JPH0263208A

JPH0263208A - 変調装置

Info

Publication number: JPH0263208A
Application number: JP1130460A
Authority: JP
Inventors: Yasutsune Yoshida; 泰玄吉田
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1988-05-28
Filing date: 1989-05-24
Publication date: 1990-03-02
Anticipated expiration: 2010-12-06
Also published as: EP0344678B1; DE68919909D1; EP0344678A3; EP0344678A2; DE68919909T2; JPH07114345B2; US4965536A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は変調装置に係り、特に多値直交振幅変調方式を
採用するディジタル無線通信システムに好適な変調装置
に関する。

（従来の技術）周知のように、ディジタル無線通信では、高能率伝送の
目的から１６　Ｑ　Ａ　Ｍ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　
Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｃｄａｌａｔｉｏｎ）方式、６
４ＱＡＭ方式等の高多値直交振幅変調方式の開発が進め
られ実用に供されているが、限られた周波数帯域を有効
に利用するため等の目的から変調信号波の占有帯域幅に
は厳しい制限が課せられる。従って、高多値直交振幅変
調波を生成する変調装置ではフィルタを用いてコサイン
ロールオフ波形整形処理を施し変調信号波が所望の帯域
内に納まるようにしている。

このような変調装置としては、従来、例えば第３図に示
すものが知られている。

第３図に示すものは３列データ信号（Ｐａ、Ｐ＋。

Ｐａ）と同（ＱＯ，Ｑｌ、Ｑ２）の２組の入力信号から
６４ＱＡＭ波を生成する変調装置である。即ち、３列デ
ータ信号（ＰＯ，ＰＩ、Ｐａ）と同（Ｑｏ、Ｑ　ｌ、Ｑ
２）はそれぞれ３ビツトのＤ／Ａ変換器２、同２′に入
り、ここで８値信号Ｐ、同Ｑに変換される０次いで、８
値信号Ｐ、同Ｑはフィルタ１７、同１７′にてコサイン
ロールオフ波形整形処理を受けて８値信号Ｐ′、同Ｑ′
となり直交振幅位相変調器３に入力する。直交振幅位相
変調器３ではローカル発振器４の出力を８値信号Ｐ′、
同Ｑ′でもって直交振幅位相変調処理をし、コサインロ
ールオフ整形された直交振幅変調波（６４ＱＡＭ変調波
）を出力する。

ここに、フィルタ１７、同１７′は、コサインロールオ
フ波形を得るためのローパスフィルタと、Ｎ　ＲＺ　（
ｎｏｎ　ｒｅｔｕｒｎ　ｔｏ　ｚｅｒｏ）データ信号を
インパルス信号に変換する振幅等化器と、前記ローパス
フィルタと振幅等化器で生ずる遅延歪を補償する遅延等
止器とで構成され、これらの総合特性として遅延歪がな
く、且つ、振幅理論値にほぼ一致した特性が要求される
。

なお、第３図はベースバンドで使用される変調装置を示
したが、ＩＦ（中間周波数）帯で使用される変調装置で
コサインロールオフ波形整形処理するフィルタにはバン
ドパスタイプのフィルタが用いられる。

（発明が解決しようとする課題）しかしながら、従来の変調装置においてコサインロール
オフ波形整形処理用に用いられるフィルタは、複数の構
成要素の総合でもって要求特性を満足するようにしてい
るが、要求特性は前述のように相当に厳しいので、調整
が非常に面倒となる。

そのため、このようなフィルタを用いた変調装置は回路
規模が増大するだけでなく、高価なものになるという問
題がある。

この問題を解決するために、ローパスタイプのフィルタ
１７、同１７′に代えてＢＴＦ　（バイナリ−トランス
バーサルフィルタ）を用いることが考えられる。これに
よれば、ＢＴＦはディジタル信号処理でもってその機能
を実現するものであるから、無調整化が図れ、またＬＳ
Ｉ化によって回路規模の縮減を図ることができる。しか
し、ＢＴＦは１ビツト入力であるので、そのままでは４
ＰＳＫ（４相位相シフトキーイング）用の変調装置しか
実現できない、即ち、複数列の入力データ信号を扱う変
調装置にＢＴＦを用いる場合には、そのデータ列数分の
ＢＴＦおよびこれらの総和をとる加算手段が必要となり
、僅格規模共に増大する。

