の直交変調処理を施すことにより、得られたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６が周波数変換回路３６（図５）に送出される。
【００９６】
（１−６）第１の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、ＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築する際、まず各種必要なパラメータを設定した後、ＦＩＲフィルタ係数を算出し、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答に必要なサンプリング時間を求めるようにして、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答を算出する。
【００９７】
そしてかかる理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ窓関数を求めることができ、この結果、ＦＩＲフィルタ係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をＦＩＲフィルタに持たせてなるＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築することができる。
【００９８】
この結果、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲコサインロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数に応じてロールオフ窓関数が算出されることから、結果的にＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけで当該ＦＩＲフィルタ係数をロールオフ特性を保ちながら設定することができる。
【００９９】
以上の構成によれば、このＦＩＲフィルタについて、ＦＩＲフィルタ係数と理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答とを算出しておき、当該算出結果に基づいて理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を求めるようにしてＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築するようにしたことにより、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲコサインロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るＦＩＲコサインロールオフフィルタを実現できる。
【０１００】
（２）第２の実施の形態
第２の実施の形態では、ディジタル構成の帯域制限フィルタとして、ＦＩＲフィルタを用いて、当該ＦＩＲフィルタにルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性を持たせるようになされている。
【０１０１】
（２−１）ルートロールオフフィルタの特性
ここでルートロールオフフィルタとは、通信システムでは、一般的に送信側ばかりでなく、受信側でも雑音除去の目的などのためフィルタリングするのが一般的で、受信側でロールオフ特性を満たしていれば通信が可能であることから、上述した式（６）で表されるコサインロールオフフィルタの伝達関数Ｇ（ｆ）の平方根で表されるフィルタであり、その特性はロールオフフィルタに比べて、ロールオフ率によってはルートロールオフフィルタの方が振幅変動が少なく、電力増幅での非線形歪の発生を抑える働きをする。
【０１０２】
ルートロールオフフィルタの伝達関数Ｍ（ｔ）は、コサインロールオフフィルタの伝達関数Ｇ（ｔ）を用いると、次式
【０１０３】
【数１５】
【０１０４】
で表され、具体的には、次式
【０１０５】
【数１６】
【０１０６】
で表されるものである。
【０１０７】
かかる式（１６）を図８に示すようにグラフ化すると、以下の第１〜第４のような特徴が得られる。第１に、ルートロールオフフィルタの伝達関数Ｍ（ｔ）が１／（２Ｔ）において１／√２で交差しており、第２に、ロールオフ率α＝０のとき、理想フィルタ特性と一致し、第３に、ロールオフ率αを大きくすると伝達関数Ｍ（ｔ）は緩やかになり、第４に、ロールオフ率α＝０のとき、周波数帯域は広くなりインパルス応答の残留応答が短くなる。
【０１０８】
このルートロールオフフィルタのインパルス応答ｍ（ｔ）は、式（１６）で示される伝達関数Ｍ（ｔ）を逆フーリエ変換することで、次式、
【０１０９】
【数１７】
【０１１０】
のように得られる。実際に図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）において、各ロールオフ率（α＝０、０．５、１）のインパルス応答及びフィルタ出力波形を示す。
【０１１１】
これら図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）からわかるように、第１に、ロールオフ率αが０以外では、ナイキスト第１〜第３基準を満たさず、第２に、レベルがロールオフ率αに応じて変化するという特徴がある。
【０１１２】
（２−２）ＦＩＲルートロールオフフィルタの実現
理論ルートロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせたＦＩＲフィルタ（以下、これをＦＩＲルートロールオフフィルタと呼ぶ）を実現する。
【０１１３】
まず既に算出されている結果に基づいて、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答と、ＦＩＲフィルタ係数とが得られることから、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論ルートロールオフフィルタで使用される最適な窓関数（以下、これをルートロールオフ窓関数と呼ぶ）の値が得られることがわかる。
【０１１４】
従ってこのように逆算して求めたルートロールオフ窓関数をＦＩＲフィルタ係数に乗算することにより、図１２に示すように目的の理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答Ｓ１０Ａを得ることができる。なおＳ１０Ｂは窓関数がないＦＩＲ係数を示し、Ｓ１０Ｃはロールオフ窓関数を示す。
【０１１５】
この図１２においてＦＩＲフィルタ係数Ｓ１０Ｂは、グラフとして比較し易いように正規化してある。因みに、ロールオフ窓関数Ｓ１０Ｃは、円滑な線ではないが、これはルートロールオフ特性としたことによって、ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）と理論ルートロールオフとの双方における横軸方向数値偏移の規則性がなくなってしまったからである。
【０１１６】
理論的には、本方法によってルートロールオフ特性は理論波形を再現することができるが、ＦＩＲフィルタで実現する場合は、有限小数点演算のために出力波形は近似波形となる。また上述の図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）で示す波形は、ナイキスト第１〜第３基準を満たしていないが、受信側においてルートロールオフ特性をもつフィルタを使用することによってナイキスト第１〜第３基準を満たすことが可能になる。
【０１１７】
ルートロールオフ窓関数の算出方法は、上述した第１の実施の形態におけるロールオフ窓関数の算出方法と同様の方法で求めることができる。具体的には、上述の式（７）において、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ｇ（ｔ）を、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答ｍ（ｔ）に置き換えるのみでよい。
【０１１８】
（２−３）第２の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、ＦＩＲルートロールフィルタを構築する際、まず各種必要なパラメータを設定した後、ＦＩＲフィルタ係数を算出し、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答に必要なサンプリング時間を求めるようにして、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答を算出する。
【０１１９】
そしてかかる理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ窓関数を求めることができ、この結果、ＦＩＲフィルタ係数にルートロールオフ窓関数を乗算すれば、理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性をＦＩＲフィルタに持たせてなるＦＩＲルートロールオフフィルタを構築することができる。
【０１２０】
