CN101493483A - 电池电压检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种可以以低成本高精度地检测电池的电压的电池电压检测电路。其中包括：一个输入端上被施加基准电压、另一个输入端与第一电容的一端连接的运算放大器；设置在运算放大器的另一个输入端以及输出端之间的第二电容；将电池的一个端子的电压以及另一端子的电压顺次地施加在第一电容的另一端上的电路；根据放电开始信号对第二电容进行恒定电流放电的电路；一个输入端上施加有基准电压，另一个输入端与运算放大器的输出端连接的比较器；和对从放电开始信号输入到比较器的输出信号变化为止的时间进行计测的电路，以若运算放大器的另一个输入端上施加的电压变成比基准电压低的规定电平的电压、则比较器的输出信号变化的方式设置有偏置值。

Description

电池电压检测电路

技术领域

本发明涉及电池电压检测电路。

背景技术

在使用充电式电池的笔记本PC等机器中，为了管理串联连接的电池的充电/放电，必须精度优良地检测各电池的电压。图7是表示电池电压检测电路的一般构成的图(参照专利文献1)。电池电压检测电路100是用于检测串联连接的4个电池BV1～BV4的电压，其构成为包括运算放大器110、电阻R1～R4、开关SW0M～SW4M、SW0P～SW3P以及输出基准电压V_REF的电源115。在这种电池电压检测电路100中，在检测电池BV4的电压V_BV4时，接通开关SW4M、SW3P，断开其他的开关。由此，从运算放大器110向AD转换器(ADC)120输出电压V_OUT，该电压V_OUT对应于电池BV4的正极侧端子的电压V4和负极侧端子的电压V3之差。而且，通过用ADC120将电压V_OUT变换为数字值，从而可以检测电池BV4的电压V_BV4。同样地，通过接通开关SW3M、SW2P，而断开其他的开关，从而可以检测电池BV3的电压V_BV3。还有，通过接通开关SW2M、SW1P，断开其他的开关，从而可以检测电池BV2的电压V_BV2。此外，通过接通开关SW1M、SW0P，断开其他的开关，从而可以检测电池BV1的电压V_BV1。

【专利文献1】日本特开2002-243771号公报

在电池BV1～BV4采用锂离子电池时，充满电时各电池BV1～BV4的两端的电压V_BV1～～V_BV4接近4.5V。若考虑到设计上的余量，将各电池BV1～BV4的电压V_BV1～V_BV4设为5V，则在串联连接的电池BV1～BV4整体中产生20V的电压，电池电压检测电路100需要能耐高压。另一方面，包含ADC120的控制系统的电路一般使用3.3V左右的电源电压，需要将从电池电压检测电路100输出的电压V_OUT设为3.3V以下。

这里，若将电阻R3、R4的电阻值设为R3、R4，则运算放大器110的增益G_AMP为R4/R3。因此，在检测电池BV4的电压V_BV4时输出的电压V_OUT为：V_OUT＝V_BV4G_AMP+V_REF＝(V4-V3)R4/R3+V_REF。而且，若将V_BV4设为5V、将V_REF设为0.2V，则满足V_OUT≤3.3V的运算放大器110的增益G_AMP的条件是：G_AMP≤(V_OUT-V_REF)/V_BV4＝(3.3-0.2)/5≈0.6。由此，通过选择电阻R3、R4的电阻值，以使运算放大器110的增益G_AMP为0.6左右，从而向ADC120输出的电压V_OUT可以在3.3V以下。但是，这种情况下，需要使运算放大器110能耐高压，招致电池电压检测电路100的成本上升。

因此，为了使运算放大器110不必耐高压，需要将施加在运算放大器110上的电压设为3.3V以下。即，为了使施加在运算放大器110的+输入端子上的电压V⁺在3.3V以下，需要满足(V3-V_REF)R4/(R3+R4)+V_REF≤3.3。由此，R4/(R3+R4)≤(3.3-V_REF)/(V3-V_REF)＝(3.3-0.2)/(15-0.2)＝3.1/14.8≈0.21。因此，运算放大器110的增益G_AMP为：G_AMP＝R4/R3≤0.21/(1-0.21)≈0.26。因此，通过选择电阻R3、R4的电阻值，以使运算放大器110的增益G_AMP为0.26左右，从而可以使运算放大器110无需耐高压。但是，这种情况下，因为运算放大器110的增益G_AMP小，故输入到ADC120的电压V_OUT变低。为此，为了精度优良地检测出各个电池电压，需要使ADC120高精度，招致成本上升。

另外，在电池电压检测电路100中，在检测电池BV1～BV4的电压时，电流流过与运算放大器110的输入端子连接的电阻R1、R3。因此，为了抑制该电流引起的电池BV1～BV4的放电，电阻R1、R3必须使用电阻值为数百万欧姆左右大小的电阻。而且，为了精度优良地检测出电池BV1～BV4的电压，需要使电阻R1～R4的电阻值的电压依存性小。这样，在制造使用了电阻值大且电压依存性小的电阻的集成电路时，需要设立特别的工序，从而招致成本上升。