従って、１６ＱＡＭ方式以上のＱＡＭ方式の変調装置に
ＢＴＦを用いるのは妥当でないということができる。

本発明は、このような問題に鑑みなされたもので、その
目的は、価格規模を増大させずにコサインロールオフ波
形整形機能を有し、且つ、１６ＱＡＭ方式以上の高多値
変調にも容易に対応することができる変調装置を提供す
ることにある。

（課題を解決するための手段）前記目的を達成するために、本発明の変調装置は次の如
き構成を有する。

即ち、第１発明に係る変調装置は、ｍ列（ｍは整数）の
入力データ信号を含む並列ｎビット（ｎ≧ｍ）のデータ
列入力についてディジタル信号処理を施しＧ列（Ｇ＞ｍ
）のデータ信号を出力する２つのディジタルフィルタと
；　前記２つのディジタルフィルタの出力をそれぞれ受
けて多値信号Ｐと同Ｑをそれぞれ出力する２つのＤ／Ａ
変換器と；　前記多値信号Ｐと同Ｑを受けて直交振幅変
調波を生成出力する直交振幅位相変調器と；　を備え、
前記ディジタルフィルタは、前記並列ｎビットを多段に
シフトする第１シフトレジスタ、または、Ａビット（Ａ
＞ｍ）からなる重み付け係数と前記並列ｎビットとの乗
算を行う第１乗算器群のいずれか一方と；　前記第１シ
フトレジスタ群の各シフト段の並列出力とＡビットの重
み付け係数との乗算を行う第２乗算器群、または、前記
第１乗算器群の各乗算器の出力をそれぞれ遅延させて出
力する第２シフトレジスタ群のいずれか一方と；　前記
第１乗算器群の各出力、または、前記第２シフトレジス
タ群の各出力のいずれか一方を受けて加算処理をし前記
Ｇ列のデータ信号を出力する加算器と；　で構成される
ことを特徴とするものである。

また、第２発明に係る変調装置は、前記第１発明に係る
変調装置において；　前記ｍ列の入力データ信号を受け
て並列ｎビット（ｎ＞ｍ）に所定の論理操作を施した並
列ｎビットのデータ列を前記２つのディジタルフィルタ
のそれぞれに出力する論理回路を備えることを特徴とす
るものである。

（作　用）次に前記の如く構成される本発明の変調装置の作用を説
明する。

まず、第１発明において、２つのディジタルフィルタで
は、ｎビットのデータ列が例えば第１シフトレジスタ群
において多段にシフトされ、各シフト段から出力される
１タイムスロツト宛ずれた例えばｎビット（Ｂ≧ｍ）の
データ列が第２乗算器群に入り、ここでＡビットからな
る重み付け係数と乗算される。第２乗算器群の各出力は
加算処理されてＧ列のデータ信号となり加算器から出力
される。ここに、当該ディジタルフィルタの特性は重み
付け係数をどのように設定するかで定まり、また第１シ
フトレジスタ群のシフト段数が多くなる程、即ち乗算器
の個数が多い程所望のフィルタ特性に近づけることがで
きる。

要するに、第１発明の変調装置は、コサインロールオフ
波形整形用のフィルタとして多入力のディジタルフィル
タを用いるので、無調整化、小形化、低価格化を図るこ
とができるだけでなく、１６ＱＡＭ方式以上の高多値変
調方式にも容易に対応できることになる。

