CN101465663A - 收发两用机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种收发两用机，可降低多频带通信用电压控制振荡器的个数增加、宽带化、相位噪声的增加。收发两用机包括振荡器(34)、多个通信模块(Tx_B1k1…4)。各通信模块包括分频器(11…14)、混频器(9、10)。一个通信模块(Tx_B1k1)的分频器(11)的分频数设定为偶整数，从分频器提供给混频器的通信用本机信号成为具有90度相位差的正交信号。其他通信模块(Tx_B1k4)的分频器(14)的分频数设定为非整数，从分频器(14)提供给混频器的通信用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交信号。发送器还包括用于将与偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予关于其他通信模块(Tx_B1k4)的混频器的通信模拟信号的变换单元(35)。

Description

收发两用机
技术领域
本发明涉及具备用于移动电话、无线LAN等的RF通信的接收器和发送器的收发两用机，尤其涉及可有效减缓电压控制振荡器的数量增加或通信用电压控制振荡器的宽(频)带化以及随之而产生的相位噪声的增加的技术。
背景技术
GSM、GPRS、EDGE、WCDMA、DCS、PCS所代表的蜂窝通信、无线LAN通信等各种通信方式正蓬勃发展，但近年来切盼用一个终端对应多个通信方式和收发频带的多模/多频带收发两用机。GSM是Global System for Mobile Communication的略称，GPRS是GeneralPacket Radio Service的略称。EDGE是Enhanced Data for GSMEvolution；Enhanced Data for GPRS的略称。WCDMA是WidebandCode Division Multiple Access的略称。DCS是Digital Cellular System的略称。PCS是Personal Communication System的略称。
在下述专利文献1中，记载了对应于多频带的收发两用机。该发送器包括：将发送基带信号上变频为中频发送信号的正交调制器、带通滤波器、根据中频发送信号和RF局部信号生成RF发送信号的上变频器、高输出放大器。正交调制器包括：供给来自局部振荡器的200MHz的中频局部信号的π/2移相器、供给发送基带信号和由π/2移相器生成的π/2(90度)相位差的两个中频局部信号的两个混频器、与两个混频器连接的加法器。为了与多频带发送对应，使用两个RF局部振荡器和两个分频器。
在下述非专利文献1中，记载用于在世界范围内使用的2100、1900、850/800MHz的三重频带的第三代蜂窝收发器用集成电路(IC)。该RF收发器是将三重频带WCDMA和四频带GSM/EDGE的基带信号处理IC集成化。在下述非专利文献1中记载有提倡3GPP的下述6个频带。3GPP是3-rd Generation Partnership Proj的略称。
频带    上行链路   下行链路      单位   地域
频带I：1920～1980   2110～2170    MHz   欧州
频带II：1850～1910  1930～1990    MHz   美国
频带III：1710～1785 1805～1880    MHz   欧州
频带IV：1710～1755  2110～2155    MHz   美国
频带V：824～849     869～894      MHz   美国
频带VI：830～840    875～885      MHz   日本
下述非专利文献1中记载的RF集成化收发器包括：供给上述频带III、V的下行链路频率的RF接收信号的接收器、形成上述频带III、V的上行链路频率的RF发送信号的发送器、频率合成器。频率合成器由用于接收器和发送器的两个集成化电压控制振荡器(VCO)和两个小数N频率合成器构成。众所周知，使用小数N频率合成器将PLL电路的分频器的分频数设定为分数(小数)而不是整数，可由电压控制振荡器(VCO)的输出得到基准频率的整数倍以外的振荡频率。
上述接收器包括供给具有频带I和频带II的大致2GHz的下行链路频率的RF接收信号的第一接收混频器、供给具有频带V的大致0.9GHz的下行链路频率的RF接收信号的第二接收混频器。在覆盖3476～4340MHz频带的接收用电压控制振荡器(RxVCO)与第一接收混频器及第二接收混频器之间连结有可将分频数设定为2和4的接收用分频器。
上述发送器包括生成具有频带I和频带II的大致1.9GHz的上行链路频率的RF发送信号的第一发送混频器、生成具有频带V的大致0.8GHz的上行链路频率的RF发送信号的第二发送混频器。在覆盖3296～3960MHz频带的发送用电压控制振荡器(TXVCO)与第一发送混频器之间连结有将分频数设定为2的第一发送用分频器，在该发送用电压控制振荡器(TXVCO)与第二发送混频器之间连结有将分频数设定为4的第二发送用分频器。
在下述非专利文献2中记载有供给WCDMA的RF接收信号、GSM900的RF接收信号和DCS1800的RF接收信号这三个频带的RF前端接收器芯片。WCDMA的RF接收信号的频率是2110～2170MHz，GSM900的RF接收信号的频率是925～960MHz，DCS1800的RF接收信号的频率是1805～1880MHz。WCDMA的RF接收信号经外置低噪声放大器(LNA)和表面弹性波滤波器(SAW)的级间带通滤波器而提供给内置WCDMA低噪声放大器的输入。DCS1800的RF接收信号和GSM900的RF接收信号分别提供给内置DCS1800低噪声放大器的输入和内置GSM900低噪声放大器的输入。
内置WCDMA低噪声放大器的RF接收放大输出信号提供给第一I、Q下变频混频器对的一输入端子。来自芯片外部的接收用电压控制振荡器(VCO)的外部接收本机(振荡)信号被提供给分频数设定为2的第一分频器，来自第一分频器输出的具有90°相位差的第一接收本机信号被提供给第一I、Q下变频混频器对的另一输入端子。
内置DCS1800低噪声放大器的RF接收放大输出信号提供给第二I、Q下变频混频器对的一输入端子。来自芯片外部的接收用电压控制振荡器(VCO)的外部接收本机信号被提供给分频数设定为2的第二分频器，来自第二分频器输出的具有90°相位差的第二接收本机信号被提供给第二I、Q向下变频混频器对的另一输入端子。
内置GSM900低噪声放大器的RF接收放大输出信号提供给第三I、Q下变频混频器对的一输入端子。来自芯片外部的接收用电压控制振荡器(VCO)的外部接收本机信号被提供给分频数设定为4的第三分频器，来自第三分频器输出的具有90°相位差的第三接收本机信号被提供给第三I、Q下变频混频器对的另一输入端子。
WCDMA用第一I、Q下变频混频器对采用输出频率是基带信号的零IF结构。但是，GSM的DCS1800用第二下变频混频器对和GSM900用第二下变频混频器对采用输出频率为高于基带信号频率的低中频(低IF)结构。这些下变频混频器可使用公知的双平衡吉尔伯特元件的混频器。
作为生成具有90°相位差的接收本机信号的第一分频器、第二分频器、第三分频器，由ECL那样的D型触发器的2级或4级的级联连接构成。D型触发器由采样级和锁存级构成。采样级包括第一MOS晶体管，该第一MOS晶体管的栅极被供给非反相时钟CLK，源极经电流源与接地电压连接，锁存级包括第二MOS晶体管，该第二MOS晶体管的栅极被供给反相时钟/CLK，源极经上述电流源与接地电压连接。采样级还包括第三MOS晶体管和第四MOS晶体管，该第三MOS晶体管和第四MOS晶体管的栅极被供给非反相输入信号D和反相输入信号/D，源极与第一MOS晶体管的漏极共用连接，第三和第四MOS晶体管的漏极分别经电阻连接于电源电压。锁存级还包括第五MOS晶体管和第六MOS晶体管，该第五MOS晶体管和第六MOS晶体管的栅极与采样级的第四MOS晶体管和第三MOS晶体管的漏极连接，源极与第二MOS晶体管的漏极共用连接。采样级的第三MOS晶体管的漏极和锁存级的第五MOS晶体管的漏极、第六MOS晶体管的栅极与非反相输出端子Q共用连接。采样级的第四MOS晶体管的漏极和锁存级的第六MOS晶体管的漏极、第五MOS晶体管的栅极与反相输出端子/Q共用连接。ECL是高速射极耦合逻辑电路即Emitter CoupledLogic的略称。
在下述非专利文献2中记载了具有多个电压控制振荡器、收发混频器部、调制解调部的多频带收发两用机。在该结构中，配置多个与振荡频率不同的各频带对应的电压控制振荡器，由控制部根据所希望的频带输出切换指令，来切换电压控制振荡器，从而与多频带收发信息对应。
非专利文献1：D.L.Kaczman et al，“ASingle-Chip Tri-Band(2100，1900，850/800MHz)WCDMA/HSDPACellular Transceicer”，IEEE JOURNAL OF SOLID-STATECIRCUITS，VOL.41，NO.5，MAY 2006，PP.1122-1132.
非专利文献2：Chun-Lin Ko et al，“A CMOS Dual-Mode RF Front-End Receiver for GSM and WCDMA”，2004 IEEE Asia-Pacific Conference on Advanced SystemIntegrated Circuit(AP-ASIC2004)，Aug.4-5，2004，PP.374-377.