发明内容

本发明鉴于上述现有技术的问题，其目的在于提供一种可以以低成本高精度地检测电池的电压的电池电压检测电路。

为了达成上述目的，该电池电压检测电路，包括：第一电容；运算放大器，在该运算放大器的一个输入端上施加基准电压，另一个输入端与上述第一电容的一端连接；第二电容，其一端与上述运算放大器的输出端连接，另一端与上述运算放大器的另一个输入端连接；电压施加电路，将电池的一个端子的电压以及另一端子的电压顺次地施加在上述第一电容的另一端上；放电电路，其在将上述电池的另一端子的电压施加到上述第一电容的另一端之前使上述第二电容放电；恒定电流电路，其根据将电压施加到上述第一电容的另一端后输入的放电开始信号，输出以规定速度对上述第二电容所蓄积的电荷进行放电的恒定电流；比较器，在该比较器的一个输入端上施加上述基准电压，另一个输入端与上述运算放大器的上述输出端连接；和计测电路，其将从输入上述放电开始信号到上述比较器的输出信号变为一个逻辑电平为止的时间作为与所述电池的电压对应的时间进行计测，在上述运算放大器或上述比较器的至少一方设有偏置值，以便：若上述运算放大器的上述另一个输入端上施加的电压成为比上述基准电压低的规定电平的电压，则上述比较器的上述输出信号变为上述的一个逻辑电平。

能够提供一种可以以低成本高精度地检测电池的电压的电池电压检测电路。

附图说明

图1是表示本发明第1实施方式的电池电压检测电路的构成的图。

图2是表示运算放大器的等效电路的图。

图3是表示比较器的等效电路的图。

图4是表示第1实施方式的电池电压检测电路的动作的一例的时序图。

图5是表示本发明第2实施方式的电池电压检测电路的构成的图。

图6是表示第2实施方式的电池电压检测电路的动作的一例的时序图。

图7是表示电池电压检测电路的一般构成的图。

图中：10A、10B-电池电压检测电路，20、70-运算放大器，25-比较器，C1～C4-电容，30、31-电源，35-开关控制电路，55-微型计算机，41～45-P沟道MOSFET，47-电流源，50-计数器。

具体实施方式

【第1实施方式】

＝＝电路构成＝＝

图1是表示本发明第1实施方式的电池电压检测电路的构成的图。电池电压检测电路10A用于检测串联连接的4个电池BV1～BV4的电压，其包含运算放大器20、比较器25、电容C1、C2、开关SW0～SW6、电源30、31、开关控制电路35、P沟道MOSFET41～45、电流源47以及计数器50。

在运算放大器20的+输入端上施加从电源30输出的基准电压V_REF1，运算放大器20的-输入端与电容C1的一端连接。由此，因为运算放大器20的-输入端与电容C1连接，并未被施加直流电压，故运算放大器20不必耐高压。还有，运算放大器20与被设计为消除偏置值的一般的运算放大器不同，其设置有偏置值，以使-输入端比+输入端的电压例如高出0.1V左右。图2是表示运算放大器20的等效电路的图。运算放大器20可以以在没有偏置的理想的运算放大器52的+输入端上附加例如0.1V的偏置电压V_OFF的形式来表现。结果，在运算放大器52的+输入端上施加基准电压V_REF1与关断电压V_OFF相加后的电压运算放大器52将电压V_REF1+V_OFF作为基准电压来工作。在一般的运算放大器中，通过使用相同尺寸的晶体管来提高差动晶体管对等的对称性。与此相对，在运算放大器20中，比如通过将控制电极成为+输入端以及-输入端且构成差动晶体管对的两个晶体管的尺寸故意设为不均衡，从而可以积极地具备偏置值。而且，设定偏置值的方法并未限于此，可以采用各种方法，例如变更本来应当是相同尺寸的电阻的尺寸、或追加电流源以使电流的流动不均衡。

比较器25输出表示施加在+输入端上的运算放大器20的输出电压V_OUT和施加在-输入端上的来自电源30的基准电压V_REF1的比较结果的信号CMP。而且，比较器25，与被设计为消除偏置值的一般的比较器不同，其设置偏置值，以便若+输入端的电压例如比-输入端低0.1V左右，则信号CMP的逻辑电平变化。图3是表示比较器25的等效电路的图。比较器25可以以在没有偏置值的理想的比较器53的-输入端附加比如0.1V的偏置电压V_OFF的形式来表现。结果，在比较器53的-输入端上施加从基准电压V_REF1中减去偏置电压V_OFF后的电压V_REF1-V_OFF，比较器53将电压V_REF1-V_OFF作为基准电压来工作。在比较器25中设定偏置值的方法与运算放大器20同样，可以采取各种方法，比如，将控制电极成为+输入端以及-输入端且构成差动晶体管对的两个晶体管的尺寸故意设为不均衡等。