この結果、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲルートロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数に応じてルートロールオフ窓関数が算出されることから、結果的にＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけで当該ＦＩＲフィルタ係数をルートロールオフ特性を保ちながら設定することができる。
【０１２１】
以上の構成によれば、このＦＩＲフィルタについて、ＦＩＲフィルタ係数と理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答とを算出しておき、当該算出結果に基づいて理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性を求めるようにしてＦＩＲルートロールオフフィルタを構築するようにしたことにより、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲルートロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけでルートロールオフ特性を保ちながら設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るＦＩＲルートロールオフフィルタを実現できる。
【０１２２】
（３）他の実施の形態
なお上述のように第１及び第２の実施の形態においては、ＦＩＲコサインロールオフフィルタ及びＦＩＲルートロールオフフィルタを構成するディジタルフィルタとして、図１に示すように、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するＦＩＲフィルタから構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、フィルタ係数をソフトウェア的に調整することができれば、ＦＩＲフィルタ以外にもコムフィルタやＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ等に広く適用するようにしても良い。
【０１２３】
また第１及び第２の実施の形態においては、ＦＩＲコサインロールオフフィルタ及びＦＩＲルートロールオフフィルタを構成するＦＩＲフィルタとして、図１に示すように、信号入力段に直列接続された（Ｎ−１）（Ｎは２以上の自然数）個の遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２と、各遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２の前段及び最後尾の遅延素子ＴＮの後段からそれぞれ分岐して接続されたＮ個の乗算器Ａ０〜ＡＮ−１と、各乗算器Ａ０〜ＡＮー１の出力段にそれぞれ接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器Ｐ０〜ＰＮ−２とからなる直接型構成のＦＩＲフィルタで構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、直接型構成以外にも転置型構成のＦＩＲフィルタを用いるようにしても良い。
【０１２４】
例えば図１３に示すように、信号入力段に並列接続されたＮ（例えば４）個の乗算器Ａ０〜ＡＮ−１と、２番目以降の各乗算器Ａ１〜ＡＮ−１の出力段にそれぞれ対応して接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器Ｐ０〜ＰＮ−２と、先頭の乗算器Ａ０の出力段及び各加算器Ｐ０〜ＰＮ−２の入力段にそれぞれ接続された（Ｎ−１）個の遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２とからなる転置型構成のＦＩＲフィルタ５０を適用しても良い。
【０１２５】
さらに上述のように第１及び第２の実施の形態においては、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を、窓関数が乗算されていない各乗算器の係数で割り算することによりロールオフ窓関数を求め、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるようにＦＩＲフィルタ係数（各乗算器の係数）を設定するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は理論ロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数（各乗算器の係数）のレベルに正規化することによりロールオフ窓関数を算出することができれば、この他種々の方法でロールオフ窓関数を求めるようにしても良い。
【０１２６】
さらに上述の実施の形態においては、ディジタルフィルタの係数算出装置として図５に示すような端末装置１０を用い、当該端末装置１０が上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１（図４）を実行することによりＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、データの演算処理及び記憶処理を行い得るものであれば、この他種々の構成からなる装置に広く適用することができる。
【０１２７】
すなわちディジタルフィルタの係数算出装置としての端末装置１０において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベルに正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、当該ロールオフ窓関数に基づいて当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを、端末装置１０内のＣＰＵ１１から構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＣＰＵ１１以外の他の係数算出手段を適用しても良く、また算出手段及び設定手段を別体の手段に分けてそれぞれ対応する演算処理を順次行うようにしても良い。
【０１２８】
さらに上述の実施の形態においては、図６に示すような無線送信機３０のディジタル変調回路３５内に上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は入力信号に応じてフィルタ係数を調整する必要のある装置であれば、この他種々の装置に広く適用することができる。
【０１２９】
さらに上述の実施の形態においては、理想ロールオフ特性及び理想ルートロールオフ特性の実現のために、フィルタのタップ数Ｎを無視するようにした場合について述べたが、実際にハードウェアを構成する上でタップ数Ｎを有限にした場合には、打切り誤差により減衰特性が悪化するため、実際にはロールオフ窓関数及びルートロールオフ窓関数に一般的な打切り誤差低減用の窓関数を乗算することにより、理想ロールオフ特性及び理想ルートロールオフ特性に近似しながら減衰特性の良いフィルタを得ることができる。
【０１３０】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタにおいて、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することにより算出されたロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数が設定されるようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタを実現することができる。
【０１３１】
また本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出装置において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを設けるようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタの係数算出装置を実現することができる。
【０１３２】
さらに本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出した後、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定するようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタの係数算出方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【図２】ＦＩＲフィルタ出力とナイキスト点との関係の説明に供するグラフである。
【図３】コサインロールオフフィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図４】ＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順を示すフローチャートである。
【図５】端末装置の構成を示すブロック図である。