专利文献1：日本特开2002-280924号公报
专利文献2：日本特开2000-269848号公报
发明内容
本发明人们在提出本发明之前从事可进行WCDMA/多频带通信的通信用RFIC的研究开发工作。在此，RFIC是Radio FrequencyIntegrated Circuit的略称。研究该通信用RFIC的发送器采用直接上变频结构。
《提出本发明之前所研究的RFIC》
图2是表示在提出本发明之前所研究的通信用RFIC的应对WCDMA/多频带的直接上变频发送器的图。发送频带I的发送频率是1920～1980MHz，发送频带VI的发送频率是830～840MHz，发送频带II的发送频率是1850～1910MHz，发送频带XI的发送频率是1428～1453MHz。发送频带I、发送频带VI、发送频带II、发送频带XI分别从发送模块Tx_Blk1、发送模块Tx_Blk2、发送模块Tx_Blk3、发送模块Tx_Blk4向基站发送。
提供给图2的数字I、Q信号输入端子26、27的数字基带发送信号DI、DQ由D/A转换器22、25被转换为模拟信号，由可变增益放大器21、24放大，由低通滤波器20、23除去不需要的信号。来自低通滤波器20、23的模拟基带发送信号被提供给分别配置在与各频带对应的发送模块Tx_Blk1、2、3、4上的构成I/Q调制器的一对混频器9、10中一方的输入端子。可变增益放大器21、24可通过固定增益放大器而置换。从发送频带切换控制部15输出进行各发送模块Tx_Blk1、2、3、4的ON/OFF控制的发送模块选择信号Tx_Blk_SS。
在RFIC内部配置有用于发生发送本机(振荡)信号的两个发送用电压控制振荡器(VCO)16、18。首先，选择发送频带I、VI、II时，将以3320～3960MHz的振荡频率进行振荡的一个发送用电压控制振荡器(TXVCOA)16控制为ON。但是，选择了发送频带XI时，将以2856～2896MHz的振荡频率进行振荡的另一个发送用电压控制振荡器(TXVCOB)18控制为ON。
在以下的说明中，表示选择发送频带I时的工作。此时，仅发送模块Tx_Blk1为ON，其他发送模块Tx_Blk2、3、4为OFF状态。选择了发送频带I时，用于发送模块Tx_Blk1的一个发送用电压控制振荡器(TXVCOA)16被PLL电路17锁定于3840～3960MHz的振荡频带。因此，分频数设定为2的分频器11中被供给3840～3960MHz的发送用电压控制振荡信号。由此，从分频比设定为1/2的分频器11的两个输出端子向一对混频器9、10中另一输入端子供给相位错开90度(π/2)的1920～1980MHz的发送用本机信号32、33。一对混频器9、10的RF输出信号被合成后，由可变增益放大器7放大，并由带通滤波器6除去不需要的信号，然后由功率放大器5放大，作为发送频率为1920～1980MHz的发送频带I的RF发送信号而从发送端子28输出。
接着，表示选择发送频带VI时的工作。此时，仅发送模块Tx_Blk2为ON，其他发送模块Tx_Blk1、3、4为OFF状态。选择了发送频带VI时，用于发送模块Tx_Blk2的一个发送用电压控制振荡器(TXVCOA)16被PLL电路17锁定于3320～3360MHz的振荡频带。因此，分频数设定为4的分频器12中被供给3320～3360MHz的发送用电压控制振荡信号。由此，从分频比设定为1/4的分频器12的两个输出端子向一对混频器9、10中另一输入端子供给相位错开90度(π/2)的830～840MHz的发送用本机信号。一对混频器9、10的RF输出信号被合成后，由可变增益放大器7放大，并由带通滤波器6除去不需要的信号，然后由功率放大器5放大，作为发送频率为830～840MHz的发送频带VI的RF发送信号而从发送端子29输出。
接着，表示选择发送频带II时的工作。此时，仅发送模块Tx_Blk3为ON，其他发送模块Tx_Blk1、2、4为OFF状态。选择了发送频带II时，用于发送模块Tx_Blk的一个发送用电压控制振荡器(TXVCOA)16被PLL电路17锁定于3700～3820MHz的振荡频带。因此，分频数设定为2的分频器13中被供给3700～3820MHz的发送用电压控制振荡信号。由此，从分频比设定为1/2的分频器13的两个输出端子向一对混频器9、10中另一输入端子供给相位错开90度(π/2)的1850～1910MHz的发送用本机信号。一对混频器9、10的RF输出信号被合成后，由可变增益放大器7放大，并由带通滤波器6除去不需要的信号，然后由功率放大器5放大，作为发送频率为1850～1910MHz的发送频带II的RF发送信号而从发送端子30输出。
最后，表示选择发送频带XI时的工作。此时，仅发送模块Tx_Blk4为ON，其他发送模块Tx_Blk1、2、3为OFF状态。选择了发送频带XI时，用于发送模块Tx_Blk4的另一发送用电压控制振荡器(TXVCOB)18被PLL电路17锁定于2856～2906MHz的振荡频带。因此，分频数设定为2的分频器14中被供给2856～2906MHz的发送用电压控制振荡信号。由此，从分频比设定为1/2的分频器14的两个输出端子向一对混频器9、10中另一输入端子供给相位错开90度(π/2)的1428～1453MHz的发送用本机信号。一对混频器9、10的RF输出信号被合成后，由可变增益放大器7放大，并由带通滤波器6除去不需要的信号，然后由功率放大器5放大，作为发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI的RF发送信号而从发送端子31输出。
《双发送用电压控制振荡器》
在图2的直接上变频发送器的结构中，采用两个发送用电压控制振荡器(VCO)16、18和四个分频器11、12、13、14的组合来做成与各频带对应的正交本机信号。四个分频器11、12、13、14的分频数采用2或4的任一个，因此，四个分频器11、12、13、14的分频比为1/2或1/4的任一个。通常分频器的分频数为偶数时能够使两个输出信号相位差为90度(π/2)，能够生成正交本机信号。出于以上理由，在图2的发送器中，与上述非专利文献1同样地将四个分频器11、12、13、14的分频数设为2或4的任一个。但是，通过限制成使四个分频器的分频数选择偶数2或4，由振荡频率范围受限制的电压控制振荡器(VCO)可制作的本机信号的频带也受限制。
由于这样的理由，为了提高发送本机信号频率选择的自由度，需要使电压控制振荡器(VCO)的振荡频率宽带化，或如上述专利文献2那样对每个频带配置多个电压控制振荡器(VCO)。
图3是表示图2所示的发送器中的电压控制振荡器(VCO)的振荡频带与本机信号频带的关系的图。
如图3的右上栏所示，一个发送用电压控制振荡器(TXVCOA)16的振荡频带设定为3320～3960MHz，没有过大地扩大振荡频带。如图3的下栏所示，对于发送频带XI，也使用1/2分频器来生成发送用正交本机信号，因此增加了振荡频带设定为2856～2906MHz的另一发送用电压控制振荡器(TXVCOB)18。因此，在本发明之前研究的图2的通信用RFIC中，由于增加了另一发送用电压控制振荡器(TXVCOB)18，存在RFIC芯片面积变大，RFIC的制造成本变高的问题。
《单发送用电压控制振荡器》
图5与图2同样，也是表示本发明之前研究的其他通信用RFIC的应对WCDMA/多频带的直接上变频发送器的图。在图5的RFIC中，将振荡频带设定为2856～3960MHz这样极其宽的频带的单一的发送用电压控制振荡器(TXVCOC)34覆盖WCDMA/多频带的通信。在图5中，对于与图2具有相同功能的部件标注相同附图标记，省略其反复说明。
图4是表示图5所示的发送器中的电压控制振荡器(VCO)的振荡频带与本机信号频带的关系的图。
在图5的发送器系统中，与图2的发送器系统的双发送用电压控制振荡器(VCO)相比，由覆盖WCDMA/多频带的通信的单发送用电压控制振荡器(VCO)构成。但是，在图5的发送器系统中，单一的发送用电压控制振荡器(TXVCOC)34的振荡频带如上述那样设定为2856～3960MHz这样极宽的频带，振荡频率的带宽率(百分比带宽)为27.9％。
通过本发明人们的研究可知，图5的发送器系统采用单一的发送用电压控制振荡器(TXVCOC)34而可降低RFIC芯片面积和RFIC的制造成本，但存在随着该单一的发送用电压控制振荡器的振荡频率的宽带化而相位噪声增加这样的问题。
本发明是基于上述那样的本发明人们在本发明之前研究的结果而做成的。
因此，本发明的目的在于提供一种可降低用于多频带发送或接收的通信用电压控制振荡器的个数增加或通信用电压控制振荡器的宽带化和随之而产生的相位噪声的增加。
本发明的上述及其他目的和新特征，将通过本说明书的记载和附图而得以清楚。
简要说明本申请公开的发明中的代表性技术方案，如下所示。
即，本发明的一个代表性收发两用机，包括通信用电压控制振荡器(34)、和进行多个频带的RF信号的通信的多个通信模块(Tx_Blk1、2、3、4)。上述多个通信模块分别包括分频器(11、12、13、14)和混频器(9、10)。
上述多个通信模块中，将通过上述分频器对从上述通信用电压控制振荡器(34)供给的通信用振荡输出信号分频而生成的一对通信用本机信号提供给上述混频器(9、10)。
上述多个通信模块中的至少一个通信模块(Tx_Blk1、2、3)所包含的一个分频器(11、12、13)的分频数设定为偶整数，通过该设定，从上述至少一个发送模块所包含的分频器提供给混频器的通信用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号。
上述多个通信模块的其他通信模块(Tx_Blk4)所包含的其他分频器(14)的分频数设定为非整数。通过该设定，从上述其他通信模块(Tx_Blk4)所包含的分频器(14)提供给混频器的通信用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号，
收发两用机还包括变换单元(35)，该变换单元(35)将具有与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予有关上述其他通信模块(Tx_Blk4)所包含的混频器(9、10)的一对通信模拟信号(参照图1)。
简要说明本申请公开的发明中的代表性技术方案所得到的效果，如下所示。
即，根据本发明，可降低用于多频带发送或接收的通信用电压控制振荡器的个数增加或通信用电压控制振荡器的宽带化和随之而产生的相位噪声的增加。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接上变频发送器的图。
图2是表示本发明之前研究的多模/多频带通信用RFIC的直接上变频发送器的图。
图3是表示图2所示的发送器的各模式的频率的关系的图。
图4是表示图5所示的发送器的各模式的频率的关系的图。
图5是表示本发明之前研究的多模/多频带通信用RFIC的另一方式的直接上变频发送器的图。
图6是表示图1所示的发送器的各模式的频率的关系的图。
图7是表示本发明另一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接上变频发送器的图。
图8是表示图1所示的本发明另一实施方式的通信用RFIC的直接上变频结构的发送器所包含的、分频数为非整数的逻辑分频器的结构的图。
图9是表示图8所示的逻辑分频器的内部波形的图。
图10是表示本发明一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接下变频接收器的图。
图11是表示图10所示的接收器的各模式的频率的关系的图。
图12是表示本发明另一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接下变频接收器的图。
图13是表示本发明一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接变频收发两用机的图。
图14是表示图13所示的收发两用机的各模式的频率的关系的图。
图15是表示图13所示的收发两用机的各模式的频率的关系的图。
图16是表示图13所示的收发两用机的各模式的频率的关系的图。
图17是表示本发明另一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接变频收发两用机的图。
图18是表示利用通信用RFIC的直接上变频接收器的逻辑分频器的分频数所决定的发送用I/Q调制器的相位误差而使镜频抑制量变化的图。
图19是表示本发明另一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接变频收发两用机的图。
图20是表示搭载了本发明实施方式的RFIC、内置有天线开关MMIC和RF功率放大器的RF模制件、基带信号处理LSI的移动电话的结构的框图。
具体实施方式
《代表性实施方式》
首先，说明本申请公开的发明中的代表性实施方式的概要。在代表性实施方式的概要说明中标注括号来参照的附图标记只不过是标注了该附图标记的构成要素的概念中所包含的一例而已。
(1)本发明的代表性实施方式的收发两用机(19)，具有接收器(99)和发送器。
上述接收器(99)包括将RF接收信号下变频为接收模拟信号的接收解调器。
上述发送器包括发送用电压控制振荡器(34)、和生成多个频带的RF发送信号的多个发送模块(Tx_Blk1、2、3、4)。
上述多个发送模块分别包括分频器(11、12、13、14)、和发送用调制器(8、9、10)。
在上述多个发送模块的每一个模块中，将通过上述分频器对从上述发送用电压控制振荡器(34)供给的发送用振荡输出信号分频而生成的一对发送用本机信号提供给上述发送用调制器(8、9、10)。
在上述多个发送模块的每一个模块中，上述发送用调制器利用由上述分频器提供的上述一对发送用本机信号将发送模拟信号上变频为RF发送信号。
上述多个发送模块的至少一个发送模块(Tx_Blk1、2、3)所包含的至少一个分频器(11、12、13)的分频数设定为偶整数。
由于将上述分频数设定为上述偶整数，从上述至少一个发送模块所包含的上述至少一个分频器提供给相应发送用调制器的相应一对发送用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号。
上述多个发送模块的其他发送模块(Tx_Blk4)所包含的其他分频器(14)的分频数设定为非整数。