电容C1(第1电容)的一端与运算放大器20的-输入端连接，另一端与开关SW0～SW5的一端连接。电容C2(第2电容)，一端与运算放大器20的输出端连接，另一端与运算放大器20的-输入端连接。在这里，若设想电池BV1～BV4采用锂离子电池的情况，则充满电时各电池BV1～BV4两端的电压V_BV1～V_BV4达到4.5V左右。若考虑到设计上的余量而将各电池BV1～BV4的电压V_BV1～V_BV4设为5V，则串联连接的电池BV1～BV4整体产生20V的电压，电容C1需要耐高压。因此，在本实施方式中，一般通过电压依存性少的布线电容来构成电容C1、C2。

开关SW0的一端与电容C1的另一端连接，另一端通过端子Vss而与电池BV1的负极端连接。开关SW1的一端与电容C1的另一端连接，另一端通过端子V1而与电池BV1的正极端以及电池BV2的负极端连接。开关SW2的一端与电容C1的另一端连接，另一端通过端子V2而与电池BV2的正极端以及电池BV3的负极端连接。开关SW3的一端与电容C1的另一端连接，另一端通过端子V3而与电池BV3的正极端以及电池BV4的负极端连接。开关SW4的一端与电容C1的另一端连接，另一端通过端子V4而与电池BV4的正极端连接。开关SW5的一端与运算放大器20的输出端连接，另一端与运算放大器20的-输入端连接。开关SW5的一端与电容C1的另一端连接，另一端被施加从电源31输出的基准电压V_REF2。开关SW6连接在电容C2的两端间。而且，开关SW0～SW5相当于本发明的电压施加电路，开关SW6相当于本发明的放电电路。

电源30是输出基准电压V_REF1的电源电路，电源31是输出基准电压V_REF2的电源电路。另外，为了抑制由噪声引起的电源30的变动，噪声截止用的电容Cn通过端子NC而与电源30连接。而且，在本实施方式中，为了噪声截止而使用电容Cn，但噪声截止的方法不限于这些，例如，可以采用屏蔽电源30的布线等的一切方法。还有，在本实施方式中，设：V_REF1＝0.8V，V_REF2＝2.4V。

开关控制电路35通过端子SW，根据从微型计算机55输入的信号，控制开关SW0～SW6的接通/断开。此外，也可以通过软件来实现与开关控制电路35同等的功能。

P沟道MOSFET41，源极上被施加了电源电压V_DD，漏极与P沟道MOSFET43的源极相连接，栅极与漏极连接。P沟道MOSFET42，源极上被施加了电源电压V_DD，漏极与P沟道MOSFET44的源极相连接，栅极与P沟道MOSFET41的栅极连接。P沟道MOSFET43，源极与P沟道MOSFET41的漏极相连接，漏极与电流源47相连接，栅极与漏极连接。P沟道MOSFET44，源极与P沟道MOSFET42的漏极相连接，漏极与电容C2的另一端(运算放大器20的-输入端侧)相连接，栅极与P沟道MOSFET43的栅极连接。P沟道MOSFET45，源极上被施加了电源电压V_DD，漏极与电流源47相连接，栅极被输入了信号CHG。也就是说，P沟道MOSFET41～MOSFET44构成电流反射镜电路，在信号CHG为高电平时P沟道MOSFET45截止，与从电流源47输出的恒定电流相应的恒定电流流向电容C2。

向计数器50(计测电路)输入：从开关控制电路35输出的信号CHG；从比较器25输出的信号CMP、例如由RC振荡电路等生成的规定频率的时钟信号CLK。而且，计数器50，在信号CHG从低电平变化到高电平时开始时钟信号CLK的计数，在信号CMP从高电平变化到低电平时停止计数。

＝＝动作＝＝＝

接下来，说明电池电压检测电路10A的动作。图4是表示电池电压检测电路10A的动作的一个例子的时序图。而且，施加在端子V1～V4上的电压分别用V1～V4来表示。还有，电池BV1～BV4的电压用V_BV1～V_BV4来表示，电容C1、C2的容量用C1、C2来表示。此外，开关SW0～SW6，高电平为接通状态，低电平为断开状态。另外，运算放大器20以及比较器25的偏置电压是V_OFF＝0.1V。

首先，在时刻T1，开关SW0、SW6接通，开关SW1～SW5断开。此时，由于开关SW6接通，故电容C2被放电，电容C2的两端之间的电压V_C2变为0V。而且，由于开关SW6接通，故运算放大器20成为增益为1的放大器。而且，由于运算放大器20的偏置值为0.1V，故将施加在+输入端上的基准电压V_REF1与偏置电压V_OFF相加后的0.9V作为输出电压V_OUT输出。此外，由于比较器25的偏置值为0.1V，故比较器25的阈值电压成为比基准电压V_REF1仅低偏置电压V_OFF的0.7V，输出信号CMP保持高电平不变。另外，由于开关SW0接通，故在电容C1的一端上施加接地电压V_SS(＝0V)。

此后，在时刻T2，开关SW0、SW6断开，接着在时刻T3，开关SW0再度接通。此时，由于施加在电容C1的一端上的电压为与时刻T1～T2期间相同的接地电压，故电容C1的电荷不变化。因此，电容C2的电荷也不变化，输出电压V_OUT也保持0.9V不变。