【図６】無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図７】図７に示す無線送信機内のディジタル変調回路の構成を示すブロック図である。
【図８】ルートロールオフフィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図９】ロールオフ率αが０のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１０】ロールオフ率αが０．５のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１１】ロールオフ率αが１のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１２】ルートロールオフフィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図１３】他の実施の形態によるＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【図１４】矩形波のインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図１５】矩形波の伝達関数の説明に供するグラフである。
【図１６】矩形波伝送での隣接チャネル干渉の説明に供するグラフである。
【図１７】帯域制限した一例の説明に供するグラフである。
【図１８】符号間干渉のない波形を示すグラフである。
【図１９】符号間干渉のある波形を示すグラフである。
【図２０】理想フィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図２１】理想フィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図２２】ロールオフフィルタのフィルタ特性の説明に供するグラフである。
【図２３】ロールオフフィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図２４】ロールオフ率αが０のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図２５】ロールオフ率αが０．５のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図２６】ロールオフ率αが１のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【符号の説明】
１、５０……ＦＩＲフィルタ、１０……端末装置、１１……ＣＰＵ、３０……無線送信機、３５……ディジタル変調回路、４３、４４……ＦＩＲコサインロールオフフィルタ、ＲＴ１……ＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順。
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法に関し、例えばディジタルフィルタを用いた無線送信機に適用して好適なものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の無線送信機においては、無線通信において周波数利用効率の向上を図るために、広帯域なディジタル信号を狭帯域化して伝送するようになされている。
【０００３】
その際、狭帯域化に伴い、隣接チャネルへの干渉を極小化して信号品質を劣化させないようにすることが条件とされる。
【０００４】
例えば、時間ｔにおけるディジタル信号ａ（ｔ）のスペクトルを解析するにあたって、当該ディジタル信号ａ（ｔ）の矩形波をｇ（ｔ）としたとき、そのインパルス応答は、シンボル周期をＴとして、次式
【０００５】
【数１】
で表され、図１４のようなグラフ上に表される。
【０００７】
この矩形波ｇ（ｔ）についての伝達関数Ｇ（ｔ）は、次式
【０００８】
【数２】
で表されるような当該矩形波ｇ（ｔ）のフーリエ変換で与えられ、実際には図１５に示すようにスペクトルが無限に広がっている状態で表される。
【００１０】
このように矩形波ｇ（ｔ）の帯域幅が無限大ということは、図１６に示すように、隣接チャネルに対して干渉を与えることとなり、この隣接チャネルへの干渉を無くすために帯域制限をすると、図１７に示すように、隣接チャネルへの影響が少なくチャネル間隔を狭くすることが可能となる。
【００１１】
この結果、帯域制限により、周波数利用効率の向上及び隣接チャネルへの干渉による符号誤り率の低下といった効果を得ることができる。
【００１２】
しかし、ディジタル信号伝送の劣化要因として、上述のような帯域制限の必要性に加えて、帯域制限フィルタの符号間干渉の問題がある。
【００１３】
すなわち例えばπ／４シフトＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調方式における搬送波の同相（Ｉ相）成分及び直交（Ｑ相）成分に基づくＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱについて考えると、符号間干渉のない波形を図１８に示す一方、符号間干渉のある波形を図１９に示す。この図１８及び図１９では、Ｉ信号及びＱ信号の振幅レベルは「±１」、「±１／√２」、「０」の５値である。
【００１４】
まず図１８に示す符号間干渉のない波形では、データはシンボル周期（Ｔ）ごとにＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過するが、図１９に示す符号間干渉のある波形では、Ｉ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過しない。従ってフィルタ出力の波形がＩ信号ＳＩ及びＱ信号ＳＱの振幅レベルを通過しないため、シンボル値が誤判定になる可能性が高くなり、ビットエラーが生じるおそれがある。
【００１５】
上述のような狭帯域化の際において隣接チャネルへの干渉や符号間干渉を極小化するフィルタとして、ナイキストフィルタが現代のディジタル信号伝送に用いられるのが一般的である。
【００１６】
かかるナイキストフィルタでは、所定時間Ｔ〔秒〕の時間間隔（以下、これをナイキスト間隔と呼ぶ）でパルスを無歪みで伝送するためには１／（２Ｔ）〔Ｈｚ〕が必要最低限の帯域であり、当該１／（２Ｔ）〔Ｈｚ〕を越える帯域が許される場合は、符号間干渉を０にするようになされたフィルタである。
【００１７】
このナイキストフィルタを用いた符号間干渉が０のシステムでは、そのインパルス応答がナイキスト間隔で（すなわち時間Ｔ〔秒〕ごとに）ゼロクロスしなければならないという基準がある（以下、この基準をナイキスト第１基準と呼ぶ）。かかるナイキスト第１基準は、カットオフ周波数ｆが１／（２Ｔ）を満たす、次式、
【００１８】
【数３】
であることが条件とされる。
【００２０】
このようなナイキスト第１基準を満たしたフィルタのうち理想フィルタについて説明する。まず矩形波であるディジタル信号を一般的なＬＰＦに入力すると、周波数により特性の異なる減衰や位相遅れが発生して振幅歪みと位相歪みとが発生する。その際、理想フィルタの条件として、第１に、特定の周波数成分を一定量減衰すること、第２に、特定の周波数成分以外の成分を完全に抑圧すること、第３に、周波数に比例した位相遅れを生じさせることが挙げられる。
【００２１】
そして理想フィルタの伝達関数Ｈ（ｆ）は、次式
【００２２】
【数４】
のように表され、この結果が図２０のように表される。かかる伝達関数Ｈ（ｆ）を逆フーリエ変換すると、当該伝達関数Ｈ（ｆ）のインパルス応答Ｈ（ｔ）が次式、
【００２４】
【数５】
として得ることができ、この結果が図２１のように表される。このことから、理想フィルタのインパルス応答Ｈ（ｔ）は、矩形波の伝達関数Ｈ（ｆ）と同一であることがわかる。
【００２６】
ところで、フィルタ出力は、入力信号の伝達関数とフィルタのインパルス応答の畳み込みであることから、矩形波の伝達関数から理想フィルタのインパルス応答を差し引いたものは０であることがわかる。
【００２７】
このことは理想フィルタにおいて、矩形波の基本波より高い周波数成分は０に減衰され、低い周波数成分は１となることを表している。これが理想フィルタの減衰理論である。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、このようなナイキスト第１基準を満足した、カットオフ周波数ｆ（＝１／（２Ｔ）、Ｔ：シンボル間隔）となる理想フィルタは、インパルス応答が負の時間も含めた無限長になり実現不可能であるため、実際には有限長インパルス応答でありながら、ナイキスト第１基準を満たすフィルタであるロールオフフィルタが使用される。
【００２９】
かかるロールオフフィルタは、ロールオフ率と呼ばれるパラメータαに応じて遮断特性が異なるフィルタである。この遮断特性は、図２２に示すように、ロールオフ率αが０に近づく（すなわち理想フィルタに近づく）と、急峻な特性となって周波数利用効率が向上するといった長所がある一方、インパルス応答のサイドローブの値が大きくなるため、アイパターンが狭くなりビットエラーが生じ易くなるといった短所がある。
【００３０】