また、第２発明においては、論理回路が２つのディジタ
ルフィルタに前置されるが、この論理回路では並列ｎビ
ットに所定の論理操作がなされる。

具体的に言えば、例えば直交振幅位相変調器等の非線形
性によって直交振幅変調波の信号点配置間隔が不等間隔
となる場合があるが、この場合にその補正が行えるので
ある。また、直交振幅変調波の信号点配置態様はその外
周形状が正方形となるのが通常であるが、本発明によれ
ば例えば円形状に変更できるのである。

要するに、第２発明の変調装置は、直交振幅変調波の信
号点配置態様に補正あるいは変更を加えることができる
。これは第２発明で用いるディジタルフィルタがｎビッ
ト（ｎ＞ｍ）のデータ列を扱えることから得られる効果
であるということができる。つまり、ｍ列の入力データ
信号を主信号と称すれば、ＢＴＦを複数個用いたコサイ
ンロールオフ波形整形用フィルタでは主信号のみを扱う
のであるから、このものでは本発明の効果を得ることが
できないのである。

（実　施　例）以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例に係る変調装置を示す、第１
図において、１．１′はディジタルフィルタ、２，２′
はＤ／Ａ変換器、３は直交振幅位相変調器、４はローカ
ル発振器、５は２逓倍器、６〜１０は１タイムスロツト
のシフトレジスタ、１１〜１５は乗算器、１６は加算器
である。

ディジタルフィルタ１　（１’　）は、分解能が８ビツ
ト、タップ数が５のものからなり、市販品と同一のもの
である。即ち、このディジタルフィルタ１　（１’　）
は８ビツトのデータ列を扱うことができるが、当該変調
装置が６４ＱＡＭ方式のものであるときは、８ビツトの
データ列の中の第１ビツト目から第３ビツト目の入力端
子には入力データ信号（Ｐｏ、ＰＫ、Ｐａ）および同（
ＱＯ，Ｑｌ、Ｑ２）をそれぞれ印加し、残りの第４ビツ
ト目から第８ビット目の入力端子は“０”入力とする。

このように８個の入力端子に加えられた８ビツトのデー
タ列はシフトレジスタ６〜同１０で１タイムスロツト宛
シフトされる。このシフトレジスタ６〜同１０のシフト
クロックは入力クロック信号ｆＣＬを２逓倍器５で２倍
したものである。つまり、シフトレジスタ６〜同１０は
２倍のオーバーサンプリングで動作していることになる
。

このシフトレジスタ６〜同１０から出力される１タイム
スロツト宛ずれた８ビツトのデータ列はそれぞれ対応す
る乗算器１１〜同１５に入り、ここで対応する重み付け
係数Ｃ＋２．同Ｃや１．同Ｃ６゜同Ｃ−１，同Ｃ−２と
乗算される。ここに、重み付け係数Ｃ＋２．同Ｃ＋１．
同ｃｏ、同Ｃ−１，同Ｃ−、の値はコサインロールオフ
フィルタと等価な特性を得るに必要な値に固定的に設定
しである。そのビット数は本実施例では８ビツトである
。

その結果、乗算器１１〜同１５の各出力を加算処理する
加算器１６の出力には、即ち当該ディジタルフィルタ１
　（１’　）の出力には、コサインロールオフ波形整形
された８ビツトのデータ列の信号が得られる。このデー
タ列信号は２ｆｃＬで動作するＤ／Ａ変換器２　（２’
　）にて８値のアナログ信号Ｐ’　　（Ｑ”）へ変換さ
れて直交振幅位相変調器３へ入るので、直交振幅位相変
調器３の出力には従来例と同様にコサインロールオフ波
形整形された６４ＱＡＭ波が得られることになる。

なお、ディジタルフィルタ１　（１’　）の特性は重み
付け係数（Ｃ＋２〜Ｃ−２）の値の選択によって定まる
が、タップ数が多い程コサインロールオフフィルタの特
性に近づけることができる。