而且，在时刻T4，开关SW0断开，信号CHG变为高电平。信号CHG变为高电平，由此P沟道MOSFET45截止，与电流源47生成的电流相应的恒定电流从P沟道MOSFET44流向电容C2、运算放大器20的输出端子。由于该恒定电流，电容C2以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。此外，信号CHG变为高电平，由此计数器50基于时钟信号CLK而开始计数值CNT的计数。

此后，在时刻T5输出电压V_OUT若变得比作为比较器25的阈值电压的0.7V低，则输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中，能够计测从时刻T4到T5的时间T_0V。该计测出的时间T_0V是与接地电压V_SS(＝0V)相应的时间。而且，在时刻T6，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45接通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

由此，在电池电压检测电路10A中，因为使运算放大器20以及比较器25具备偏置值，故能够计测0V。也就是说，若假设运算放大器20以及比较器25的偏置值为0，则在时刻T1～T4的期间内，输出电压V_OUT＝基准电压V_REF1，无法对与0V相应的时间进行计数。因此，在运算放大器20以及比较器25的偏置值为0的情况下，例如设置与电源30不同且输出比基准电压V_REF1低的电压(比如0.7V)的电源，通过将该低电压施加在比较器25的-输入端上，从而能够检测0V，但为了提高检测精度，产生即使对另外设置的电源也要实施噪声截止的对策的需要，招致成本上升。另一方面，在本实施方式的电池电压检测电路10A中，通过在运算放大器20以及比较器25中设置偏置值，从而仅利用电源30就能够检测0V，能够抑制成本。

此外，在时刻T6，开关SW5、SW6接通。通过接通开关SW6，从而电容C2的两端之间的电压V_C2变为0V，并且输出电压变为0.9V，比较器25的输出信号CMP变为高电平。而且，通过接通开关SW5，从而在电容C1的一端施加从电源31输出的基准电压V_REF2，电容C1的两端之间的电压V_C1变为 $V_{C1}=V_{\mathrm{REF}2}-V_{\mathrm{RE}{F}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$

此后，在时刻T7，开关SW5、SW6断开，接着在时刻T8开关SW0接通。由此，在电容C1的一端施加接地电压V_SS，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW0、端子V_SS，电容C2中蓄积与基准电压V_REF2相应的电荷，使得输出电压V_OUT上升。

在电容C1的电荷稳定的状态下， $V_{C1}=V_{S^S}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$ 因此，电容C1的电荷Q_C1的变化量ΔQ_C1为 ${\mathrm{\ΔQ}}_{C1}=(V_{{\mathrm{REF}}^2}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1-(V_{\mathrm{SS}}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1=V_{\mathrm{REF}2}\·C1.$ 而且，电容C2中也蓄积有与ΔQ_C1同量的电荷，电容C2的电荷Q_C2为Q_C2＝V_REF2·C1。为此，电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝V_REF2·C1/C2，输出电压V_OUT为 $V_{\mathrm{OUT}}=V_{\mathrm{RE}{F}^1}+V_{{\mathrm{OF}}^F}+V_{C2}=V_{\mathrm{RE}{F}^1}+V_{\mathrm{OFF}}+V_{\mathrm{REF}2}\·C1/C2.$

接下来，在时刻T9，开关SW0断开，信号CHG变成高电平。信号CHG变成高电平，由此P沟道MOSFET45截止，与电流源47生成的电流相应的恒定电流从P沟道MOSFET44流向电容C2、运算放大器20的输出端。由于该恒定电流使得电容C2中蓄积的电荷以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。此外，信号CHG变成高电平，由此计数器50基于时钟信号CLK而开始计数值CNT的计数。

此后，在时刻T10，若输出电压V_OUT变得比作为比较器25的阈值电压的0.7V( $=V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}$ )低，则比较器25的输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中，能够计测从时刻T9到T10的时间T_REF2。而且，在时刻T11，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45导通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

另外，在时刻T11，开关SW4、SW6接通。而且，通过接通开关SW6，从而输出电压V_OUT变为 $0.9V=(=V_{{\mathrm{REF}}^1}+V_{\mathrm{OFF}}),$ 比较器25的输出信号CMP变为高电平。此时，相对于比较器25的阈值电压 $0.7V(=V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})$ 而言，输出电压V_OUT为 $0.9V(=V_{\mathrm{RE}{F}^1}+V_{\mathrm{OFF}}),$ 在比较器25的+输入端和-输入端之间产生2×V_OFF的电压差。因此，可以抑制在接通了开关SW6时比较器25的输出信号V_CMP中产生振荡。而且，由于接通开关SW6，故电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝0V。而且，由于接通开关SW6，故电容C1的两端之间的电压V_C1为 $V_{C1}=V4-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$

此后，在时刻T12，开关SW4、SW6断开，接着在时刻T13，开关SW3接通。由此，在电容C1的一端施加电压V3，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW0、端子V_SS，电容C2中蓄积与 $V_{{\mathrm{BV}}^4}-(=V4-V3)$ 相应的电荷，使得输出电压V_OUT上升。