実際上、ロールオフフィルタの遮断域特性は、後述するように余弦波（コサイン）として表現されるため、このようなＬＰＦをコサインロールオフフィルタと呼ぶ。
【００３１】
このコサインロールオフフィルタにおいては、上述したナイキスト第１基準に加えて、所定のサンプルレートによるサンプリング点間の中点においてインパルス応答がゼロクロスする条件（以下、これをナイキスト第２基準と呼ぶ）と、インパルス応答の１サンプリング区間の積分値が入力信号の振幅に比例するための条件（以下、これをナイキスト第３基準と呼ぶ）をも満たすようになされている。
【００３２】
実際にロールオフフィルタは、ロールオフ率αが１のときに符号間干渉が０となってナイキスト第２基準を満たすと共に、正弦波の逆数で表されるナイキスト第１基準を満たす伝達関数に対して当該正弦波の逆数が乗算された関数は全てナイキスト第３基準を満たすこととがわかる。
【００３３】
かかるコサインロールオフフィルタは、上述のナイキスト第１〜第３基準を全て満足するフィルタであり、当該フィルタの伝達関数Ｇ（ｔ）は、サンプル時間をｔ、シンボル時間をＴ、ロールオフ率をαとしたとき、次式、
【００３４】
【数６】
で表される。
【００３６】
この式（６）によると、図２３に示すように、第１に、１／（２Ｔ）において伝達関数Ｇ（ｔ）が０．５で交差しており、第２に、ロールオフ率αが０のとき理想フィルタ特性と一致し、第３に、ロールオフ率αの値を大きくすると伝達関数Ｇ（ｔ）は緩やかになり、第４に、ロールオフ率αが０のとき周波数帯域が広くなりインパルス応答の残留応答が短くなるといった特徴を有する。
【００３７】
このコサインロールオフフィルタのインパルス応答ｇ（ｔ）は、上述した伝達関数Ｇ（ｔ）を逆フーリエ変換することにより、次式、
【００３８】
【数７】
として得られる。実際に図２４（Ａ）及び（Ｂ）〜図２６（Ａ）及び（Ｂ）において、各ロールオフ率（α＝０、０．５、１）のインパルス応答及びフィルタ出力波形を示す。
【００４０】
図２４（Ａ）及び（Ｂ）〜図２６（Ａ）及び（Ｂ）により、コサインロールオフフィルタはナイキスト第１〜第３基準を満たしていることがわかる。
【００４１】
ところが、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性をコサインロールオフフィルタのロールオフ特性を保ちながら可変させる場合、通常のアナログフィルタを帯域制限フィルタとして使用したときには、内部調整するには回路構成が物理的に取り替える必要があるため実用上不十分である一方、ディジタルフィルタを帯域制限フィルタとして使用したときには、内部調整にはソフトウェア的な処理をすれば良いのだが、実際にはロールオフ特性を持たせながら行うことは非常に煩雑で困難な問題があった。
【００４２】
従って、ディジタルフィルタを用いて、このフィルタ特性をロールオフ特性を持たせながら無線型式に応じて可変するには、比較的簡単な手法でソフトウェア的に内部調整するだけで行い得ることが望ましい。
【００４３】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタ並びにその係数算出装置及び係数算出方法を提案しようとするものである。
【００４４】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタにおいて、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することにより算出されたロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数が設定されるようにした。
【００４５】
この結果このディジタルフィルタでは、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００４６】
また本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出装置において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを設けるようにした。
【００４７】
この結果このディジタルフィルタの係数算出装置では、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００４８】
さらに本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する第１のステップと、ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する第２のステップとを設けるようにした。
【００４９】
この結果このディジタルフィルタの係数算出方法では、各係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をディジタルフィルタに持たせることができ、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができる。
【００５０】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００５１】
（１）第１の実施の形態
第１の実施の形態では、ディジタル構成の帯域制限フィルタとして、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタを用いて、当該ＦＩＲフィルタにコサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせるようになされている。
【００５２】
（１−１）ＦＩＲフィルタの構成
ＦＩＲフィルタは、群遅延がない、すなわち出力の位相特性が入力信号のあらゆる周波数成分に対して一定の遅延時間のみを与えたものとなる、位相特性の良い直線位相フィルタを構成するようになされている。
【００５３】
図１に示すように、ＦＩＲフィルタ１は、遅延段数を表すタップ数を４個としたとき、信号入力段に直列接続された３個の遅延素子Ｔ０〜Ｔ２と、当該各遅延素子Ｔ０〜Ｔ２の前段及び最後尾の遅延素子Ｔ２の後段からそれぞれ分岐して接続された４個の乗算器Ａ０〜Ａ３と、当該各乗算器Ａ０〜Ａ３の出力段にそれぞれ接続され、順次加算結果を積算する３個の加算器Ｐ０〜Ｐ２とから構成されており、このうち最後尾の加算器Ｐ２が当該ＦＩＲフィルタ１の信号出力段となる。
【００５４】
通常ディジタルフィルタでナイキストフィルタを構成する場合は、アナログで実現した場合のナイキストフィルタのインパルス応答をサンプルレート（１／ｔ）でサンプリングした値を利用するようになされている。例えばシンボルレート（１／Ｔ）に対して３倍のサンプルレートを有するディジタルフィルタを実現する場合には、Ｔ＝３ｔとなる。
【００５５】
このＦＩＲフィルタ１の出力であるインパルス応答ｙ（ｎｔ）は、シンボル間隔をＴ〔ｓｅｃ〕の入力信号ｘ（ｎｔ）が入力されるとき、サンプリング時間をｔ〔ｓｅｃ〕（上述の例ではＴ／３）とし、かつ各乗算器の係数をそれぞれｈ（ｋ）（ｋ＝０、１、…、Ｎ−１）とすると、次式、
【００５６】
【数８】
のような畳込み和（積和演算）式で表される。
【００５８】
ＦＩＲフィルタ１は、タップ数Ｎ（すなわち乗算器の数）が多いほど理想フィルタに近づくことから、ここでは当該ＦＩＲフィルタ１でナイキスト特性を得る理論を当該タップ数Ｎを無視して、シンボル間隔Ｔ及びサンプリング時間ｔのみを用いて導くこととする。
【００５９】
入力信号をシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとに「１」又は「−１」として他をゼロ補間したサンプリングしたとき、これら各サンプリング点のインパルス応答はシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとのインパルス応答となる。この結果を図２に示すと、３種類の入力信号Ｓ１Ａ〜Ｓ１Ｃにおける全てのサンプリング点のインパルス応答がシンボル間隔Ｔ〔ｓｅｃ〕ごとにナイキスト第１基準を満たしており、この結果、符号間干渉が０であることが証明される。
【００６０】
（１−２）ＦＩＲコサインロールオフフィルタの実現
理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせたＦＩＲフィルタ（以下、これをＦＩＲコサインロールオフフィルタと呼ぶ）を実現する。
【００６１】
まず既に算出されている結果に基づいて、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答と、ＦＩＲフィルタの各乗算器の係数（以下、単にＦＩＲフィルタ係数と呼ぶ）とが得られることから、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論コサインロールオフフィルタで使用される最適な窓関数（以下、これをロールオフ窓関数と呼ぶ）の値が得られることがわかる。
【００６２】
通常窓関数とは、時間窓の具体的な形状を規定した関数をいい、入力信号と掛け合わせることで、タップ数が有限であることから生じる周期境界上の不連続（リップル等）を軽減させ得るようになされるものであるが、ロールオフ窓関数は、目的の理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得るための時間窓を規定する関数とする。