由于将上述其他分频数设定为上述非整数，从上述其他发送模块(Tx_Blk4)所包含的上述其他分频器(14)提供给其他发送用调制器(8、9、10)的其他一对发送用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号。
上述发送器还包括变换单元(35)，该变换单元(35)将具有与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予提供给上述其他发送模块(Tx_Blk4)所包含的上述其他发送用调制器的一对发送模拟信号(参照图1)。
根据上述实施方式，在生成特定频带的RF发送信号的上述其他发送模块(Tx_Blk4)所包含的上述发送用调制器(8、9、10)中执行以下工作。即，在上述发送用调制器中，上述一对发送用非正交本机信号的上述偏置角度被上述变换单元(35)给予上述一对非正交发送模拟信号的上述补偿偏置量抵消。结果，在上述发送用调制器(8、9、10)中，能够进行理想的正交调制，执行从发送模拟信号到特定频带的RF发送信号的上变频。能够降低发送用电压控制振荡器的个数增加或发送用电压控制振荡器的宽带化和随之而产生的相位噪声的增加。
优选实施方式中，上述发送器还包括将一对发送数字信号转换为上述一对发送模拟信号的一对D/A转换器(22、25)，上述多个发送模块(Tx_Blk1、2、3、4)共用上述一对D/A转换器(22、25)(参照图1)。
根据上述优选实施方式，可实现上述发送器与基带处理单元的数字发送接口，能够减少在该发送接口处的RF信号干扰的影响。通过使上述多个发送模块(Tx_Blk1、2、3、4)共用上述一对D/A转换器(22、25)，能够降低发送器的成本。
在另一优选实施方式中，上述变换单元(35)与上述一对D/A转换器(22、25)的一对输入端子连接。上述变换单元(35)对上述一对发送数字信号进行数字信号处理，从而从上述一对D/A转换器(22、25)的一对输出端子生成给予了上述补偿偏置量的上述一对发送模拟信号(参照图1)。
根据上述另一优选实施方式，能够通过数字信号处理高精度地实现偏置补偿。
在又一优选实施方式中，上述变换单元(36)与上述一对D/A转换器(22、25)的一对输出端子连接。上述变换单元(36)对上述一对发送模拟输入信号进行模拟信号处理，从而从上述变换单元(36)的一对输出端子生成给予了上述补偿偏置量的上述一对发送模拟输出信号(参照图7)。
根据上述又一优选实施方式，能够通过模拟信号处理简单实现偏置补偿。
在更优选实施方式中，上述至少一个发送模块所包含的第一发送模块(Tx_Blk1)和第二发送模块(Tx_Blk3)分别包含的第一分频器(11)和第二分频器(13)的分频数分别设定为2和4。
上述其他发送模块(Tx_Blk4)所包含的上述其他分频器(14)的分频数设定为非整数2.5。
由上述发送用电压控制振荡器(34)生成的上述发送用振荡输出信号的频率可设定在大约3GHz～大约4GHz之间。
上述第一发送模块生成大约1.8GHz～大约2GHz的发送频带的RF发送信号，上述第二发送模块生成大约0.8GHz的发送频带的RF发送信号，上述其他发送模块生成大约1.4GHz的发送频带的RF发送信号(参照图6)。
在具体的实施方式中，包括上述发送用电压控制振荡器(34)和上述多个发送模块(Tx_Blk1、2、3、4)的上述发送器是直接上变频发送器结构或低IF上变频发送器结构。
在更具体的实施方式中，包括上述发送用电压控制振荡器和上述多个发送模块的上述发送器构成在半导体芯片上。
(2)本发明的代表性实施方式的收发两用机(19)，具有接收器和发送器(100)，
上述发送器(100)包括将发送模拟信号上变频为RF发送信号的发送调制器。
上述接收器包括接收用电压控制振荡器(75)、和接收多个频带的RF接收信号的多个接收模块(Rx_Blk1、2、3、4)。
上述多个接收模块分别包括分频器(62、63、64、65)、和接收用解调器(60、61)。
在上述多个接收模块的每一个模块中，将通过上述分频器对从上述接收用电压控制振荡器(75)供给的接收用振荡输出信号分频而生成的一对接收用本机信号提供给上述接收用解调器(60、61)。
在上述多个接收模块的每一个模块中，上述接收用解调器利用由上述分频器提供的上述一对接收用本机信号而将RF接收信号下变频为接收模拟信号。
上述多个接收模块的至少一个接收模块(Rx_Blk1、2、3)所包含的至少一个分频器(62、63、64)的分频数设定为偶整数。
由于将上述分频数设定为上述偶整数，从上述至少一个接收模块所包含的上述至少一个分频器提供给相应接收用解调器的相应一对接收用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号。
上述多个接收模块的其他接收模块(Rx_Blk4)所包含的其他分频器(65)的分频数设定为非整数。
由于将上述其他分频数设定为上述非整数，从上述其他接收模块(Rx_Blk4)所包含的其他分频器(65)提供给其他接收用解调器(60、61)的其他一对接收用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号。
上述接收器还包括变换单元(72)，该变换单元(72)将具有与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予由上述其他接收模块(Rx_Blk4)所包含的上述其他接收用解调器生成的一对接收模拟信号(参照图10)。
根据上述实施方式，在生成特定频带的RF接收信号的、上述其他接收模块(Rx_Blk4)所包含的上述接收用解调器(60、61)中执行以下工作。即，提供给上述接收用解调器的上述一对接收用非正交本机信号的上述偏置角度的影响，被由上述变换单元(72)给予上述接收用解调器所生成的一对接收模拟信号的上述补偿偏置量抵消。结果，利用上述接收器的上述其他接收模块(Rx_Blk4)和上述变换单元(72)，可进行理想的正交调制，能够执行从特定频带的RF接收信号向接收模拟信号的下变频。能够降低接收用电压控制振荡器的个数增加或接收用电压控制振荡器的宽带化和随之而产生的相位噪声的增加。
优选实施方式中，上述接收器还包括将上述一对接收模拟信号变换为一对接收数字信号的一对A/D转换器(70、71)，上述多个接收模块(Rx_Blk1、2、3、4)共用上述一对A/D转换器(70、71)(参照图10)。
根据上述优选实施方式，可实现上述接收器与基带处理单元的数字接收接口，能够减少在该接收接口处的RF信号干扰的影响。通过使上述多个接收模块(Rx_Blk1、2、3、4)共用上述一对A/D转换器(70、71)，能够降低接收器的成本。
另一优选实施方式中，上述变换单元(72)与上述一对A/D转换器(70、71)的一对输出端子连接。上述变换单元(72)对上述一对接收数字信号进行数字信号处理，从而间接将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号(参照图10)。
根据上述另一优选实施方式，能够通过数字信号处理高精度地实现偏置补偿。
又一优选实施方式中，上述变换单元(78)与上述一对A/D转换器(70、71)的一对输入端子连接。上述变换单元(78)对上述一对接收模拟输入信号进行模拟信号处理，从而直接将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号(参照图12)。
根据上述另一优选实施方式，能够通过模拟信号处理简单实现偏置补偿。
更优选的实施方式中，上述至少一个接收模块所包含的第一接收模块(Rx_Blk1)和第二接收模块(Rx_Blk3)分别包含的第一分频器(62)和第二分频器(64)的分频数分别设定为2和4。
上述其他接收模块(Rx_Blk4)所包含的上述其他分频器(65)的分频数设定为非整数2.5。
由上述接收用电压控制振荡器(76)生成的上述接收用振荡输出信号的频率可设定在大约3.5GHz～大约4.5GHz之间。
上述第一接收模块接收大约1.9GHz～大约2.2GHz的接收频带的RF接收信号，上述第二接收模块接收大约0.8GHz～大约0.9GHz的接收频带的RF接收信号，上述其他接收模块接收大约1.4GHz～大约1.5GHz的接收频带的RF接收信号(参照图11)。
在具体的实施方式中，包括上述接收用电压控制振荡器(76)和上述多个接收模块(Rx_Blk1、2、3、4)的上述接收器是直接下变频接收器结构或低IF下变频接收器结构。
在更具体的实施方式中，包括上述接收用电压控制振荡器和上述多个接收模块的上述接收器构成在半导体芯片上。
《实施方式的说明》
接着，进一步详细说明实施方式。以下，参照附图详细说明用于实施本发明的最佳实施方式。在用于说明实施发明的最佳实施方式的所有附图中，对具有同一功能的构件标注相同附图标记，省略其反复说明。
《直接上变频发送器》
图1是表示本发明一实施方式的多频带/多模通信用的直接上变频(DUC)发送器的图。
《RFIC的整个系统》
图1的通信用RFIC(19)具有配置在半导体芯片上部和下部的发送器和接收器99。上部的发送器在RF发送信号的每个频带具有将发送模拟基带信号变换为RF发送信号的发送用调制器，下部的接收器99在RF发送信号的每个频带具有将接收到的RF接收信号变换为接收模拟基带信号的接收用解调器。该RFIC(19)在半导体芯片上具有数字相位变换单元35、D/A转换器22、25、可变增益放大器21、24、低通滤波器20、23、发送用电压控制振荡器(TXVCO)34、发送用PLL电路17、发送用频带切换控制模块15。
图1的RFIC(19)的上部的发送器与图2相同，可进行发送频率为1920～1980MHz的发送频带I、发送频率为1850～1910MHz的发送频带II、发送频率为830～840MHz的发送频带VI、发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI的多频带发送。发送频带I、发送频带II、发送频带VI、发送频带XI分别从发送模块Tx_Blk1、发送模块Tx_Blk2、发送模块Tx_Blk3、发送模块Tx_Blk4向基站发送。
各发送模块Tx_Blk1、2、3、4分别包含由一对混频器9、10和加法器8构成的发送用正交调制器、可变增益放大器7、带通滤波器6、功率放大器5、M/N分频器11、12、13、14。各发送模块Tx_Blk1、2、3、4的带通滤波器6和功率放大器5构成为RFIC(19)的半导体芯片的外部构件。M/N分频器11、12、13、14的分频比M/N分别设定为如下关系，即，M≧1的自然数，N≧2的自然数。
《用于发送发送频带XI的设定为非整数分频数的分频器》
尤其是用于发送发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI的发送模块Tx_Blk4的分频器14的分频比M4/N4设定为2/5，分频数设定为分频比的倒数即非整数2.5。由发送用频带切换控制模块15和PLL电路17而设定为3570～3632.5MHz的振荡频率的发送用电压控制振荡器(TXVCO)34的振荡输出信号被发送模块Tx_Blk4的分频器14以分频比M4/N4即2/5进行分频。能够从发送模块Tx_Blk4发送发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI。
《用于发送其他发送频带的设定为整数分频数的分频器》
用于发送发送频率为1920～1980MHz的发送频带I的发送模块Tx_Blk1的分频器11的分频比M1/N1设定为1/2，分频数设定为分频比的倒数即2这一整数。由发送用频带切换控制模块15和PLL电路17而设定为3840～3960MHz的振荡频率的发送用电压控制振荡器(TXVCO)34的振荡输出信号被发送模块Tx_Blk1的分频器11以分频比M1/N1即1/2进行分频。能够从发送模块Tx_Blk1发送发送频率为1920～1980MHz的3GPP标准的发送频带I。3GPP是3-rdGeneration Partnership Project的略称。
用于发送发送频率为1850～1910MHz的发送频带II的发送模块Tx_Blk2的分频器12的分频比M2/N2设定为1/2，分频数设定为分频比的倒数即2这一整数。由发送用频带切换控制模块15和PLL电路17而设定为3700～3820MHz的振荡频率的发送用电压控制振荡器(TXVCO)34的振荡输出信号被发送模块Tx_Blk2的分频器12以分频比M2/N2即1/2进行分频。能够从发送模块Tx_Blk2发送发送频率为1850～1910MHz的3GPP标准的发送频带II。
用于发送发送频率为830～840MHz的发送频带VI的发送模块Tx_Blk3的分频器13的分频比M3/N3设定为1/4，分频数设定为分频比的倒数即4这一整数。由发送用频带切换控制模块15和PLL电路17而设定为3320～3360MHz的振荡频率的发送用电压控制振荡器(TXVCO)34的振荡输出信号被发送模块Tx_Blk3的分频器13以分频比M3/N3即1/4进行分频。能够从发送模块Tx_Blk3发送发送频率为830～840MHz的3GPP标准的发送频带VI。
《发送模块的分频器》
图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk1、2、3、4具有如上述那样的分频比M/N、分频数为分频比倒数的分频器11、12、13、14。
《整数分频数的分频器》
用于发送发送频带I的发送模块Tx_Blk1的分频器11的分频比M1/N1设定为1/2，分频数设定为分频比倒数即2这一整数。用于发送发送频带II的发送模块Tx_Blk2的分频器12的分频比M2/N2设定为1/2，分频数设定为分频比倒数即2这一整数。用于发送发送频带VI的发送模块Tx_Blk3的分频器13的分频比M3/N3设定为1/4，分频数设定为分频比的倒数即4这一整数。如此，用于发送发送频带I、II、VI的发送模块Tx_Blk1、2、3的分频器11、12、13的分频数设定为2或4的偶整数。
分频数为2或4的偶整数的分频器通过上述非专利文献2所记载的ECL那样的D型触发器的2级或4级的栅-阴连接构成，能够由该分频器形成具有90度相位差的一对正交本机信号。