また、ディジタルフィルタ１　（１’　）は、２倍のオ
ーバーサンプリングで動作するので、その出力には２　
ｆ　ＣＬの折り返し不要波が生ずる。しかし、オーバー
サンプリング周波数を高く選べば折り返し不要波の周波
数が高い方に移るので、それを除去するアナログフィル
タは不要となる。

さらに、以上の説明から明らかなように、第１図に示し
た構成でさらに上位の例えば２５６ＱＡＭ　’Ｒｉｌｌ
波を得ることができる。ディジタルフィルタ１　（１’
　）の第１ビツト目から第４ビツト目の入力端子に変調
すべきデータ列を加えるのである。

この場合、ディジタルフィルタとして、９ビツトあるい
は１０ビツトの高分解能のものを用いればさらに高性能
化を図ることができる。

加えて、第１図は市販品のディジタルフィルタを用いた
場合の構成例であるが、ディジタルフィルタを個別部品
で構成する場合、シフトレジスタ６〜同１０は必要最小
限度のビット数、例えば６４ＱＡＭ方式用なら並列３ビ
ツトを１タイムスロツトシフトするものを用いても良い
。

なお、市販品のディジタルフィルタには、第１図に示す
ものの他に、例えば入力信号が直接乗算器（１１〜１５
）に入り、その出力がシフトレジスタ（６〜１０）でそ
れぞれ遅延された後、加算器１６で加算されるようにし
たものがある。動作は第１図に示すものと同様であって
、本発明の変調装置はこのようなディジタルフィルタを
用いて構成することができることは勿論である。

次に、第２図は本発明の他の実施例に係る変調装置を示
す、この第２実施例に係る変調装置は、第１実施例のも
のにおいて論理回路１８をディジタルフィルタ１と同ｌ
′に前置したものである。

周知のように、直交振幅変調波における各信号点間距離
は等間隔が本来であるが、直交振幅位相変調器等に非線
形性があると、その信号点が正規位置からずれることが
あるので、この第２実施例では論理回路１８でそのずれ
分をディジタル的に補正しようとするのである。

即ち、ディジタルフィルタ１　（１’　）において、重
み付け係数Ｃ８を゛１″に、他の係数を０°′にそれぞ
れ設定すれば、当該ディジタルフィルタ１　（１”）は
いわゆるスルーとなるから、この状態で直交振幅位相変
調器３の出力から信号点位置を測定して正規点からのず
れを求め、論理回路１８にてそのずれ分だけレベルを増
減させるのである。この補正操作は、例えば６４ＱＡＭ
方式では入力データ列は３ビツトであり、ディジタルフ
ィルタ１　（１’　）は８ビツトを扱うから、ディジタ
ルフィルタ１　（１’　）の入力において第４ビット目
から第８ビツト目における全部又は一部のビットに論理
操作を加えることにより行う。

具体的には、この論理回路１８は、例えば２個のＲＯＭ
　（書込専用メモリ）で構成し、第１および第２のＲＯ
Ｍには前記のように測定して求めた各信号点についての
補正値を予め設定するのである。第１および第２のＲＯ
Ｍの入力は、共に３ビツトのデータ列（ＰＯ＋　Ｐ１＋
　Ｐ　２）および同（Ｑｏ、Ｑｔ。

Ｑ２）であり、第１のＲＯＭの８ビツト出力はディジタ
ルフィルタ１へ、第２のＲＯＭの８ビツト出力はディジ
タルフィルタ１′へそれぞれ供給されるようにする。

以上の説明では、論理回路１８は信号点の位置ずれを補
正するものとして説明したが、同様の考えで信号点配置
態様に変更を加えることができる。

ＱＡＭ方式の信号点配置態様はその外周形状は正方形と
なるのが通常であるが、平均電力対ピーク電力の比を小
さくするには限りなく円形に近い方が望ましいとされて
いる０本発明によれば、それを容易に実現できるのであ
る。