【００６３】
従ってこのように逆算して求めたロールオフ窓関数をＦＩＲフィルタ係数に乗算することにより、図３に示すように目的の理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答Ｓ２Ｂを得ることができる。なおＳ２Ａは窓関数がないＦＩＲ係数を示し、Ｓ２Ｃはロールオフ窓関数を示す。この図３においてＦＩＲフィルタ係数Ｓ２Ｂは、グラフとして比較し易いように実際の係数を１に正規化している。
【００６４】
（１−３）ＦＩＲコサインロールオフフィルタの係数算出方法
実際に、ＦＩＲフィルタ１を用いて理想コサインロールオフフィルタを実現するための係数算出方法を、図４に示すＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１に従ってステップＳＰ０から順に説明する。
【００６５】
（１−３−１）必要パラメータの設定
ＦＩＲフィルタ１について、理想コサインロールオフフィルタを実現するにあたって、まず各種必要なパラメータを設定する（ステップＳＰ１）。タップ数（すなわちフィルタ段数）Ｓを奇数とし、各乗算器の係数のうち最大添え字ｎを（Ｓ／２−０．５）とし、カットオフ周波数ｆｃをデータレートの１／２とし、シンボル時間Ｔを１／ｆとし、シンボルサンプル数ＤＳをシンボル内のサンプリング数とし、ロールオフ率αを０〜１とし、サンプリング周波数ｆｓをｆｓ×（ＤＳ×２）とし、サンプリング時間ｔｓを１／ｆｓ＝１／ｆｃ×（ＤＳ×２）とし、カットオフ周波数ωｃを２πｆ（＝２π×ｆｃ／ｆｓ）とそれぞれ設定する。
【００６６】
（１−３−２）ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）の計算
上述のように求めた必要なパラメータを次式、
【００６７】
【数９】
【数１０】
にそれぞれ代入することにより、窓関数なしのＦＩＲフィルタ係数を算出する（ステップＳＰ２）。
【００７０】
（１−３−３）理論コサインロールオフフィルタの各サンプル時間の算出
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答の算出に必要な各サンプリングの時間ｔｍ、ｔ０は、それぞれ次式、
【００７１】
【数１１】
【数１２】
のように求められる（ステップＳＰ２）。この式（１１）及び（１２）により、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答は、ナイキスト第１基準を満足するインパルス応答となり、シンボルごとにゼロクロスする。これにより理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答のサンプリング周波数をＦＩＲフィルタのサンプリング周波数に正規化させることができる。
【００７４】
（１−３−４）理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答の算出
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）は、上述した各種パラメータや式（１１）及び（１２）を代入することにより、次式、
【００７５】
【数１３】
のように求められ、時間軸を正規化することができる（ステップＳＰ３）。
【００７７】
（１−３−５）ロールオフ窓関数の算出
ロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）は、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）を、ＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）で割り算することにより、次式
【００７８】
【数１４】
のように表される（ステップＳＰ４）。
【００８０】
理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）と、ＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）のレベルが違うため、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ＲＯＬＬ（ｍ）をＦＩＲフィルタ係数ＦＩＲ（ｍ）のレベルと時間軸を正規化することにより、ロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）を算出することができる。
【００８１】
（１−３−６）理論コサインロールオフフィルタの実現
上述のような演算を実行するようにして、ＦＩＲフィルタに理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせてなるＦＩＲコサインロールオフフィルタを実現するには、ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）に、式（１４）で算出されたロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）を乗算すれば良いことがわかる（ステップＳＰ５）。
【００８２】
（１−４）端末装置の構成
実際にＦＩＲコサインロールオフフィルタは、図５に示すような端末装置１０を用いて、上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１（図４）を実行することにより構築されるようになされている。
【００８３】
この図５において、端末装置１０は、全体の制御を司るＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ ）１１と、各種ソフトウェアが格納されたＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）１２と、ＣＰＵ１１のワークメモリとしてのＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）１３と、各種データが格納されたハードディスク装置１４と、ＣＰＵ１１が必要に応じて外部と通信するためのインターフェースであるインターフェース部１５と、ディスプレイ１６が接続された画像処理部１７と、キーボード１８及びマウス１９が接続されたインターフェース部２０とを有し、これらがバス２１を介して相互に接続されることにより構成されている。
【００８４】
この場合ＣＰＵ１１は、外部から与えられるデータやコマンドをインターフェース部１５を介して取り込み、当該データやコマンドと、ＲＯＭ１２に格納されているソフトウェアとに基づいて上述のような各種演算処理を実行するようになされている。
【００８５】
実際にはＣＰＵ１１は、上述した図４に示すＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１において、ステップＳＰ４で算出されたロールオフ窓関数ＲＯＬＬ−ＭＡＤＯ（ｍ）をＲＡＭ１３やハードディスク装置１４に一時的に記憶しておき、続くステップＳＰ５の場合や必要に応じて読み出すようになされている。
【００８６】
（１−５）無線送信機の構成
図６は、本発明によるＦＩＲコサインロールオフフィルタを適用した無線送信機３０の構成を示し、マイクロホン３１から出力されるアナログ音声信号Ｓ５をマイクアンプ３２を介してアナログ／ディジタル変換回路３３に入力する。
【００８７】
アナログ／ディジタル変換回路３３は、供給されるアナログ音声信号Ｓ５をアナログ／ディジタル変換し、かくして得られたディジタル音声信号Ｄ１をベースバンド処理回路３４に送出する。
【００８８】
ベースバンド処理回路３４は、供給されるディジタル音声信号Ｄ１に対してデータ圧縮処理やイコライジング処理及びパケット化処理等の信号処理を施し、かくして得られたベースバンド処理信号Ｄ２をディジタル変調回路３５に送出する。
【００８９】
ディジタル変調回路３５は、供給されるベースバンド処理信号Ｄ２に対して帯域制限、ディジタル／アナログ変換、ＬＰＦ及びπ／４シフトＱＰＳＫ変調処理等の所定の信号処理を順次施し、かくして得られたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６を周波数変換回路３６に送出する。
【００９０】
周波数変換回路３６は、供給されるπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６の周波数を送信用の所定周波数にまでアップコンバートし、かくして得られた周波数変換変調信号Ｓ７をＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）アンプ３７及びアンテナ３８を順次介して送信信号Ｓ８として受信器（図示せず）に送信する。
【００９１】