可以将上述非专利文献2所记载的分频数为2或4的偶整数的、且形成具有90度相位差的一对正交本机信号的分频器用作图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk1、2、3的分频器11、12、13。来自低通滤波器20、23的模拟基带发送信号提供给发送模块Tx_Blk1、2、3的构成I/Q调制器的一对混频器9、10的一输入端子。从分频器11、12、13的输出将具有90度相位差的一对正交本机信号提供给发送模块Tx_Blk1、2、3的构成I/Q调制器的一对混频器9、10的另一输入端子。结果，在发送模块Tx_Blk1、2、3的I/Q调制器中，进行形成RF发送信号的正交调制，由加法器8矢量合成的RF发送信号被提供给可变增益放大器7、带通滤波器6、功率放大器5。
《非整数分频数的分频器》
但是，用于发送发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI的发送模块Tx_Blk4的分频器14的分频比M4/N4设定为2/5，分频数设定为分频比倒数即非整数2.5。因此，当然不能将上述非专利文献2所记载的分频数为2或4的偶整数的分频器用作图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk4的分频器14。
《由非整数分频引起的本机信号的相位偏置》
如后详述，在图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk4中分频数为2.5的非整数的分频器14由图8所示的复杂的电路结构的逻辑分频器构成。图8所示的复杂的电路结构的逻辑分频器如图9所示那样响应所供给的时钟输入信号CLK而生成具有2.5倍周期的占空比为40％的一对本机信号LI、LQ。但是，一对本机信号LI、LQ的相位差不是90度，而是M4·π/N4＝180°/2.5＝72°，即生成非90度的一对非正交本机信号LI、LQ。具有72度相位差的一对非正交本机信号LI、LQ相对于理想的相位差90度而具有72°-90°＝-18°的误差偏置角度。
《利用相位变换单元的相位变换单元的补偿》
该发送频带XI的发送时，利用由发送用频带切换控制模块15控制的数字相位变换单元35以模拟换算的补偿相位偏置量设定为+18度。即，一对非正交本机信号LI、LQ的误差偏置角度与利用数字相位变换单元35以模拟换算的补偿相位偏置量被调整为极性相反而绝对值大致相同。
即，从未图示的基带处理单元将以模拟换算具有90度相位差的一对数字基带发送输入信号提供给数字相位变换单元35的一对输入端子26(DI)、27(DQ)。在发送用频带切换控制模块15的控制下，数字相位变换单元35响应一对输入端子26(DI)、27(DQ)的一对数字基带发送输入信号而在一对输出端子DI’、DQ’生成以模拟换算具有108度相位差的一对数字基带发送输出信号。
数字相位变换单元35的一对输出端子DI’、DQ’的一对数字基带发送输出信号被提供给D/A转换器22、25的输入端子，从而从D/A转换器22、25的输出端子生成具有108度模拟相位差的一对模拟基带发送输出信号。具有108度模拟相位差的一对模拟基带发送输出信号经可变增益放大器21、24、低通滤波器20、23而被提供给发送模块Tx_Blk4的构成I/Q调制器的一对混频器9、10的一个输入端子。另外，从分频数设定为2.5的非整数的分频器14将具有72度相位差的一对非正交本机信号提供给发送模块Tx_Blk4的构成I/Q调制器的一对混频器9、10的另一方输入端子。结果，在发送模块Tx_Blk4的I/Q调制器，-18°的误差偏置角度被18度的补偿相位偏置量抵消，进行形成发送频率为1428～1453MHz的发送频带XI的RF发送信号的正交调制。与发送模块Tx_Blk1、2、3同样，发送模块Tx_Blk4的由加法器8矢量合成了的发送频带XI的RF发送信号被提供给可变增益放大器7、带通滤波器6、功率放大器5。
在发送发送频带I、II、VI时，从分频数设定为2或4的整数的分频器11、12、13的输出将具有90度相位差的一对正交本机信号提供给发送模块Tx_Blk1、2、3的构成I/Q调制器的一对混频器9、10的另一方输入端子。此时，误差偏置角度为0度，因此发送用频带切换控制模块15将利用数字相位变换单元35的补偿相位偏置量也控制为0度。
图6是表示将图1的通信用RFIC(19)的发送器在分别发送发送频带I、II、VI、XI的发送工作中的电压控制振荡器34的振荡频带、RF发送信号频带、各发送模块的分频器的分频比、一对本机信号的误差偏置角度汇总而成的图。
《包含模拟相位变换单元的发送器》
图7是表示本发明另一实施方式的多频带/多模通信用的直接上变频发送器的图。
图7的发送器中，删除了图1的发送器的数字相位变换单元35，而是在D/A转换器22、25的输出端子与可变增益放大器21、24的输入端子之间连接了模拟相位变换单元36。
在图7中，将以模拟换算具有90度相位差的数字基带发送信号DI(t)、DQ(t)提供给D/A转换器22、25的输入端子26、27，来自D/A转换器22、25的输出的模拟基带发送信号I(t)、Q(t)被提供给模拟相位变换单元36。模拟相位变换单元36执行下述矩阵与所供给的模拟基带发送信号I(t)、Q(t)的矩阵运算，生成两个相位变换模拟基带发送信号I’(t)、Q’(t)。
(式1)
I ′ ( t ) Q ′ ( t ) = 1 cot ( θn ) 0 - 1 sin ( θn ) × I ( t ) Q ( t )
在此，矩阵的相位选择信号θn是根据在发送用频带切换控制模块15由发送模块选择信号选择的发送模块Tx_Blk1、2、3、4所包含的分频器11、12、13、14的分频比N/M而由计算式θn＝180*M/N*A(A＝1、2、...)算出。相位选择信号θn的值与来自分频器11、12、13、14的一对发送用本机信号的相位差相等，在发送发送频带I、II、VI的发送工作中为90度，在发送发送频带XI的发送工作中为108度。
在发送模块Tx_Blk1、2、3、4中，在构成发送用正交调制器的一混频器9中进行一个相位变换模拟基带发送信号I’(t)＝I(t)+cot(θn)·Q(t)与一个发送用本机信号LI(t)＝cos(ωt)的模拟乘法运算。在另一混频器10中进行另一相位变换模拟基带发送信号Q’(t)＝-Q(t)/sin(θn)与另一发送用本机信号LQ(t)＝cos(ωt-θn)的模拟乘法运算。结果，能够从与混频器1、2的输出连接的加法器8得到正确的正交调制输出信号。
《逻辑分频器》
图8是表示图1所示的本发明一实施方式的多频带/多模通信用RFIC的直接上变频结构的发送器所包含的分频数为非整数2.5的逻辑分频器的结构的图。因此，图8的逻辑分频器的分频比为2/5，是分频数的倒数。图9是表示图8所示的逻辑分频器的内部波形的图。
图8的逻辑分频器包括：由四个D型触发器(FF)38、39、40、41和或非电路(NOR)37构成的1/5分频器、由两个逻辑积电路(AND)43、44和逻辑和电路(OR)45构成的触发信号生成部、由两个D型触发器(FF)46、47构成的1/2分频器。
由发送用电压控制振荡器34将时钟输入信号CLK提供给逻辑分频器的输入端子42，从1/5分频器的两个D型触发器(FF)38、41以时钟信号频率的1/5的频率输出占空比为40％的一对信号D1、D4。1/5分频信号D1、D4的相位差是180度，输入到触发信号生成部的逻辑积电路(AND)43、44。在一个逻辑积电路(AND)43中，生成时钟输入信号CLK的反相与来自D型触发器(FF)38的输出的逻辑积A，并输入到逻辑和电路(OR)45。在另一逻辑积电路(AND)44中，生成时钟输入信号CLK的正相与来自D型触发器(FF)41的输出的逻辑积B，这些输出同样被输入到逻辑和电路(OR)45。逻辑积电路(AND)43、44的输出信号(A、B)在逻辑和电路(OR)45运算逻辑和，生成向后级的1/2分频器供给的触发信号(C)。在由D型触发器(FF)46、47构成的1/2分频器部，生成与触发信号(C)的正沿同步的I侧本机信号(LI)和与负沿同步的Q侧本机信号(LQ)这一对本机信号。在此，将根据两个D型触发器(FF)38、41的输出的或非运算出的复位信号(D)作用1/2分频器部的复位信号。即，图8的复杂电路结构的逻辑分频器如图9所示那样响应所供给的时钟输入信号CLK而生成具有2.5倍周期的一对本机信号LI、LQ。一对本机信号LI、LQ的相位差不是90度，而是M4·π/N4＝180°/2.5＝72°，即生成非90度的一对非正交本机信号LI、LQ。
如此，能够由图8所示的复杂电路结构的逻辑分频器构成在图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk4中分频数为非整数2.5的分频器14。
本发明不仅可适用于具有包含一对发送混频器的调制器的发送器，还可适用于下述说明那样的具有包含一对发送混频器的调制器的接收器。
《直接下变频接收器》
即，图10是表示本发明的另一实施方式的多模/多频带通信用RFIC的直接下变频(DDC)接收器的主要部分的图。
图10的通信用RFIC(19)具有配置在半导体芯片上部和下部的发送器100和接收器。上部的发送器100在RF发送信号的每个频带具有将发送模拟基带信号变换为RF发送信号的发送用调制器，下部的接收器在RF接收信号的每个频带具有将接收到的RF接收信号变换为接收模拟基带信号的接收用解调器。该RFIC(19)在半导体芯片上具有低通滤波器66、67、可变增益放大器68、69、A/D转换器70、71、数字相位变换单元72、接收用电压控制振荡器(RXVCO)75、接收用PLL电路76、接收用频带切换控制部77。
图10的RFIC(19)的下部的接收器可进行接收频率为2110～2170MHz的接收频带I、接收频率为1930～1990MHz的接收频带II、接收频率为875～885MHz的接收频带VI、接收频率为1476～1501MHz的接收频带XI的多频带接收。接收频带I、接收频带II、接收频带VI、接收频带XI分别由接收模块Rx_Blk1、接收模块Rx_lk2、接收模块Rx_Blk3、接收模块Rx_Blk4从基站接收。
各接收模块Rx_Blk1、2、3、4分别包含由低噪声放大器58、带通滤波器59、由一对混频器60、61构成的接收用正交调制器、M/N分频器62、63、64、65。各接收模块Rx_Blk1、2、3、4的低噪声放大器58和带通滤波器59构成为RFIC(19)的半导体芯片的外部构件。但在其他实施方式中，有时也形成在RFIC(19)的半导体芯片内部。M/N分频器62、63、64、65的分频比M/N分别设定为如下关系，即，M≧1的自然数，N≧2的自然数。
《用于发送接收频带XI的设定为非整数分频数的分频器》
尤其是用于接收发送频率为1476～1501MHz的发送频带XI的接收模块Rx_Blk4的分频器65的分频比M4/N4设定为2/5，分频数设定为分频比的倒数即非整数2.5。由接收用频带切换控制部77和接收用PLL电路76而设定为3690～3752.5MHz的振荡频率的接收用电压控制振荡器(RXVCO)75的振荡输出信号被接收模块Rx_Blk4的分频器65以分频比M4/N4即2/5进行分频。能够从接收模块Rx_Blk4接收发送频率为1476～1501MHz的发送频带XI。
《用于接收其他接收频带的设定为整数分频数的分频器》
用于接收接收频率为2110～2170MHz的接收频带I的接收模块Rx_Blk1的分频器62的分频比M1/N1设定为1/2，分频数设定为分频比的倒数即2这一整数。由接收用频带切换控制部77和接收用PLL电路76而设定为4220～4340MHz的振荡频率的接收用电压控制振荡器(RXVCO)75的振荡输出信号被接收模块Rx_Blk1的分频器62以分频比M1/N1即1/2进行分频。能够从接收模块Rx_Blk1接收接收频率为2110～2170MHz的3GPP标准的接收频带I。
用于接收接收频率为1930～1990MHz的接收频带II的接收模块Rx_Blk2的分频器63的分频比M2/N2设定为1/2，分频数设定为分频比的倒数即2这一整数。由接收用频带切换控制部77和接收用PLL电路76而设定为3860～3980MHz的振荡频率的接收用电压控制振荡器(RXVCO)75的振荡输出信号被接收模块Rx_Blk2的分频器63以分频比M2/N2即1/2进行分频。能够从接收模块Rx_Blk2接收接收频率为1930～1990MHz的3GPP标准的接收频带II。
用于接收接收频率为875～885MHz的接收频带VI的接收模块Rx_Blk3的分频器64的分频比M3/N3设定为1/4，分频数设定为分频比的倒数即4这一整数。由接收用频带切换控制部77和接收用PLL电路76而设定为3500～3540MHz的振荡频率的接收用电压控制振荡器(TXVCO)34的振荡输出信号被接收模块Rx_Blk3的分频器64以分频比M3/N3即1/4进行分频。能够从接收模块Rx_Blk3接收接收频率为875～885MHz的3GPP标准的接收频带VI。
《接收模块的分频器》
图10的RFIC(19)的接收模块Rx_Blk1、2、3、4具有如上述那样的分频比M/N、分频数为分频比倒数的分频器62、63、64、65。
《整数分频数的分频器》
用于接收接收频带I的接收模块Rx_Blk1的分频器62的分频比M1/N1设定为1/2，分频数设定为分频比倒数即2这一整数。用于接收接收频带II的接收模块Rx_Blk2的分频器63的分频比M2/N2设定为1/2，分频数设定为分频比倒数即2这一整数。用于接收接收频带VI的接收模块Rx_Blk3的分频器64的分频比M3/N3设定为1/4，分频数设定为分频比的倒数即4这一整数。如此，用于接收接收频带I、II、VI的接收模块Rx_Blk1、2、3的分频器62、63、64的分频数设定为2或4的偶整数。
分频数为2或4的偶整数的分频器由上述非专利文献2所记载的ECL那样的D型触发器的2级或4级的栅-阴连接构成，能够由该分频器形成具有90度相位差的一对正交本机信号。
可以将上述非专利文献2所记载的分频数为2或4的偶整数的、且形成具有90度相位差的一对正交本机信号的分频器用作图10的RFIC(19)的接收模块Rx_Blk1、2、3的分频器62、63、64。在接收模块Rx_Blk1、2、3经低噪声放大器58、带通滤波器59的RF接收信号被提供给构成I/Q调制器的一对混频器60、61的一输入端子。从分频器62、63、64的输出将具有90度相位差的一对正交本机信号提供给接收模块Rx_Blk1、2、3的构成I/Q调制器的一对混频器60、61的另一输入端子。因此，在接收模块Rx_Blk1、2、3的I/Q调制器中，进行形成具有90度相位差的一对模拟基带接收信号的正交调制。结果，一对模拟基带接收信号经低通滤波器66、67、可变增益放大器68、69而被提供给A/D转换器70、71。