在电容C1的电荷稳定的状态下， $V_{C1}=V_3-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$ 因此，电容C1的电荷Q_C1的变化量ΔQ_C1为 ${\mathrm{\ΔQ}}_{C1}=(V4-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1-(V3-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1=V_{\mathrm{BV}4}\·C1.$ 而且，由于电容C2中也蓄积有与ΔQ_C1同量的电荷，故电容C2的电荷Q_C2为Q_C2＝V_BV4·C1。为此，电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝V_BV4·C1/C2，输出电压V_OUT为 $V_{\mathrm{OUT}}=V_{{\mathrm{REF}}^1}+V_{{\mathrm{OF}}^F}+V_{C2}=V_{{\mathrm{REF}}^1}+V_{{\mathrm{OF}}^F}+V_{\mathrm{BV}4}\·C1/C2.$

接着，在时刻T14，开关SW3断开，信号CHG变为高电平。信号CHG变为高电平，由此P沟道MOSFET45截止，与电流源47生成的电流相应的恒定电流从P沟道MOSFET44流向电容C2、运算放大器20的输出端子。由于该恒定电流导致电容C2中蓄积的电荷以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。此外，信号CHG变为高电平，由此计数器50基于时钟信号CLK而开始计数值CNT的计数。

此后，在时刻T15，若输出电压V_OUT变得比作为比较器25的阈值电压的 $0.7V(=V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})$ 低，则比较器25的输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中，能够计测从时刻T14到T15的时间T_BV4。而且，在时刻T16，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45导通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

而且，微型计算机55，基于由计数器50计测到的T_0V、T_REF2、T_BV4，能够求出电池BV4的电压V_BV4。具体的，从T_REF2中减去T_0V的时间是与电压V_REF2相应的时间，从T_BV4中减去T_0V的时间是与电压V_BV4相应的时间。因此， $V_{\mathrm{BV}4}/V_{\mathrm{REF}2}=(T_{{\mathrm{BV}}^4}-T_{0V})/(T_{{\mathrm{REF}}^2}-T_{0V})$ 的关系成立， $V_{\mathrm{BV}4}=\{(T_{{\mathrm{BV}}^4}-T_{0V})/(T_{{\mathrm{REF}}^2}-T_{0V})\}{V}_{\mathrm{REF}2}.$

由此，通过根据基准电压V_REF2时的计数值T_REF2和电池BV4的电压V_BV4时的计数值T_BV4的比值来求出电压V_BV4，从而能够提高电池电压的检测精度。比如，在由RC振荡电路等精度低的电路来生成时钟信号CLK的情况下，若仅基于计数器50计测到的T_BV4来求解电池BV4的电压V_BV4，则因温度变化引起的时钟频率的变化的影响会导致电压V_BV4的检测精度降低。因此，如本实施方式所示，通过与规定的基准电压V_REF2时的计数值T_REF2进行对比，从而抵消时钟频率的变化所带来的影响，能够高精度地检测出电池的电压。

进而，在时刻T16，开关SW3、SW6接通。而且，通过接通开关SW6，从而输出电压V_OUT为 $0.9V(=V_{{\mathrm{REF}}^1}+V_{\mathrm{OFF}}),$ 比较器25的输出信号CMP变为高电平。而且，由于开关SW6接通，故电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝0V。并且，由于开关SW3接通，故电容C1的两端之间的电压V_C1为 $V_{C1}=V3-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$

此后，在时刻T17，开关SW3、SW6断开，接着在时刻T18，开关SW2接通。由此，在电容C1的一端上施加电压V2，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW0、端子V_SS，电容C2中蓄积与V_BV3(＝V3-V2)相应的电荷，使得能够检测电压V_BV3。后面通过同样的处理，可以检测电压V_BV2、电压V_BV1。

【第2实施方式】

＝＝电路构成＝＝

图5是表示本发明第2实施方式的电池电压检测电路的构成的图。电池电压检测电路10B是使第1实施方式的电池电压检测电路10A采取差动构成的电路。具体的，电池电压检测电路10B取代电池电压检测电路10A的开关SW0～SW6，而包括开关SW0P～SW3P、SW6P、SW7P、SW0M～SW7M、SW8以及运算放大器70。而且，电池电压检测电路10B除了第1实施方式的电池电压检测电路10A的电容C1、C2以外，还包括电容C3、C4。还有，开关SW0P～SW3P、SW7P、SW0M～SW5M、SW7M、SW8相当于本发明的电压施加电路，开关SW6P、SW6M相当于本发明的放电电路。

＝＝动作＝＝

对电池电压检测电路10B的动作进行说明。图6是表示电池电压检测电路10B的动作的一例的时序图。在这里，电容C1～C4的容量用C1～C4来表示，C1/C2＝C3/C4的关系成立。此外，开关SW0P～SW3P、SW6P、SW7P、SW0M～SW7M、SW8由开关控制电路35控制，高电平为接通状态，低电平为断开状态。还有，在图6示出的期间内，开关SW2P、SW3M、SW3P、SW4M断开。