この無線送信機３０におけるディジタル変調回路３５の詳細構成を図７に示す。このディジタル変調回路３５においては、入力段にπ／４シフトＱＰＳＫマッピング回路４０を有し、ベースバンド処理回路３４（図６）から出力されるベースバンド処理信号Ｄ２をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式に準ずるようにマッピングし、そのマッピングデータを搬送波の同相成分及び直交成分に応じた２系統に分離して、それぞれＩ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２に送出する。
【００９２】
Ｉ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２は、π／４シフトＱＰＳＫマッピング回路４０からのＩ相レベルマッピングデータ、Ｑ相レベルマッピングデータに基づいて、当該入力データに応じた「±１」、「±１／√２」、「０」の５値をそれぞれ出力する。
【００９３】
このπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式は、１つの搬送波の同相（Ｉ相）成分と直交（Ｑ相）成分とを用いて同時に２ビットのデータを伝送するＱＰＳＫ変調方式の一種であり、１シンボル毎にπ／４ずつ位相面を回転させた搬送波が用いられる点において通常のＱＰＳＫ変調方式と相違する。従って、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、連続するシンボル間の位相差は±π／４、±３π／４となる。
【００９４】
このようにＩ相レベルマッピング回路４１及びＱ相レベルマッピング回路４２においてそれぞれマッピング／レベル変換処理されたＩ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂは、後段にそれぞれ対応して設けられたＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４に供給される。かくして各ＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４において、マッピング／レベル変換処理されたＩ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂに対して理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせるようにフィルタリング処理を実行することにより、当該Ｉ信号Ｄ５Ａ及びＱ信号Ｄ５Ｂについてシンボル間で符号間干渉が生じるのを未然に防止しつつ、変調周波数帯域幅の狭帯域化を図ることができる。
【００９５】
このようにＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４においてフィルタリング処理されたＩ信号Ｄ６Ａ及びＱ信号Ｄ６Ｂは、後段の対応するＤ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）変換回路４５、４６を介してアナログ信号に変換され折り返し歪みをＬＰＦ４７、４８で除去した後、直交変換回路４９において所定の直交変調処理を施すことにより、得られたπ／４シフトＱＰＳＫ変調信号Ｓ６が周波数変換回路３６（図５）に送出される。
【００９６】
（１−６）第１の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、ＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築する際、まず各種必要なパラメータを設定した後、ＦＩＲフィルタ係数を算出し、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答に必要なサンプリング時間を求めるようにして、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答を算出する。
【００９７】
そしてかかる理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ窓関数を求めることができ、この結果、ＦＩＲフィルタ係数にロールオフ窓関数を乗算すれば、理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性をＦＩＲフィルタに持たせてなるＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築することができる。
【００９８】
この結果、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲコサインロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数に応じてロールオフ窓関数が算出されることから、結果的にＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけで当該ＦＩＲフィルタ係数をロールオフ特性を保ちながら設定することができる。
【００９９】
以上の構成によれば、このＦＩＲフィルタについて、ＦＩＲフィルタ係数と理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答とを算出しておき、当該算出結果に基づいて理論コサインロールオフフィルタのロールオフ特性を求めるようにしてＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築するようにしたことにより、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲコサインロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るＦＩＲコサインロールオフフィルタを実現できる。
【０１００】
（２）第２の実施の形態
第２の実施の形態では、ディジタル構成の帯域制限フィルタとして、ＦＩＲフィルタを用いて、当該ＦＩＲフィルタにルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性を持たせるようになされている。
【０１０１】
（２−１）ルートロールオフフィルタの特性
ここでルートロールオフフィルタとは、通信システムでは、一般的に送信側ばかりでなく、受信側でも雑音除去の目的などのためフィルタリングするのが一般的で、受信側でロールオフ特性を満たしていれば通信が可能であることから、上述した式（６）で表されるコサインロールオフフィルタの伝達関数Ｇ（ｆ）の平方根で表されるフィルタであり、その特性はロールオフフィルタに比べて、ロールオフ率によってはルートロールオフフィルタの方が振幅変動が少なく、電力増幅での非線形歪の発生を抑える働きをする。
【０１０２】
ルートロールオフフィルタの伝達関数Ｍ（ｔ）は、コサインロールオフフィルタの伝達関数Ｇ（ｔ）を用いると、次式
【０１０３】
【数１５】
で表され、具体的には、次式
【０１０５】
【数１６】
で表されるものである。
【０１０７】
かかる式（１６）を図８に示すようにグラフ化すると、以下の第１〜第４のような特徴が得られる。第１に、ルートロールオフフィルタの伝達関数Ｍ（ｔ）が１／（２Ｔ）において１／√２で交差しており、第２に、ロールオフ率α＝０のとき、理想フィルタ特性と一致し、第３に、ロールオフ率αを大きくすると伝達関数Ｍ（ｔ）は緩やかになり、第４に、ロールオフ率α＝０のとき、周波数帯域は広くなりインパルス応答の残留応答が短くなる。
【０１０８】
このルートロールオフフィルタのインパルス応答ｍ（ｔ）は、式（１６）で示される伝達関数Ｍ（ｔ）を逆フーリエ変換することで、次式、
【０１０９】
【数１７】
のように得られる。実際に図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）において、各ロールオフ率（α＝０、０．５、１）のインパルス応答及びフィルタ出力波形を示す。
【０１１１】
これら図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）からわかるように、第１に、ロールオフ率αが０以外では、ナイキスト第１〜第３基準を満たさず、第２に、レベルがロールオフ率αに応じて変化するという特徴がある。
【０１１２】
（２−２）ＦＩＲルートロールオフフィルタの実現
理論ルートロールオフフィルタのロールオフ特性を持たせたＦＩＲフィルタ（以下、これをＦＩＲルートロールオフフィルタと呼ぶ）を実現する。
【０１１３】
まず既に算出されている結果に基づいて、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答と、ＦＩＲフィルタ係数とが得られることから、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論ルートロールオフフィルタで使用される最適な窓関数（以下、これをルートロールオフ窓関数と呼ぶ）の値が得られることがわかる。
【０１１４】
従ってこのように逆算して求めたルートロールオフ窓関数をＦＩＲフィルタ係数に乗算することにより、図１２に示すように目的の理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答Ｓ１０Ａを得ることができる。なおＳ１０Ｂは窓関数がないＦＩＲ係数を示し、Ｓ１０Ｃはロールオフ窓関数を示す。