《非整数分频数的分频器》
但是，用于接收接收频率为1476～1501MHz的接收频带XI的接收模块Rx_Blk4的分频器65的分频比M4/N4设定为2/5，分频数设定为分频比倒数即非整数2.5。因此，当然不能将上述非专利文献2所记载的分频数为2或4的偶整数的分频器用作图10的RFIC(19)的接收模块Rx_Blk4的分频器65。
但是，与图1的RFIC(19)的发送模块Tx_Blk4的分频器14相同，图10的RFIC(19)的接收模块Rx_Blk4中的分频数为非整数2.5的分频器65能够由图8所示的复杂电路结构的逻辑分频器构成。图8所示的复杂电路结构的逻辑分频器如图9所示那样响应所供给的时钟输入信号CLK而生成具有2.5倍周期的一对本机信号LI、LQ。但是，一对本机信号LI、LQ的相位差不是90度，而是M4·π/N4＝180°/2.5＝72°，即生成非90度的一对非正交本机信号LI、LQ。具有72度相位差的一对非正交本机信号LI、LQ相对于理想的相位差90度而具有72°-90°＝-18°的误差偏置角度。
因此，在图10中，接收接收频带XI时，从接收模块Rx_Blk4的构成I/Q解调器的一对混频器60、61的输出得到的一对模拟基带接收信号的相位差也不是90度，而是M4·π/N4＝180°/2.5＝72°。具有72度相位差的一对模拟基带接收信号相对于理想的相位差90度而具有72°-90°＝-18°的误差偏置角度。
《利用相位变换单元的相位变换单元的补偿》
该接收频带XI的接收时，利用由接收用频带切换控制部77控制的数字相位变换单元72以模拟换算的补偿相位偏置量设定为+18度。即，一对非正交本机信号LI、LQ的误差偏置角度与利用数字相位变换单元72以模拟换算的补偿相位偏置量被调整为极性相反而绝对值大致相同。
即，接收频带XI的接收时，经A/D转换器70、71将以模拟换算相对于理想的相位差90度而具有-18°误差偏置角度的一对数字接收基带输入信号提供给图10的RFIC(19)的数字相位变换单元72的一对输入端子DI’、DQ’。
因此，在数字相位变换单元72中，-18°的误差偏置角度被18度的补偿相位偏置量抵消。结果，对接收频率为1476～1501MHz的接收频带XI的RF接收信号进行下变频而成的具有理想的模拟换算相位差90度的一对数字接收基带输入信号能够在数字相位变换单元72的一对输出端子73(DI)、74(DQ)生成。
在接收接收频带I、II、VI时，从分频数设定为2或4的整数的分频器62、63、64的输出将具有90度相位差的一对正交本机信号提供给接收模块Rx_Blk1、2、3的构成I/Q解调器的一对混频器60、61的另一方输入端子。此时，误差偏置角度为0度，因此接收用频带切换控制部77将利用数字相位变换单元72的补偿相位偏置量也控制为0度。
图11是表示将图10的通信用RFIC(19)的接收器在分别接收接收频带I、II、VI、XI的接收工作中的电压控制振荡器75的振荡频带、RF接收信号频带、各接收模块的分频器的分频比、一对本机信号的误差偏置角度汇总而成的图。
《包含模拟相位变换单元的接收器》
图12是表示本发明一实施方式的多频带/多模通信用的直接下变频接收器的图。
图12的接收器中，删除了图10的接收器的数字相位变换单元72，而是在可变增益放大器68、69的输出端子与A/D转换器70、71的输入端子之间连接有模拟相位变换单元78。
在图12中，接收接收频带XI时，从接收模块Rx_Blk4的构成I/Q解调器的一对混频器60、61的输出得到的一对模拟基带接收信号的相位差也不是90度，而是M4·π/N4＝180°/2.5＝72°。具有72度相位差的一对模拟基带接收信号相对于理想的相位差90度而具有72°-90°＝-18°的误差偏置角度。
即，在图12所示的接收器中，在可变增益放大器68、69的输出端子具有-18°的误差偏置角度的一对模拟基带接收信号被具有18度补偿偏置量的模拟相位变换单元78变换为具有90度相位差的一对变换模拟基带信号I、Q。由模拟相位变换单元78直接模拟变换而成的具有90度相位差的一对变换模拟基带信号I、Q被提供给A/D转换器70、71的输入端子，从接收器的一对输出端子73、74可得到90度相位差的正确正交解调数字基带接收信号。模拟相位变换单元78执行矩阵的模拟运算。
(式2)
I ′ ( t ) Q ′ ( t ) = 1 0 cot ( θn ) 1 sin ( θn ) × I ( t ) Q ( t )
在此，矩阵的相位偏置量选择信号θn是根据在接收用频带切换控制部77由接收模块选择信号选择的接收模块Rx_Blk1、2、3、4所包含的分频器62、63、64、65的分频比N/M而由计算式θn＝180*M/N*A(A＝1、2、...)算出。相位偏置量选择信号θn的值与来自分频器62、63、64、65的一对接收用本机信号的相位差相等，在接收接收频带I、II、VI的接收工作中为90度，在接收接收频带XI的接收工作中为108度。
《直接变频收发两用机》
图13是表示将图1所示的DUC结构的发送器和图10所示的DDC结构的接收器组合而成的本发明另一实施方式的多频带/多模通信用RFIC的直接变频(DC)收发两用机的结构的图。
图13的收发两用机由三个发送模块Tx_Blk1、Tx_Blk2、Tx_Blk3和三个接收模块Rx_Blk1、Rx_Blk2、Rx_Blk3构成，与三重频带收发对应。还可通过并联增加其他发送模块和其他接收模块来对应更多的频带收发。
各发送模块Tx_Blk1、Tx_Blk2、Tx_Blk3包括功率放大器5、带通滤波器6、可变增益放大器7、正交调制用混频器9、10、发送用分频器11、13、14。
用于发送发送频带XI的发送模块Tx_Blk3的发送用分频器14的分频数设定为非整数2.5。但是，用于发送发送频带I的发送模块Tx_Blk1的发送用分频器11的分频数设定为2这一偶整数，用于发送发送频带VI的发送模块Tx_Blk2的发送用分频器13的分频数设定为4这一偶整数。
如上所述，选择分频数设定为偶数的发送用分频器时，一对发送用本机信号的相位差为90度。另外，使用分频数设定为非整数的发送用分频器时，一对发送用本机信号的相位差相对于90度而具有误差偏置角度。此时，在发送用数字相位变换单元35生成与发送用本机信号的相位差的误差偏置角度对应的两个相位变换数字基带发送信号TDI’、TDQ’。两个相位变换数字基带发送信号TDI’、TDQ’具有与模拟换算误差偏置角度极性相反且绝对值相等的补偿相位偏置量。
发送用数字相位变换单元35由两个数字乘法器81、82和数字加法器80构成，数字乘法器81、82的系数根据所选择的分频器14所生成的一对发送用本机信号的相位差θn而如下这样计算。
(式3)
an＝-1/sin(θn)
bn＝cot(θn)
通过配置发送用数字相位变换单元35，能够利用发送模块Tx_Blk3的由一对混频器9、10和加法器8形成的I/Q调制器的输出实现正交调制，该发送模块Tx_Blk3包含分频数设定为非整数2.5的发送用分频器14，用于发送发送频带XI。
各接收模块Rx_Blk1、Rx_Blk2、Rx_Blk3包括低噪声放大器58、带通滤波器59、正交解调器用混频器60、61、接收用分频器62、64、65。
用于接收接收频带XI的接收模块Rx_Blk3的接收用分频器65的分频数设定为非整数2.5。但是，用于接收接收频带I的接收模块Rx_Blk1的接收用分频器62的分频数设定为2这一偶整数，用于接收接收频带VI的接收模块Rx_Blk2的接收用分频器64的分频数设定为4这一偶整数。
如上所述，选择分频数设定为偶数的接收用分频器时，一对接收用本机信号的相位差为90度。另外，使用分频数设定为非整数的接收用分频器时，一对接收用本机信号的相位差相对于90度而具有误差偏置角度。此时，在接收用数字相位变换单元72生成与接收用本机信号的误差偏置角度对应的两个相位变换数字基带接收信号RDI、RDQ。两个相位变换数字基带接收信号RDI、RDQ具有与模拟换算误差偏置角度极性相反且绝对值相等的补偿相位偏置量。
接收用数字相位变换单元72由两个数字乘法器83、84和数字加法器85构成，数字乘法器83、84的系数根据所选择的分频器65所生成的一对接收用本机信号的相位差θn而如下这样计算。
(式4)
I ′ ( t ) Q ′ ( t ) = 1 0 cot ( θn ) 1 sin ( θn ) × I ( t ) Q ( t )
通过配置接收用数字相位变换单元72，即使用于接收接收频带XI的接收模块Rx_Blk4的接收用分频器65的分频数设定为非整数2.5，也能由接收用数字相位变换单元72的输出73、74输出一对正交数字基带接收信号。
图14是表示将图13的通信用RFIC的收发两用机在收发频带I、II、III、IV、V、VI、VII、VIII、IX、X、XI的收发工作中的电压控制振荡器75的振荡频带、RF信号频带、各模块的分频器的分频比、一对本机信号的误差偏置角度汇总而成的图。图14上部表示从移动电话终端向基站的上行链路(UL)的发送工作，图14下部表示从基站向移动电话终端的下行链路(DL)的接收工作。
在图14上部的向基站的上行链路(UL)的发送频带VII的发送工作中，图13的通信用RFIC的发送模块Tx_Blk3的发送用分频器14的分频数设定为1.5这一非整数(分频比为2/3)。由此，生成与以分频数1.5将发送用电压控制振荡器17的3750～3855MHz分频而成的频率大致相等的、发送频率为2500～2570MHz的发送频带VII的RF发送信号。
在图14下部的向移动电话终端的下行链路(DL)的接收频带VII的接收工作中，图13的通信用RFIC的接收模块Rx_Blk3的接收用分频器65的分频数设定为1.5这一非整数(分频比为2/3)。由此，生成与以分频数1.5将接收用电压控制振荡器75的3930～4035MHz分频而成的频率大致相等的、接收频率为2620～2690MHz的接收频带VII的RF接收信号。
图15与图14相同，也是表示将图13的RFIC的收发两用机在收发频带I、II、III、IV、V、VI、VII、VIII、IX、X、XI的收发工作中的电压控制振荡器的振荡频带、RF信号频带、各模块的分频器的分频比、一对本机信号的误差偏置角度汇总而成的图。图15上部表示从移动电话终端向基站的上行链路(UL)的发送工作，图15下部表示从基站向移动电话终端的下行链路(DL)的接收工作。
在图15上部和下部的收发频带VII的收发工作中，图13的通信用RFIC的收发分频器的分频数设定为1.5这一非整数(分频比为2/3)，可进行发送频率为2500～2570MHz的发送和接收频率为2620～2690MHz的接收。同样，在图15上部和下部的收发频带III、发送频带IV、收发频带IX、发送频带X中，分频数设定为2.25这一非整数(分频比为4/9)，在图15上部和下部的收发频带V、收发频带VI的收发工作中，收发分频器的分频数设定为4.5这一非整数(分频比为2/9)。
在图15的收发工作中，收发分频器的分频数的变化范围设定得较大，因此，与图14的收发的电压控制振荡器的带宽率相比，可减小图15的收发的电压控制振荡器的带宽率。
图16是表示将图13的RFIC的收发两用机收发WCDMA的收发频带I～收发频带X、XI的同时、在5GHz和2.4GHz的无线LAN的收发工作中的电压控制振荡器的振荡频带、RF信号频带、各模块的分频器的分频比、本机信号的误差偏置角度汇总而成的图。5GHz无线LAN依照标准IEEE802.11a，2.4GHz无线LAN依照标准IEEE802.11b、g。
在图16的收发工作中，为了收发5GHz无线LAN的极高的RF信号，而将收发用电压控制振荡器的振荡频率设定为大致10GHz这样较高的值。为了应对WCDMA的收发频带I～收发频带X、频带XI和无线LAN的IEEE802.11a、b、g的频带这样极多的多模，将收发分频器的分频数设定在包括整数和非整数的极大变化范围内。
《包括接收校准电路的收发两用机》
图17是表示本发明另一实施方式的多频带/多模通信用RFIC的直接变频收发两用机的结构的图。
在图17所示的收发两用机中，与图13所示的接收器的接收用相位变换单元72相比，接收器的接收用数据变换单元98的结构不同。即，在图17所示的收发两用机中，在接收用数据变换单元98增加了接收用I/Q校准电路97。所增加的接收用I/Q校准电路97检测I侧接收数字基带信号RDI和Q侧接收数字基带信号RDQ与理想值90度的相位误差。在接收用I/Q校准电路97中，相对于所检测出的接收数字基带信号RDI、RDQ的相位差而算出相位变换电路83、84的校准系数值。因此，最终的接收数字基带信号RDI、RDQ成为实质上具有与理想值90度相等的相位差的一对正交接收数字信号。
《利用发送用I/Q调制器的相位误差的镜频抑制量的变化》
图18是表示利用由图17所示的通信用RFIC的直接上变频结构的发送器的分频器11、13、14生成的一对发送用本机信号的相位差而使镜频的镜频抑制量变化的图。图18的横轴是发送用本机信号的相位误差或一对模拟基带发送信号的相位误差，纵轴是镜频抑制量。
图17的分频器11的分频数为2这一整数、且一对本机信号相位差为90度时的特性，如图18中直线L1所示，表现为镜频抑制量相对于相位误差的变化较大，是良好的特性。
通过使用图17的分频器14的分频数为非整数2.5的分频器来使一对本机信号相位差为72度、且不进行利用图13或图17的相位变换单元35的模拟换算下108度的相位补偿时的特性，如图18中直线L4所示，表现为镜频抑制量较低，是不良特性。一对本机信号相位差是144度时的特性如图18的直线L3所示那样，也是表现为镜频抑制量较低，是不良特性。
但是，即使由于使用图17的分频器14的分频数为非整数2.5的分频器而使一对本机信号相位差为72度，利用图13或图17的相位变换单元35进行模拟换算下108度的相位补偿时的特性，如图18的直线L2所示那样，表现为镜频抑制量相对于相位误差的变化较大，是良好的特性。因此，能够理解为：即使由于使用分频数为非整数2.5的分频器而使一对本机信号相位差为72度，通过使用相位变换单元35，可得到与分频器的分频数为2这一整数且一对本机信号相位差为90度时的特性L1相同的特性。