首先，在时刻T21，开关SW0M、SW0P、SW6M、SW6P、SW7M、SW7P接通，开关SW1P～SW3P、SW1M～SW5M、SW8断开。

此时，由于开关SW6M、SW6P接通，故运算放大器20成为增益为1的放大器，通过作为缓冲放大器的运算放大器70，将施加在+输入端上的基准电压V_REF1与偏置电压V_OFF相加后的0.9V作为输出电压V_OUT输出。而且，由于比较器25的阈值电压是比基准电压V_REF1仅低偏置电压V_OFF的0.7V，故输出信号CMP保持高电平不变。还有，通过接通开关SW6M、SW6P，从而电容C2、C4被放电。而且，由于开关SW0M、SW0P、SW7M、SW7P接通，故在电容C1、C3的另一端施加接地电压V_SS(＝0V)。

此后，在时刻T22，开关SW6M、SW6P、SW7M断开，在时刻T23，开关SW8接通。此时，由于施加在电容C1上的电压不变化，故电容C1、C2的两端之间的电压以及输出电压V_OUT不变化。

而且，在时刻T24，开关SW0M、SW0P、SW8断开，信号CHG变为高电平。通过使信号CHG变为高电平，从而电容C2以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。而且，通过使信号CHG变为高电平，从而计数器50基于时钟信号CLK而开始计数值CNT的计数。

此后，在时刻T25，若输出电压V_OUT比作为比较器25的阈值电压0.7V低，则输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中，能够计测从时刻T24到T25的时间T_0V。该计测出的时间T_0V是与接地电压V_SS(＝0V)相应的时间。而且，在时刻T26，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45导通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

还有，在时刻T26，SW0P、SW5、SW6M、SW6P、SW7M接通。而且，通过接通开关SW6M、SW6P，从而电容C2、C4的两端之间的电压V_C2、V_C4变为0V，并且输出电压V_OUT变为0.9V，比较器25的输出信号CMP变为高电平。而且，通过接通开关SW5M，从而在电容C1的一端上施加从电源31输出的基准电压V_REF2，电容C1的两端之间的电压V_C1为V_C1＝V_REF2-V_REF1-V_OFF。

此后，在时刻T27，开关SW6M、SW6P、SW7M断开，在时刻T28开关SW8接通。由此，在电容C1的另一端上施加接地电压V_SS(0V)，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW8、开关SW0P、端子V_SS，电容C2中蓄积与基准电压V_REF2相应的电荷，使得输出电压V_OUT上升。

在电容C1的电荷稳定的状态下， $V_{C1}=V_{\mathrm{SS}}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$ 因此，电容C1的电荷Q_C1的变化量ΔQ_C1为 ${\mathrm{\ΔQ}}_{C1}=(V_{{\mathrm{REF}}^2}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1-(V_{\mathrm{SS}}-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}})\·C1=V_{\mathrm{REF}2}\·C1.$ 而且，由于电容C2中也蓄积与ΔQ_C1同量的电荷，故电容C2的电荷Q_C2为Q_C2＝V_REF2·C1。为此，电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝V_REF2·C1/C2，输出电压V_OUT为V_OUT＝V_REF1+V_OFF+V_C2＝V_REF1+V_OFF+V_REF2·C1/C2。

接着，在时刻T29，开关SW0P、SW5M、SW8断开，信号CHG变为高电平。通过使信号CHG变为高电平，从而电容C2以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。此外，通过使信号CHG变为高电平，从而计数器50基于时钟信号CLK而开始计数值CNT的计数。

此后，在时刻T30，若输出电压V_OUT变得比作为比较器25的阈值电压的0.7V低，则输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中，能够计测从时刻T29到T30的时间T_REF2。而且，在时刻T31，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45导通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

而且，在时刻T31，开关SW0P、SW1M、SW6M、SW6P、SW7M接通。并且，通过接通开关SW6M、SW6P，从而电容C2、C4的两端之间的电压V_C2、V_C4变为0V，并且输出电压V_OUT变为0.9V，比较器25的输出信号CMP变为高电平。而且，由于SW1M、SW7M接通，故电容C1的两端之间的电压V_C1为 $V_{C1}=V1-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$

此后，在时刻T32，开关SW6M、SW6P、SW7M断开，在时刻T33，开关SW8接通。由此，在电容C1的另一端上施加接地电压V_SS(0V)，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW8、开关SW0P端子V_SS，在电容C2中蓄积与电压V_BV1相应的电荷。

而且，在时刻T34，开关SW0P、SW1M、SW8断开，信号CHG变为高电平。通过使信号CHG变为高电平，从而电容C2以恒定速度放电，输出电压V_OUT以恒定速度下降。并且，在时刻T35，若输出电压V_OUT变得比作为比较器25的阈值电压的0.7V低，则输出信号CMP向低电平变化，计数器50停止计数。由此，在微型计算机55中能够计测从时刻T34到T35的时间T_BV1。而且，在时刻T36，若信号CHG向低电平变化，则P沟道MOSFET45导通，恒定电流引起的电容C2的放电停止。