【０１１５】
この図１２においてＦＩＲフィルタ係数Ｓ１０Ｂは、グラフとして比較し易いように正規化してある。因みに、ロールオフ窓関数Ｓ１０Ｃは、円滑な線ではないが、これはルートロールオフ特性としたことによって、ＦＩＲフィルタ係数（窓関数なし）と理論ルートロールオフとの双方における横軸方向数値偏移の規則性がなくなってしまったからである。
【０１１６】
理論的には、本方法によってルートロールオフ特性は理論波形を再現することができるが、ＦＩＲフィルタで実現する場合は、有限小数点演算のために出力波形は近似波形となる。また上述の図９（Ａ）及び（Ｂ）〜図１１（Ａ）及び（Ｂ）で示す波形は、ナイキスト第１〜第３基準を満たしていないが、受信側においてルートロールオフ特性をもつフィルタを使用することによってナイキスト第１〜第３基準を満たすことが可能になる。
【０１１７】
ルートロールオフ窓関数の算出方法は、上述した第１の実施の形態におけるロールオフ窓関数の算出方法と同様の方法で求めることができる。具体的には、上述の式（７）において、理論コサインロールオフフィルタのインパルス応答ｇ（ｔ）を、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答ｍ（ｔ）に置き換えるのみでよい。
【０１１８】
（２−３）第２の実施の形態による動作及び効果
以上の構成において、ＦＩＲルートロールフィルタを構築する際、まず各種必要なパラメータを設定した後、ＦＩＲフィルタ係数を算出し、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答に必要なサンプリング時間を求めるようにして、理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答を算出する。
【０１１９】
そしてかかる理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数で割り算することにより、理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ窓関数を求めることができ、この結果、ＦＩＲフィルタ係数にルートロールオフ窓関数を乗算すれば、理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性をＦＩＲフィルタに持たせてなるＦＩＲルートロールオフフィルタを構築することができる。
【０１２０】
この結果、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲルートロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数に応じてルートロールオフ窓関数が算出されることから、結果的にＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけで当該ＦＩＲフィルタ係数をルートロールオフ特性を保ちながら設定することができる。
【０１２１】
以上の構成によれば、このＦＩＲフィルタについて、ＦＩＲフィルタ係数と理論ルートロールオフフィルタのインパルス応答とを算出しておき、当該算出結果に基づいて理論ルートロールオフフィルタのルートロールオフ特性を求めるようにしてＦＩＲルートロールオフフィルタを構築するようにしたことにより、例えば無線型式に応じて帯域制限フィルタのフィルタ特性を可変させる場合に、ＦＩＲルートロールオフフィルタにおけるＦＩＲフィルタ係数のみを可変させるだけでルートロールオフ特性を保ちながら設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るＦＩＲルートロールオフフィルタを実現できる。
【０１２２】
（３）他の実施の形態
なお上述のように第１及び第２の実施の形態においては、ＦＩＲコサインロールオフフィルタ及びＦＩＲルートロールオフフィルタを構成するディジタルフィルタとして、図１に示すように、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するＦＩＲフィルタから構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、フィルタ係数をソフトウェア的に調整することができれば、ＦＩＲフィルタ以外にもコムフィルタやＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ等に広く適用するようにしても良い。
【０１２３】
また第１及び第２の実施の形態においては、ＦＩＲコサインロールオフフィルタ及びＦＩＲルートロールオフフィルタを構成するＦＩＲフィルタとして、図１に示すように、信号入力段に直列接続された（Ｎ−１）（Ｎは２以上の自然数）個の遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２と、各遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２の前段及び最後尾の遅延素子ＴＮの後段からそれぞれ分岐して接続されたＮ個の乗算器Ａ０〜ＡＮ−１と、各乗算器Ａ０〜ＡＮー１の出力段にそれぞれ接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器Ｐ０〜ＰＮ−２とからなる直接型構成のＦＩＲフィルタで構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、直接型構成以外にも転置型構成のＦＩＲフィルタを用いるようにしても良い。
【０１２４】
例えば図１３に示すように、信号入力段に並列接続されたＮ（例えば４）個の乗算器Ａ０〜ＡＮ−１と、２番目以降の各乗算器Ａ１〜ＡＮ−１の出力段にそれぞれ対応して接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器Ｐ０〜ＰＮ−２と、先頭の乗算器Ａ０の出力段及び各加算器Ｐ０〜ＰＮ−２の入力段にそれぞれ接続された（Ｎ−１）個の遅延素子Ｔ０〜ＴＮ−２とからなる転置型構成のＦＩＲフィルタ５０を適用しても良い。
【０１２５】
さらに上述のように第１及び第２の実施の形態においては、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を、窓関数が乗算されていない各乗算器の係数で割り算することによりロールオフ窓関数を求め、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるようにＦＩＲフィルタ係数（各乗算器の係数）を設定するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は理論ロールオフフィルタのインパルス応答をＦＩＲフィルタ係数（各乗算器の係数）のレベルに正規化することによりロールオフ窓関数を算出することができれば、この他種々の方法でロールオフ窓関数を求めるようにしても良い。
【０１２６】
さらに上述の実施の形態においては、ディジタルフィルタの係数算出装置として図５に示すような端末装置１０を用い、当該端末装置１０が上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順ＲＴ１（図４）を実行することによりＦＩＲコサインロールオフフィルタを構築するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、データの演算処理及び記憶処理を行い得るものであれば、この他種々の構成からなる装置に広く適用することができる。
【０１２７】
すなわちディジタルフィルタの係数算出装置としての端末装置１０において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベルに正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、当該ロールオフ窓関数に基づいて当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを、端末装置１０内のＣＰＵ１１から構成するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＣＰＵ１１以外の他の係数算出手段を適用しても良く、また算出手段及び設定手段を別体の手段に分けてそれぞれ対応する演算処理を順次行うようにしても良い。
【０１２８】
さらに上述の実施の形態においては、図６に示すような無線送信機３０のディジタル変調回路３５内に上述のようなＦＩＲコサインロールオフフィルタ４３、４４を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は入力信号に応じてフィルタ係数を調整する必要のある装置であれば、この他種々の装置に広く適用することができる。
【０１２９】
さらに上述の実施の形態においては、理想ロールオフ特性及び理想ルートロールオフ特性の実現のために、フィルタのタップ数Ｎを無視するようにした場合について述べたが、実際にハードウェアを構成する上でタップ数Ｎを有限にした場合には、打切り誤差により減衰特性が悪化するため、実際にはロールオフ窓関数及びルートロールオフ窓関数に一般的な打切り誤差低減用の窓関数を乗算することにより、理想ロールオフ特性及び理想ルートロールオフ特性に近似しながら減衰特性の良いフィルタを得ることができる。