《应对多模/多频带通信用RFIC》
图19是表示本发明另一实施方式的应对多模/多频带的通信用RFIC的框图。该通信用RFIC可进行WCDMA方式的频带I、频带IX、频带VI、频带XI的收发，同时还可进行GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900方式的收发。
对于WCDMA方式的各频带的收发频带如图14所示。另外，在进行GSM850方式的收发时，无线通信终端的RF发送信号TX的频带是824～849MHz，而无线通信终端的RF接收信号RX的频带是869～894MHz。在进行GSM900方式的收发时，无线通信终端的RF发送信号TX的频带是880～915MHz，而无线通信终端的RF接收信号RX的频带是925～960MHz。在进行DCS1800方式的收发时，无线通信终端的RF发送信号TX的频带是1710～1785MHz，而无线通信终端的RF接收信号RX的频带是1805～1880MHz。在进行PCS1900方式的收发时，无线通信终端的RF发送信号TX的频带是1850～1910MHz，而无线通信终端的RF接收信号RX的频带是1930～1990MHz。如此，对于任一频带，都采用接收频率RX高于发送频带TX的FDD方式。FDD是Frequency Division Duplex的略称。
《WCDMA方式的收发电路》
图19所示的RFIC的左上部的电路RX_SPU_WCDMA是用于进行WCDMA方式的频带I、频带IX、频带VI、频带XI的接收的电路。图19所示的RFIC下部的电路TX_SPU_WCDMA是用于进行WCDMA方式的频带I、频带IX、频带VI、频带XI的发送的电路。
《GSM方式的收发电路》
图19所示的RFIC的左下部的电路RX_SPU_GSM是用于进行GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900的接收的电路。图19所示的RFIC的中央部的电路TX_SPU_GSM是用于进行GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900的发送的电路。
图19所示的RFIC的中央的电路Frct_Synth是用于形成RFIC的GSM用收发本机信号的小数分频合成器。该小数分频合成器Frct_Synth包括接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM、内置有系统基准电压控制振荡器(DCX-VCO)的锁相环(PLL)、多个分频器和多个开关。
《用于WCDMA方式的接收的相位变换单元》
无论在哪一通信方式的“接收模式”下，都是在WCDMA方式接收电路RX_SPU_WCDMA的输出或其他方式接收电路RX_SPU_GSM的输出形成I、Q模拟基带接收信号。该信号经低通滤波器86、88、90和可变增益放大器(PGA)87、89、91而提供给A/D转换器92I、92Q，从而变换为I、Q数字基带接收信号。基带接收信号经接收用数字相位变换单元72、接收系统数字接口94而提供给基带信号处理LSI。图19所示的WCDMA方式接收电路RX_SPU_WCDMA的各分频器62、63、64、65的分频数分别设定为：频带I用分频器62与频带IX用分频器63是2这一整数，频带VI用分频器64是4这一整数，频带XI用分频器65是5/2＝非整数2.5。此时，响应来自接收用电压控制振荡器75(RX-VCO)的振荡输出而提供给一对接收混频器60、61的一对接收用本机信号的相位差是，频带I、频带IX和频带VI的模式为90度，频带XI的模式为72度。
图19所示的其他方式接收电路RX_SPU_GSM的各分频器95、96的分频数分别设定为：DCS1800、PCS1900用分频器95的分频数为2这一整数，GSM850、GSM900用分频器96的分频数为4这一整数。此时，响应来自接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM的振荡输出而提供给一对接收混频器60、61的一对接收用本机信号的相位差在GSM850、GSM900、DCS1800、PCS1900的所有模式下是90度。与A/D转换器92I、92Q连接的接收用数字相位变换单元72无论是WCDMA方式的接收还是GSM方式的接收，都与图10的数字相位变换单元72相同地进行数据变换，以使从其两个输出端子得到的两个数字接收信号为模拟换算下90度的相位差。
《用于WCDMA方式的发送的相位变换单元》
另外，利用RFIC的发送系统数字接口93接收了来自基带信号处理LSI的数字基带发送信号TxDBI、TxDBQ后，由发送用数字相位变换单元35进行数据变换。
发送用数字相位变换单元35的两个输入端子的数字基带发送输入信号具有模拟换算下90度的相位差，而发送用数字相位变换单元35的两个输出端子的数字变换信号的模拟换算下的相位差与90度之间具有基于发送用本机信号相位差的规定模拟偏置角度。对于该偏置角度，即使因使用WCDMA方式发送电路TX_SPU_WCDMA的频带XI用分频器14的分频数为非整数2.5的分频器而使一对本机信号相位差为72度，可得到与分频数为2这一整数且一对本机信号相位差为90度时的特性相同的特性。数字相位变换单元35的两个输出端子的数字变换信号被D/A转换器22、25转换为模拟基带发送信号。D/A转换器22、25的输出的模拟基带发送信号的模拟信号相位差与90度之间具有基于发送用本机信号相位差的规定模拟偏置角度。
《利用相位变换单元的WCDMA方式的发送》
在WCDMA方式的发送中，D/A转换器22、25的输出的模拟基带发送信号经低通滤波器20、23和可变增益放大器(PGA)21、24而提供给WCDMA方式发送电路TX_SPU_WCDMA的一对混频器9、10的一输入端子。在图19的WCDMA方式发送电路TX_SPU_WCDMA的各分频器11、12、13、14的分频数分别设定为：频带I用分频器11与频带IX用分频器12的分频数是2这一整数，频带VI用分频器13的分频数是4这一整数，频带XI用分频器14是5/2＝非整数2.5。此时，响应来自发送用电压控制振荡器34(TXVCO)的振荡输出而提供给一对混频器9、10另一输入端子的一对发送用本机信号的相位差是，频带I、频带IX和频带VI的模式为90度，频带XI的模式为72度。尤其是频带XI的模式时，由数字相位变换单元35对模拟基带信号附加基于本机信号相位差的规定偏置角度。结果，本机信号偏置角度与规定的模拟基带信号偏置角度之和实质上为0。因此，在所有频带的发送模式中，可利用由一对发送混频器9、10和加法器8构成的发送用调制器来进行正确的正交调制。
《GSM方式的发送》
在GMS方式的发送中，可变增益放大器(PGA)21、24的输出的模拟基带信号被提供给其他方式发送电路TX_SPU_GSM的一对发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的一输入端子。小数分频合成器Frct_Synth的电压控制振荡器RX-VCO-GSM的振荡信号经中频分频器DIV2(1/NIF)而提供给本地分频器DIV5。图19的其他方式发送电路TX_SPU_GSM的本地分频器DIV5响应分频器DIV2(1/NIF)的输出的中频信号而生成提供给一对发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的一对发送用中频本机信号，该本机信号相位差是90度。因此，可利用由一对发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q和加法器构成的发送用调制器来进行正确的正交调制。
发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL需要对应于GSM850的RF发送信号Tx_GSM850和GSM900的RF发送信号Tx_GSM900的发送工作。因此，接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM的振荡频率经分频数设定为2的两个分频器DIV1(1/2)、DIV4(1/2)而提供给相位控制反馈用降频混频器DWN_MIX_PM的一输入端子。与用于发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的分频器DIV5连接的中频分频器DIV2(1/NIF)的分频数NIF设定为13。
《GSM850和GSM900的发送工作》
另一方面，GSM发送用电压控制振荡器TXVCO-GSM的振荡输出信号经分频数设定为2的分频器DIV3而提供给相位控制反馈用降频混频器DWN_MIX_PM的另一输入端子。结果，在降频混频器DWN_MIX_PM中，进行一输入信号与另一输入信号的混合。因此，由降频混频器DWN_MIX_PM的输出形成频率为两个输入信号之差的反馈信号，并提供给发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL的相位比较器PC的另一输入端子。对相位比较器PC的一输入端子供给与发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的输出连接的加法器的输出的矢量合成后的中频发送信号fIF作为基准信号。中频分频器DIV2(1/NIF)的分频数NIF为13，分频器DIV5的分频数为2，从而合计分频数为26。因此，中频发送信号fIF的频率为接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM的频率的1/26。利用发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL的负反馈控制，使相位比较器PC的一输入端子的基准信号与来自另一输入端子的降频混频器DWN_MIX_PM的反馈信号一致。结果，在0.8GHz的RF发送信号的GSM850和0.9GHz的RF发送信号的GSM900的发送工作中，只要接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM以大致4倍的大约3.2GHz～大约3.8GHz进行振荡、GSM发送用电压控制振荡器TXVCO-GSM以大致2倍发送频率的大约1.6GHz～大约1.9GHz进行振荡即可。
《DCS1800和PSC1900的发送工作》
发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL需要对应于DCS1800的RF发送信号Tx_DCS1800和PSC1900的RF发送信号Tx_PSC1900的发送工作。因此，接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM的振荡频率经分频数设定为2的分频器DIV1(1/2)而提供给相位控制反馈用降频混频器DWN_MIX_PM的一输入端子。与用于发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的分频器DIV5连接的中频分频器DIV2(1/NIF)的分频数NIF设定为13。另外，GSM发送用电压控制振荡器TXVCO-GSM的振荡输出信号提供给相位控制反馈用降频混频器DWN_MIX_PM的另一输入端子。结果，在降频混频器DWN_MIX_PM中，进行一输入信号与另一输入信号的混合。因此，由降频混频器DWN_MIX_PM的输出形成频率为两个输入信号之差的反馈信号，并提供给发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL的相位比较器PC的另一输入端子。对相位比较器PC的一输入端子供给与发送混频器TX-MIX_I、TX-MIX_Q的输出连接的加法器的输出的矢量合成后的中频发送信号fIF作为基准信号。中频分频器DIV2(1/NIF)的分频数NIF为13，分频器DIV5的分频数为2，从而合计分频数为26。因此，中频发送信号fIF的频率为接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM的频率的1/26。
利用发送系统偏置PLL电路TX_OFFset_PLL的负反馈控制，使相位比较器PC的一输入端子的基准信号与来自另一输入端子的降频混频器DWN_MIX_PM的反馈信号一致。结果，在1.7GHz的RF发送信号的DCS1800和1.9GHz的RF发送信号的PSC1900的发送工作中，只要接收用电压控制振荡器RX-VCO-GSM以大致2倍的大约3.2GHz～大约3.8GHz进行振荡、GSM发送用电压控制振荡器TXVCO-GSM以大致1倍的大约1.6GHz～大约1.9GHz进行振荡即可。
《移动电话的结构》
图20是表示搭载了上述说明的本发明实施方式的RFIC、内置有天线开关MMIC和RF功率放大器的RF模制件、基带信号处理LSI的移动电话的结构的框图。MMIC是Microwave Monolithic IC的略称。
在该图中，移动电话的收发用天线ANT上连接有RF模制件RF_ML的天线开关MMIC(ANT_SW)的共用的输入输出端子I/O。来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的控制信号B.B_Cnt经由RF模拟信号处理半导体集成电路(RF_IC)而提供给高输出功率放大器模制件(HPA_ML)的控制器集成电路(CNT_IC)。RF信号从收发用天线ANT向共用的输入输出端子I/O的流动构成移动电话的接收工作RX，RF信号从共用的输入输出端子I/O向收发用天线ANT的流动构成移动电话的发送工作TX。
RFIC(RF_IC)将来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为RF发送信号。相反，RFIC(RF_IC)将在收发用天线ANT接收到的RF接收信号下变频为接收数字基带信号RxDBI、RxDBQ，并提供给基带信号处理LSI(BB_LSI)。