而且，微型计算机55能够基于由计数器50计测出的T_0V、T_REF2、T_BV1来求出电池BV1的电压V_BV1。

进而，在时刻T36，开关SW1P、SW2M、SW6M、SW6P、SW7M接通。而且，通过接通开关SW6M、SW6P，从而电容C2、C4的两端之间的电压V_C2、V_C4变为0V，并且输出电压V_OUT变为0.9V，比较器25的输出信号CMP变为高电平。而且，由于开关SW2M、SW7M，故电容C1的两端之间的电压V_C1为 $V_{C1}=V2-V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{\mathrm{OFF}}.$

此后，在时刻T37，开关SW6M、SW6P、SW7M断开，在时刻T38开关SW8接通。由此，在电容C1的另一端上施加接地电压V_SS(0V)，电流从运算放大器20的输出端流向电容C2、电容C1、开关SW8、开关SW1P端子V1，在电容C2中蓄积与电压V_BV2(＝V2-V1)相应的电荷，从而可以检测电压V_BV2。后面根据同样的处理，可以检测电压V_BV3、电压V_BV4。

这里，在将电池BV1～BV4例如用作笔记本电脑的驱动电源的情况下，处理负载增大时电压V1～V4同时也会同等程度地下降。比如，在时刻T33，开始电容C2的充电，在输出电压V_OUT稳定之后，产生电压V1下降到V1′的现象。由此，由于在电容C1的另一端上施加的电压从V1下降到V1′，故电流从运算放大器20的输出端进一步流向电容C2、电容C1、开关SW8、开关SW1P端子V1。另外，由于施加在电容C3的另一端上的电压也从V1下降到V1′，故电流从运算放大器70的输出端流向电容C4、电容C3、开关SW7P、开关SW1P端子V1。

此时，电容C3的电荷Q_C3的变化量ΔQ_C3为ΔQ_C3＝(V1-V1′)·C3。而且，由于在电容C4中蓄积与ΔQ_C3同量的电荷，故电容C4的电荷Q_C4为Q_C4＝(V1-V1′)·C3。为此，电容C4的两端之间的电压V_C4为V_C4＝(V1-V1′)·C3/C4，施加在运算放大器20的+输入端上的电压V⁺为

还有，电容C1的电荷Q_C1的变化量ΔQ_C1为ΔQ_C1＝(V1-V1′)·C1。而且，由于在电容C2中进一步蓄积了与ΔQ_C1同量的电荷，故电容C2的电荷Q_C2为Q_C2＝(V2-V1)·C1+(V1-V1′)·C1＝(V2-V1′)·C1。为此，电容C2的两端之间的电压V_C2为V_C2＝(V2-V1′)·C1/C2。而且，施加在运算放大器20的-输入端上的电压V^-为 $V^{-}=V^{+}+V_{\mathrm{OFF}}=V_{{\mathrm{REF}}^1}-V_{C^4}+V_{\mathrm{OFF}}=V_{{\mathrm{REF}}^1}-(V1-{V1}^{\′})\·C3/C4+V_{\mathrm{OFF}}.$ 因此，运算放大器20的输出电压V_OUT为： $V_{\mathrm{OUT}}=V_{{\mathrm{REF}}^1}-(V1-{V1}^{\′})\·C3/C4+V_{\mathrm{OFF}}+(V2-{V1}^{\′})\·C1/C2=V_{\mathrm{REF}1}+(V2-V1)\·C1/C2+V_{\mathrm{OFF}}=V_{\mathrm{REF}1}+V_{\mathrm{BV}2}\·C1/C2+V_{\mathrm{OFF}},$ 由此可知并未受到电压V1的下降的影响。

也就是说，即使电压V1～V4同时同等程度地下降，通过接通开关SW8，从而运算放大器20的±输入端的电压的变化量也是同等程度的，输出电压V_OUT不变化，不依据时间就可以高精度地检测电池的电压。还有，运算放大器70，在电池电压检测电路10B中是为了具有与运算放大器20的对称性并提高检测精度而设计的。

以上，对本实施方式的电池电压检测电路10A、10B作了说明。如上所述，在电池电压检测电路10A、10B中，为了利用运算放大器20进行差动增幅，使用了电容C1、C2或者电容C1～C4，而不使电阻。因此，并未在运算放大器20上施加电池BV1～BV4的直流电压，无需使运算放大器20耐高压。而且，因为通过调整电容C1～C4的容量比，从而可以提高输出电压V_OUT的电压电平，故不必使用高精度的AD转换器。因此，能够以低成本高精度地检测电池电压。

还有，在电池电压检测电路10A、10B中，除了生成运算放大器20以及比较器25所对应的基准电压的电源电路是电源30的一个之外，还可以检测负的电压。因此，与针对运算放大器20以及比较器25分别设置单独的电源电路的情况相比，可以抑制为了提高电池电压的检测精度而实施针对电源电路的噪声截止的对策时的成本。还有，负电压例如在端子V4短路时产生于端子V4和端子V3之间。也就是说，通过检测负电压，从而可以检知异常状态。