【０１３０】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタにおいて、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することにより算出されたロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数が設定されるようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタを実現することができる。
【０１３１】
また本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出装置において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定する設定手段とを設けるようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタの係数算出装置を実現することができる。
【０１３２】
さらに本発明においては、ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出方法において、理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出した後、当該ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各係数を設定するようにしたことにより、無線型式に応じてフィルタ特性を可変させる場合に、ディジタルフィルタの各係数のみを可変させるだけでロールオフ特性を保ちながら当該各係数を設定することができ、かくして高特性を維持しながら容易に調整を行い得るディジタルフィルタの係数算出方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【図２】ＦＩＲフィルタ出力とナイキスト点との関係の説明に供するグラフである。
【図３】コサインロールオフフィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図４】ＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順を示すフローチャートである。
【図５】端末装置の構成を示すブロック図である。
【図６】無線送信機の構成を示すブロック図である。
【図７】図７に示す無線送信機内のディジタル変調回路の構成を示すブロック図である。
【図８】ルートロールオフフィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図９】ロールオフ率αが０のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１０】ロールオフ率αが０．５のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１１】ロールオフ率αが１のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図１２】ルートロールオフフィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図１３】他の実施の形態によるＦＩＲフィルタの構成を示すブロック図である。
【図１４】矩形波のインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図１５】矩形波の伝達関数の説明に供するグラフである。
【図１６】矩形波伝送での隣接チャネル干渉の説明に供するグラフである。
【図１７】帯域制限した一例の説明に供するグラフである。
【図１８】符号間干渉のない波形を示すグラフである。
【図１９】符号間干渉のある波形を示すグラフである。
【図２０】理想フィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図２１】理想フィルタのインパルス応答の説明に供するグラフである。
【図２２】ロールオフフィルタのフィルタ特性の説明に供するグラフである。
【図２３】ロールオフフィルタの伝達関数の説明に供するグラフである。
【図２４】ロールオフ率αが０のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図２５】ロールオフ率αが０．５のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【図２６】ロールオフ率αが１のときのインパルス応答及びフィルタ出力波形の説明に供するグラフである。
【符号の説明】
１、５０……ＦＩＲフィルタ、１０……端末装置、１１……ＣＰＵ、３０……無線送信機、３５……ディジタル変調回路、４３、４４……ＦＩＲコサインロールオフフィルタ、ＲＴ１……ＦＩＲコサインロールオフフィルタ設定処理手順。
Claims (8)
- ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタにおいて、
理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各上記係数のレベル及び時間軸を正規化することにより算出されたロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各上記係数が設定された
ことを特徴とするディジタルフィルタ。 - 上記ロールオフ窓関数は、上記理論ロールオフフィルタの上記インパルス応答を、窓関数が乗算されていない各上記係数で割り算して得られる
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタルフィルタ。 - 上記ディジタルフィルタは、
信号入力段に直列接続された（Ｎ−１）（Ｎは２以上の自然数）個の遅延素子と、
各上記遅延素子の前段及び最後尾の遅延素子の後段からそれぞれ分岐して接続されたＮ個の乗算器と、
各上記乗算器の出力段にそれぞれ接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器と
を具え、上記係数列は各上記乗算器の係数からなる
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタルフィルタ。 - 上記ディジタルフィルタは、
信号入力段に並列接続されたＮ（Ｎは２以上の自然数）個の乗算器と、
２番目以降の各上記乗算器の出力段にそれぞれ対応して接続され、順次加算結果を積算して最後尾の信号出力段から出力する（Ｎ−１）個の加算器と、
先頭の上記乗算器の出力段及び各上記加算器の入力段にそれぞれ接続された（Ｎ−１）個の遅延素子と
を具え、上記係数列は各上記乗算器の係数からなる
ことを特徴とする請求項１に記載のディジタルフィルタ。 - ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出装置において、
理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各上記係数のレベル及び時間軸を正規化することによりロールオフ窓関数を算出する算出手段と、
上記ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各上記係数を設定する設定手段と
を具えることを特徴とするディジタルフィルタの係数算出装置。 - 上記算出手段は、
上記理論ロールオフフィルタの上記インパルス応答を、窓関数が乗算されていない各上記係数で割り算するようにして、上記ロールオフ窓関数を得る
ことを特徴とする請求項５に記載のディジタルフィルタの係数算出装置。 - ディジタル信号であるデータ列をそれぞれ対応する係数列で乗算した後、当該乗算結果を順次後段の乗算結果と加算する畳込み演算を行い、当該ディジタル信号について所定周波数成分で帯域制限するディジタルフィルタの係数算出方法において、
理論ロールオフフィルタのインパルス応答を各上記係数のレベル及び時間軸に正規化することによりロールオフ窓関数を算出する第１のステップと、
上記ロールオフ窓関数に基づいて、当該理論ロールオフフィルタのロールオフ特性を得られるように各上記係数を設定する第２のステップと
を具えることを特徴とするディジタルフィルタの係数算出方法。 - 上記第２のステップでは、
上記理論ロールオフフィルタの上記インパルス応答を、窓関数が乗算されていない各上記係数で割り算するようにして、上記ロールオフ窓関数を得る
ことを特徴とする請求項７に記載のディジタルフィルタの係数算出方法。
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- 2003-05-09 JP JP2003132123A patent/JP2004201267A/ja active Pending
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