RF模制件RF_ML的天线开关MMIC(ANT_SW)在共用的输入输出端子I/O与发送端子Tx1、Tx2、接收端子Rx1、Rx2、收发端子TRx1、TRx2、TRx3、TRx4的任一端子之间确立信号路径，进行接收工作RX或发送工作TX。该天线开关MMIC(ANT_SW)将为了进行接收工作RX或发送工作TX而确立的信号路径以外的信号路径的阻抗设定为极高值，从而可得到必要的绝缘。在天线开关领域，共用的输入输出端子I/O称为单极(Single Pole)，发送端子Tx1、Tx2、接收端子Rx1、Rx2、收发端子TRx1、TRx2、TRx3、TRx4共计8个端子称为8通道(8throw)。因此，图20的天线开关MMIC(ANT_SW)是单极8通道(SP8T；Single Pole 8 throw)型的开关。
基带信号处理LSI(BB_LSI)与未图示的外部非易失性存储器和未图示的应用程序处理器连接。应用程序处理器与未图示的液晶显示装置和未图示的键输入装置连接，能够执行包含通用程序、游戏的各种应用程序。能够将移动电话等移动设备的引导程序(启动初始化程序)、操作系统程序(OS)、用于利用基带信号处理LSI内部的数字模拟处理器(DSP)进行关于GSM方式等接收基带信号的相位解调和关于发送基带信号的相位调制的程序、各种应用程序存储于外部非易失性存储器中。
《GSM850、GSM900的收发工作》
假定要将来自BB_LSI的发送基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为GSM850频带的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号上变频为GSM850的频带，生成GSM850的RF发送信号Tx_GSM850。假定要将来自BB_LSI的发送基带信号频率上变频为GSM900的频带的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号频率上变频为GSM900的频带，生成GSM900的RF发送信号Tx_GSM900。GSM850的RF发送信号Tx_GSM850和GSM900的RF发送信号Tx_GSM900被高输出功率放大器模制件(HPA_ML)的高输出功率放大器HPA2功率放大。高输出功率放大器HPA2的RF输出经由低通滤波器LPF2而提供给天线开关MMIC(ANT_SW)的发送端子Tx2。能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送提供给发送端子Tx2的GSM850的RF发送信号Tx_GSM850和GSM900的RF发送信号Tx_GSM900。
由收发用天线ANT接收的GSM850的RF接收信号Rx_GSM850和GSM900的RF接收信号Rx_GSM900提供给天线开关MMIC(ANT_SW)的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC(ANT_SW)的接收端子Rx2得到的GSM850的RF接收信号Rx_GSM850和GSM900的RF接收信号Rx_GSM900经表面弹性波滤波器SAW2而由RFIC的低噪声放大器LNA5、6放大。其后，这些RF接收信号提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将GSM850的RF接收信号Rx_GSM850或GSM900的RF接收信号Rx_GSM900上变频为接收基带信号RxDBI、RxDBQ。
在GSM850的收发模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而分时进行利用输入输出端子I/O和发送端子Tx2的连接的RF发送信号Tx_GSM850的发送、和利用输入输出端子I/O和接收端子Rx2的连接的RF接收信号Tx_GSM850的接收。同样，在GSM900的收发模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而分时进行利用输入输出端子I/O和发送端子Tx2的连接的RF发送信号Tx_GSM900的发送、和利用输入输出端子I/O和接收端子Rx2的连接的RF接收信号Rx_GSM900的接收。
《DCS1800、PCS1900的收发工作》
假定应将来自BB_LSI的发送基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为DCS1800的频带的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号上变频为DCS1800的频带，生成DCS1800的RF发送信号Tx_DCS1800。假定要将来自BB_LSI的发送基带信号上变频为PCS1900的频带的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号上变频为PCS1900的频带，生成PCS1900的RF发送信号Tx_PCS1900。DCS1800的RF发送信号Tx_DCS1800和PCS1900的RF发送信号Tx_PCS1900被高输出功率放大器模制件(HPA_ML)的高输出功率放大器HPA1功率放大。高输出功率放大器HPA1的RF输出经由低通滤波器LPF1而提供给天线开关MMIC(ANT_SW)的发送端子Tx1。提供给发送端子Tx1的DCS1800的RF发送信号Tx_DCS1800和PCS1900的RF发送信号Tx_PCS1900能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送。
由收发用天线ANT接收的DCS1800的RF接收信号Rx_DCS1800和PCS1900的RF接收信号Rx_PCS1900提供给天线开关MMIC的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC的接收端子Rx1得到的DCS1800的RF接收信号Rx_DCS1800经表面弹性波滤波器SAW1而由RFIC(RF_IC)的低噪声放大器LNA7、8放大。从天线开关MMIC(ANT_SW)的接收端子Rx1得到的PCS1900的RF接收信号Rx_PCS1900经表面弹性波滤波器SAW1而由RFIC的低噪声放大器LNA7、8放大。其后，DCS1800的RF接收信号Rx_DCS1800和PCS1900的RF接收信号Rx_PCS1900提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将DCS1800的RF接收信号Rx_DCS1800或PCS1900的RF接收信号Rx_PCS1900下变频为接收基带信号RxDBI、RxDBQ。
在DCS1800的收发模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而分时进行利用输入输出端子I/O和发送端子Tx1的连接的RF发送信号Tx_DCS1800的发送、和利用输入输出端子I/O和接收端子Rx1的连接的RF接收信号Rx_DCS1800的接收。同样，在PCS1900的收发模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而分时进行利用输入输出端子I/O和发送端子Tx1的连接的RF发送信号Tx_PCS1900的发送、和利用输入输出端子I/O和接收端子Rx1的连接的RF接收信号Rx_PCS1900的接收。
《WCDMA的收发工作》
假定应将来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带I的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号上变频为WCDMA方式的频带I。WCDMA方式的频带I的RF发送信号Tx_WCDMA band1被高输出功率放大器W_PA1功率放大，经天线收发转换装置DUP1而提供给天线开关MMIC的收发端子TRx1。提供给收发端子TRx1的WCDMA方式的频带I的RF发送信号Tx_WCDMA band I能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送。
在WCDMA方式中，能够利用分码来并行处理发送工作和接收工作。即，将由收发用天线ANT接收的WCDMA方式的频带I的RF接收信号Rx_WCDMA band I提供给天线开关MMIC的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC的收发端子TRx1得到的WCDMA方式的频带I的RF接收信号Rx_WCDMA band I经天线收发转换装置DUP1而由RFIC的低噪声放大器LNA1放大，其后，提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将WCDMA方式的频带I的RF接收信号Rx_WCDMA band I下变频为接收数字基带信号RxDBI、RxDBQ。在并行处理WCDMA方式的频带I的发送和接收的模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而利用输入输出端子I/O与收发端子TRx1之间的正常连接来并行进行RF发送信号的发送和RF接收信号的接收。
假定要将来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带IX的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带IX。WCDMA方式的频带IX的RF发送信号Tx_WCDMA band IX被高输出功率放大器W_PA2功率放大，经天线收发转换装置DUP2而提供给天线开关MMIC的收发端子TRx2。提供给收发端子TRx2的WCDMA方式的频带IX的RF发送信号Tx_WCDMA band IX能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送。
将由收发用天线ANT接收的WCDMA方式的频带IX的RF接收信号Rx_WCDMA band IX提供给天线开关MMIC的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC的收发端子TRx2得到的WCDMA方式的频带IX的RF接收信号Rx_WCDMA band IX经天线收发转换装置DUP2而由RFIC的低噪声放大器LNA2放大，低噪声放大器LNA2的放大信号提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将WCDMA方式的频带IX的RF接收信号Rx_WCDMA bandIX下变频为接收数字基带信号RxDBI、RxDBQ。
在并行处理WCDMA方式的频带IX的发送和WCDMA方式的频带IX的接收的模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而利用输入输出端子I/O与收发端子TRx2之间的正常连接来并行进行RF发送信号的发送和RF接收信号的接收。
假定要将来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带VI的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带VI。WCDMA方式的频带VI的RF发送信号Tx_WCDMA band VI被高输出功率放大器W_PA3功率放大，经天线收发转换装置DUP3而提供给天线开关MMIC的收发端子TRx3。提供给收发端子TRx3的WCDMA方式的频带VI的RF发送信号Tx_WCDMA band VI能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送。
将由收发用天线ANT接收的WCDMA方式的频带VI的RF接收信号Rx_WCDMA band VI提供给天线开关MMIC的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC的收发端子TRx3得到的WCDMA方式的频带VI的RF接收信号Rx_WCDMA band VI经天线收发转换装置DUP3而由RFIC的低噪声放大器LNA3放大。低噪声放大器LNA3的放大信号提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将WCDMA方式的频带VI的RF接收信号Rx_WCDMA bandVI下变频为接收数字基带信号RxDBI、RxDBQ。
在并行处理WCDMA方式的频带VI的发送和WCDMA方式的频带VI的接收的模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而利用输入输出端子I/O与收发端子TRx3之间的正常连接来并行处理RF发送信号的发送和RF接收信号的接收。
假定要将来自基带信号处理LSI(BB_LSI)的发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带XI的情况。此时，RFIC的发送信号处理单元Tx_SPU将发送数字基带信号TxDBI、TxDBQ上变频为WCDMA方式的频带XI。WCDMA方式的频带XI的RF发送信号Tx_WCDMA band XI被高输出功率放大器W_PA4功率放大，经天线收发转换装置DUP4而提供给天线开关MMIC的收发端子TRx4。提供给收发端子TRx4的WCDMA方式的频带XI的RF发送信号Tx_WCDMA band XI能够经共用的输入输出端子I/O而从收发用天线ANT发送。
将由收发用天线ANT接收的WCDMA方式的频带XI的RF接收信号Rx_WCDMA band XI提供给天线开关MMIC的共用的输入输出端子I/O。从天线开关MMIC的收发端子TRx4得到的WCDMA方式的频带XI的RF接收信号Rx_WCDMA band XI经天线收发转换装置DUP4而由RFIC的低噪声放大器LNA4放大。低噪声放大器LNA4的放大信号提供给接收信号处理单元Rx_SPU。在接收信号处理单元Rx_SPU将WCDMA方式的频带XI的RF接收信号Rx_WCDMA bandXI下变频为接收数字基带信号RxDBI、RxDBQ。
在并行处理WCDMA方式的频带XI的发送和WCDMA方式的频带XI的接收的模式中，天线开关MMIC响应控制信号B.B_Cnt而利用输入输出端子I/O与收发端子TRx4之间的正常连接来并行进行RF发送信号的发送和RF接收信号的接收。
以上基于实施方式具体说明了本发明人完成的发明，但本发明不限于此，不言而喻，在不脱离其要旨的范围内可进行各种变形。