而且，在电池电压检测电路10A、10B中，除了生成运算放大器20以及比较器25所对应的基准电压的电源电路是电源30的一个之外，还可以检测与0V相应的时间T_0V。因此，通过使用时间T_0V，从而在考虑了运算放大器20以及比较器25的偏置电压V_OFF对计测时间的影响的基础上，可以高精度地检测电池电压。

还有，在电池电压检测电路10A、10B中，开关SW6或SW6M、SW6P接通时，由于在比较器25的+输入端上施加的电压和-输入端上施加的电压之间产生与运算放大器20以及比较器25的偏置电压V_OFF对应的差，故能够防止比较器25的输出信号CMP发生振荡。

还有，在电池电压检测电路10A、10B中，例如在运算放大器20中通过使构成差动晶体管的两个晶体管的尺寸不同，从而能够在运算放大器20中设置偏置值。也就是说，不用追加新的电路，只要变更晶体管的尺寸即可，因此在抑制成本增加的基础上，还可以将生成与运算放大器20以及比较器25对应的基准电压的电源设为一个。

同样地，在电池电压检测电路10A、10B中，例如在比较器25中通过使构成差动晶体管的两个晶体管的尺寸不同，从而能够在比较器25中设置偏置值。也就是说，不用追加新的电路，只要变更晶体管的尺寸即可，因此在抑制成本增加的基础上，还可以将生成与运算放大器20以及比较器25对应的基准电压的电源设为一个。

而且，上述实施方式是为了使本发明的理解容易，而不是限定解释本发明的。本发明在不脱离其主旨的基础上，可以进行变更、改良，并且本发明中包含其等价物。

例如，在本实施方式中，对运算放大器20以及比较器25双方都设置偏置值，但也可以仅在运算放大器20或比较器25的任一方中设置偏置值，以便若运算放大器20的-输入端上施加的电压是比基准电压V_REF1低的规定电平的电压，则比较器25的输出信号CMP的逻辑电平变化。

Claims (5)

1、一种电池电压检测电路，包括：

第一电容；

运算放大器，在该运算放大器的一个输入端上施加基准电压，另一个输入端与上述第一电容的一端连接；

第二电容，其一端与上述运算放大器的输出端连接，另一端与上述运算放大器的另一个输入端连接；

电压施加电路，其将电池的一个端子的电压以及另一端子的电压顺次地施加在上述第一电容的另一端上；

放电电路，其在将上述电池的另一端子的电压施加到上述第一电容的另一端之前使上述第二电容放电；

恒定电流电路，其根据将电压施加到上述第一电容的另一端后输入的放电开始信号，输出以规定速度对上述第二电容所蓄积的电荷进行放电的恒定电流；

比较器，在该比较器的一个输入端上施加上述基准电压，另一个输入端与上述运算放大器的上述输出端连接；和

计测电路，其将从输入上述放电开始信号到上述比较器的输出信号变为一个逻辑电平为止的时间作为与所述电池的电压对应的时间进行计测，

在上述运算放大器或上述比较器的至少一方设有偏置值，以便：若上述运算放大器的上述另一个输入端上施加的电压成为比上述基准电压低的规定电平的电压，则上述比较器的上述输出信号变为上述的一个逻辑电平。

2、根据权利要求1所述的电池电压检测电路，其特征在于，

上述电压施加电路可以在上述第一电容的另一端上施加接地电压，

上述放电电路在上述第一电容的另一端上施加上述接地电压之前对上述第二电容进行放电，

若在上述第一电容的另一端上施加上述接地电压，则上述计测电路将从输入上述放电开始信号到上述比较器的输出信号的逻辑电平变化为止的时间作为与上述接地电压对应的时间进行计测。

3.根据权利要求1或2所述的电池电压检测电路，其特征在于，

上述放电电路是以下开关电路，即：若上述比较器的上述输出信号变成上述的一个逻辑电平，则连接上述运算放大器的上述另一个输入端和上述输出端之间。

4.根据权利要求1～3中任何一项所述的电池电压检测电路，其特征在于，

上述运算放大器构成为含有差动晶体管对，其中一个晶体管的控制电极成为上述一个输入端，另一晶体管的控制电极成为上述另一个输入端，

使上述运算放大器中的上述一个晶体管及上述另一晶体管的尺寸不同，以便：若施加在上述运算放大器的上述另一个输入端上的电压变成比上述基准电压低的规定电平的电压，则上述比较器的上述输出信号变为上述的一个逻辑电平。

5.根据权利要求1～4中任何一项所述的电池电压检测电路，其特征在于，

上述比较器构成为含有差动晶体管对，其中一个晶体管的控制电极成为上述一个输入端，另一晶体管的控制电极成为上述另一个输入端，

使上述比较器中的上述一个晶体管及上述另一晶体管的尺寸不同，以便：若施加在上述运算放大器的上述另一个输入端上的电压变成比上述基准电压低的规定电平的电压，则上述比较器的上述输出信号变为上述的一个逻辑电平。

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