なお、論理回路１８の如き補正回路は、前述したＢＴＦ
を複数個用いたコサインロールオフフィルタには適用で
きないことは明らがである。このものにおいては、３ビ
ツトのデータ列（Ｐａ、Ｐ＋。

Ｐ２）および同（ＱＯ，Ｑｌ、Ｑ２）のみしか扱えない
からである。

（発明の効果）以上詳述したように、第１発明の変調装置によれば、コ
サインロールオフ波形整形用のフィルタとして多入力の
ディジタルフィルタを用いるので、無調整化、小形化、
低価格化を図ることができるだけでなく、１６ＱＡＭ方
式以上の高多値変調方式にも容易に対応できる効果があ
る。

また、第２発明の変調装置によれば、変調すべき入力デ
ータ列ｍビットに対し、ディジタルフィルタがｎビット
（ｎ＞ｍ）のデータ列を扱える点に着目し、ｎビットに
所定の論理操作を加える論理回路をディジタルフィルタ
に前置したので、直交振幅変調波の信号点の位置ずれを
補正し、また配置態様を円形等に変更することができる
変調装置を提供できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る変調装置の構成ブロッ
ク図、第２図は本発明の他の実施例に係る変調装置の構
成ブロック図、第３図は従来の６４ＱＡＭ方式用変調装
置の構成ブロック図である。ｌ、１′・・・・・・ディジタルフィルタ、　　２．２
′・・・・・・Ｄ／Ａ変換器、　３・・・・・・直交振
幅位相変調器、４・・・・・・ローカル発振器、　５・
・・・・・２逓倍器、６〜１０・・・・・・シフトレジ
スタ、　　１１〜１５・・・・・・乗算器、　１６・・
・・・・加算器、　１７．１７’・・・・・・コサイン
ロールオフ整形用のフィルタ、　　１８・・・・・・論
理回路。＃全部の弔２史羽ソ籾にょろ変を計装ｊｔの力１人例築
２　図代理人　弁理士　　八　幡　　義　博多〔〕トｄワ６−りＱＡＦｆｌに月弓Ｉ９変−」χ弓１
ば＝償の薦λＥイダ）１第３　区

Claims

【特許請求の範囲】

（１）ｍ列（ｍは整数）の入力データ信号を含む並列ｎ
ビット（ｎ≧ｍ）のデータ列入力についてディジタル信
号処理を施しＧ列（Ｇ＞ｍ）のデータ信号を出力する２
つのディジタルフィルタと；前記２つのディジタルフィ
ルタの出力をそれぞれ受けて多値信号Ｐと同Ｑをそれぞ
れ出力する２つのＤ／Ａ変換器と；前記多値信号Ｐと同
Ｑを受けて直交振幅変調波を生成出力する直交振幅位相
変調器と；を備え、前記ディジタルフィルタは、前記並
列ｎビットを多段にシフトする第１シフトレジスタ群、
または、Ａビット（Ａ＞ｍ）からなる重み付け係数と前
記並列ｎビットとの乗算を行う第１乗算器群のいずれか
一方と；前記第１シフトレジスタ群の各シフト弾の並列
出力とＡビットからなる重み付け係数との乗算を行う第
２乗算器群、または、前記第１乗算器群の各乗算器の出
力をそれぞれ遅延させて出力する第２シフトレジスタ群
のいずれか一方と；前記第１乗算器群の各出力、または
、前記第２シフトレジスタ群の各出力のいずれか一方を
受けて加算処理をし前記Ｇ列のデータ信号を出力する加
算器と；で構成されることを特徴とする変調装置。
（２）請求項（１）に記載の変調装置において；前記ｍ
列の入力データ信号を受けて並列ｎビット（ｎ＞ｍ）に
所定の論理操作を施した並列ｎビットのデータ列を前記
２つのディジタルフィルタのそれぞれに出力する論理回
路を備えることを特徴とする変調装置。