例如，图20的移动电话的通信用RFIC和基带信号处理LSI分别由不同的半导体芯片构成，但在其他实施方式中，能够做成将这些整合于一个半导体芯片上的整合单片。
本发明不限于直接上变频(DUC)结构、直接下变频(DDC)结构。例如，能够应用于将接收RF信号变换为较低的中频接收信号的低IF下变频接收器结构、数字IF下变频接收器结构、或将较低的中频发送信号变换为发送RF信号的低IF上变频发送器结构。

Claims (21)

1.一种收发两用机，具有接收器和发送器，其特征在于：
上述接收器包括将RF接收信号下变频为接收模拟信号的接收解调器，
上述发送器包括发送用电压控制振荡器和生成多个频带的RF发送信号的多个发送模块，
上述多个发送模块的每一个模块包括分频器和发送用调制器，
在上述多个发送模块的每一个模块中，将通过上述分频器对由上述发送用电压控制振荡器提供的发送用振荡输出信号进行分频而生成的一对发送用本机信号提供给上述发送用调制器，
在上述多个发送模块的每一个模块中，上述发送用调制器利用由上述分频器提供的上述一对发送用本机信号将发送模拟信号上变频为RF发送信号，
上述多个发送模块的至少一个发送模块所包含的至少一个分频器的分频数被设定为偶整数，
通过将上述分频数设定为上述偶整数，由上述至少一个发送模块所包含的至少一个分频器提供给相应发送用调制器的相应一对发送用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号，
上述多个发送模块的其他发送模块所包含的其他分频器的其他分频数被设定为非整数，
通过将上述其他分频数设定为上述非整数，由上述其他发送模块所包含的其他分频器提供给其他发送用调制器的其他一对发送用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号，
上述发送器还包括变换单元，该变换单元将与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予被提供给上述其他发送模块所包含的上述其他发送用调制器的一对发送模拟信号。
2.根据权利要求1所述的收发两用机，其特征在于：
上述发送器还包括将一对发送数字信号转换为上述一对发送模拟信号的一对D/A转换器，上述多个发送模块共用上述一对D/A转换器。
3.根据权利要求2所述的收发两用机，其特征在于：
上述变换单元与上述一对D/A转换器的一对输入端子相连接，
通过上述变换单元对上述一对发送数字信号进行数字信号处理，来从上述一对D/A转换器的一对输出端子生成被给予了上述补偿偏置量的上述一对发送模拟信号。
4.根据权利要求2所述的收发两用机，其特征在于：
上述变换单元与上述一对D/A转换器的一对输出端子相连接，
通过上述变换单元对上述一对发送模拟输入信号进行模拟信号处理，来从上述变换单元的一对输出端子生成被给予了上述补偿偏置量的一对发送模拟输出信号。
5.根据权利要求2所述的收发两用机，其特征在于：
上述至少一个发送模块所包含的第一发送模块和第二发送模块分别包含的第一分频器和第二分频器的分频数分别被设定为2和4，
上述其他发送模块所包含的上述其他分频器的分频数被设定为非整数2.5，
由上述发送用电压控制振荡器生成的上述发送用振荡输出信号的频率可被设定在大约3GHz～大约4GHz之间，
上述第一发送模块生成大约1.8GHz～大约2GHz的发送频带的RF发送信号，上述第二发送模块生成大约0.8GHz的发送频带的RF发送信号，上述其他发送模块生成大约1.4GHz的发送频带的RF发送信号。
6.根据权利要求5所述的收发两用机，其特征在于：
包括上述发送用电压控制振荡器和上述多个发送模块的上述发送器是直接上变频发送器结构或低IF上变频发送器结构。
7.根据权利要求6所述的收发两用机，其特征在于：
包括上述发送用电压控制振荡器和上述多个发送模块的上述发送器被构成在半导体芯片上。
8.一种收发两用机，具有接收器和发送器，其特征在于：
上述发送器包括将发送模拟信号上变频为RF信号的发送调制器，
上述接收器包括接收用电压控制振荡器和接收多个频带的RF接收信号的多个接收模块，
上述多个接收模块的每一个模块包括分频器、和接收用解调器，
在上述多个接收模块的每一个模块中，将通过上述分频器对由上述接收用电压控制振荡器提供的接收用振荡输出信号进行分频而生成的一对接收用本机信号提供给上述接收用解调器，
在上述多个接收模块的每一个模块中，上述接收用解调器利用由上述分频器提供的上述一对接收用本机信号将RF接收信号下变频为接收模拟信号，
上述多个接收模块的至少一个接收模块所包含的至少一个分频器的分频数被设定为偶整数，
通过将上述分频数设定为上述偶整数，由上述至少一个接收模块所包含的上述至少一个分频器提供给相应接收用解调器的相应一对接收用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号，
上述多个接收模块的其他接收模块所包含的其他分频器的其他分频数被设定为非整数，
通过将上述其他分频数设定为上述非整数，由上述其他接收模块所包含的其他分频器提供给其他接收用解调器的其他一对接收用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号，
上述接收器还包括变换单元，该变换单元将与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予由上述其他接收模块所包含的上述其他接收用解调器生成的一对接收模拟信号。
9.根据权利要求8所述的收发两用机，其特征在于：
上述接收器还包括将上述一对接收模拟信号变换为一对接收数字信号的一对A/D转换器，上述多个接收模块共用上述一对A/D转换器。
10.根据权利要求9所述的收发两用机，其特征在于：
上述变换单元与上述一对A/D转换器的一对输出端子相连接，
通过上述变换单元对上述一对接收数字信号进行数字信号处理，来间接地将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号。
11.根据权利要求9所述的收发两用机，其特征在于：
上述变换单元与上述一对A/D转换器的一对输入端子相连接，
通过上述变换单元对一对接收模拟输入信号进行模拟信号处理，来直接地将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号。
12.根据权利要求9所述的收发两用机，其特征在于：
上述至少一个接收模块所包含的第一接收模块和第二接收模块分别包含的第一分频器和第二分频器的分频数分别被设定为2和4，
上述其他接收模块所包含的上述其他分频器的分频数被设定为非整数2.5，
由上述接收用电压控制振荡器生成的上述接收用振荡输出信号的频率可被设定在大约3.5GHz～大约4.5GHz之间，
上述第一接收模块接收大约1.9GHz～大约2.2GHz的接收频带的RF接收信号，上述第二接收模块接收大约0.8GHz～大约0.9GHz的接收频带的RF接收信号，上述其他接收模块接收大约1.4GHz～大约1.5GHz的接收频带的RF接收信号。
13.根据权利要求9所述的收发两用机，其特征在于：
包括上述接收用电压控制振荡器和上述多个接收模块的上述接收器是直接下变频接收器结构或低IF下变频接收器结构。
14.根据权利要求13所述的收发两用机，其特征在于：
包括上述接收用电压控制振荡器和上述多个接收模块的上述接收器被构成在半导体芯片上。
15.一种收发两用机，具有接收器和发送器，其特征在于：
上述接收器包括将RF接收信号下变频为接收模拟信号的接收解调器，
上述发送器包括发送用电压控制振荡器和生成多个频带的RF发送信号的多个发送模块，
上述多个发送模块的每一个模块包括分频器和发送用调制器，
在上述多个发送模块的每一个模块中，将通过上述分频器对由上述发送用电压控制振荡器提供的发送用振荡输出信号进行分频而生成的一对发送用本机信号提供给上述发送用调制器，
在上述多个发送模块的每一个模块中，上述发送用调制器利用由上述分频器提供的上述一对发送用本机信号将发送模拟信号上变频为RF发送信号，
上述多个发送模块的至少一个发送模块所包含的至少一个分频器的分频数被设定为偶整数，
通过将上述分频数设定为上述偶整数，由上述至少一个发送模块所包含的上述至少一个分频器提供给相应发送用调制器的相应一对发送用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号，
上述多个发送模块的其他发送模块所包含的其他分频器的其他分频数被设定为非整数，
通过将上述其他分频数设定为上述非整数，由上述其他发送模块所包含的上述其他分频器提供给其他发送用调制器的其他一对发送用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号，
上述发送器还包括发送变换单元，该发送变换单元将与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予被提供给上述其他发送模块所包含的上述其他发送用调制器的一对发送模拟信号，
上述发送器包括将发送模拟信号上变频为RF发送信号的发送调制器，
上述接收器包括接收用电压控制振荡器和接收多个频带的RF接收信号的多个接收模块，
上述多个接收模块的每一个模块包括分频器和接收用解调器，
在上述多个接收模块的每一个模块中，将通过上述分频器对由上述接收用电压控制振荡器提供的接收用振荡输出信号进行分频而生成的一对接收用本机信号提供给上述接收用解调器，
在上述多个接收模块的每一个模块中，上述接收用解调器利用由上述分频器提供的上述一对接收用本机信号将RF接收信号下变频为接收模拟信号，
上述多个接收模块的至少一个接收模块所包含的至少一个分频器的分频数被设定为偶整数，
通过将上述分频数设定为上述偶整数，由上述至少一个接收模块所包含的上述至少一个分频器提供给相应接收用解调器的相应一对接收用本机信号成为实质上具有90度相位差的正交本机信号，
上述多个接收模块的其他接收模块所包含的其他分频器的分频数被设定为非整数，
通过将上述其他分频数设定为上述非整数，由上述其他接收模块所包含的其他分频器提供给其他接收用解调器的其他一对接收用本机信号成为具有与90度成规定偏置角度的相位差的非正交本机信号，
上述接收器还包括接收变换单元，该接收变换单元将与上述偏置角度极性相反且绝对值大致相同的补偿偏置量给予由上述其他接收模块所包含的上述其他接收用解调器生成的一对接收模拟信号。
16.根据权利要求15所述的收发两用机，其特征在于：
上述发送器还包括将一对发送数字信号变换为上述一对发送模拟信号的一对D/A转换器，上述多个发送模块共用上述一对D/A转换器，
上述接收器还包括将上述一对接收模拟信号变换为上述一对接收数字信号的一对A/D转换器，上述多个接收模块共用上述一对A/D转换器。
17.根据权利要求16所述的收发两用机，其特征在于：
上述发送变换单元与上述一对D/A转换器的一对输入端子相连接，
通过上述发送变换单元对上述一对发送数字信号进行数字信号处理，来从上述一对D/A转换器的一对输出端子生成被给予了上述补偿偏置量的上述一对发送模拟信号，
上述接收变换单元与上述一对A/D转换器的一对输出端子相连接，
通过上述接收变换单元对上述一对接收数字信号进行数字信号处理，来间接地将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号。
18.根据权利要求16所述的收发两用机，其特征在于：
上述发送变换单元与上述一对D/A转换器的一对输出端子相连接，
通过上述发送变换单元对一对发送模拟输入信号进行模拟信号处理，来从上述变换单元的一对输出端子生成被给予了上述补偿偏置量的一对发送模拟输出信号，
上述接收变换单元与上述一对A/D转换器的一对输入端子相连接，
通过上述接收变换单元对一对接收模拟输入信号进行模拟信号处理，来直接地将上述补偿偏置量给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号。
19.根据权利要求16所述的收发两用机，其特征在于：
上述接收变换单元与上述一对A/D转换器的一对输出端子相连接，
上述接收变换单元的输出与I/Q校准电路的输入相连接，
在上述I/Q校准电路中计算上述补偿偏置量，
上述I/Q校准电路的输出与上述接收变换单元的补偿偏置量输入端子相连接，
在上述接收变换单元中，通过对上述一对接收数字信号进行数字信号处理，来将由上述I/Q校准电路算出的上述补偿偏置量间接地给予来自上述接收用解调器的上述一对接收模拟信号。
20.根据权利要求16所述的收发两用机，其特征在于：
上述至少一个发送模块所包含的第一发送模块和第二发送模块分别包含的第一分频器和第二分频器的分频数分别被设定为2和4，
上述其他发送模块所包含的上述其他分频器的分频数被设定为非整数2.5，
由上述发送用电压控制振荡器生成的上述发送用振荡输出信号的频率可被设定在大约3GHz～大约4GHz之间，
上述第一发送模块生成大约1.8GHz～大约2GHz的发送频带的RF发送信号，上述第二发送模块生成大约0.8GHz的发送频带的RF发送信号，上述其他发送模块生成大约1.4GHz的发送频带的RF发送信号，
上述至少一个接收模块所包含的第一接收模块和第二接收模块分别包含的第一分频器和第二分频器的分频数分别被设定为2和4，
上述其他接收模块所包含的上述其他分频器的分频数被设定为非整数2.5，
由上述接收用电压控制振荡器生成的上述接收用振荡输出信号的频率可被设定在大约3.5GHz～大约4.5GHz之间，
上述第一接收模块接收大约1.9GHz～大约2.2GHz的接收频带的RF接收信号，上述第二接收模块接收大约0.8GHz～大约0.9GHz的接收频带的RF接收信号，上述其他接收模块接收大约1.4GHz～大约1.5GHz的接收频带的RF接收信号。
21.根据权利要求20所述的收发两用机，其特征在于：
包括上述发送用电压控制振荡器和上述多个发送模块的上述发送器是直接上变频发送器结构或低IF上变频发送器结构，
包括上述接收用电压控制振荡器和上述多个接收模块的上述接收器是直接下变频接收器结构或低IF下变频接收器结构，
包括上述发送用电压控制振荡器和上述多个发送模块的上述发送器、和包括上述接收用电压控制振荡器和上述多个接收模块的上述接收器被构成在半导体芯片上。
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