CN101447963B - 通信系统中信号同步的装置及方法 - Google Patents

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Abstract

一种在通信系统中用于信号同步的装置，包含针对一接收信号及一已知PN序列执行一第一滑动相关运算以获得符号定时信息的第一检测器、利用符号定时信息及该具PN序列的保护间隔的循环延伸特性来识别一FCFO的第二检测器、提供该接收信号与该估计的FCFO的补偿相位项相乘获得第一乘积的第一乘法器、以及第三检测器，该第三检测器包含供第一乘积与关于ICFO的补偿项的一相位组的每一相位相乘获得一第二乘积组的第二乘法器组、滑动相关器组，每一滑动相关器针对该已知PN序列及该第二乘积组中的一个执行一第二滑动相关运算，该滑动相关器组可提供一峰值组，通过检测该峰值组中一最大值的一相对应的索引编号识别一ICFO的峰值检测器。

Description

通信系统中信号同步的装置及方法
技术领域
本发明关于一种通信系统中的信号同步，特别是涉及在具伪随机噪声(PN)序列的保护间隔(GI)的正交频分复用(OFDM)系统中用于信号同步的装置及方法。
背景技术
在一通信系统中，一基站可处理(例如信道编码及符号映射等等)信息以获得调制符号，并可进一步处理该调制符号以产生一调制信号。该基站随后可经一通信信道传送该调制信号。该通信系统可使用一传送机制，信息可借此机制以帧(Frame)的形式被传送，且各帧具有一特定的时段。不同形式的信息，如流量(Traffic)/数据包信息、开销(Overhead)/控制信息及领航信息，可在各帧的不同部分中被传送。
若有基站在该系统的终端附近传送信号，该终端可能无法辨认出该信号是由哪一基站所传送。再者，该终端可能无法辨认给定基站的各帧的一起始处(帧定时FT：Frame Timing)、该各帧内的符号定时(ST：Symbol Timing)、或是由该通信信道所引起的信道延迟延展(Channel Delay Spread)。该终端可执行信号捕获(Signal Acquisition)以检测该接收信号的帧定时、符号定时及载波频率偏移(CFO：Carrier Frequency Offset)以进行信号同步。通过执行该信号捕获的过程，该终端可确认各信号同步的相关信息并可正确地执行该基站的互补式解调。
由于非理想信道效应，例如多路径反射及多路径衰减，一通信系统中自该基站经实体信道(例如空气)传送至终端的信号可能会失真。使用多载波调制技术的正交频分复用(OFDM)系统可以有效地解决多路反射效应所引起的符号间干扰(ISI：InterSymbol Interference)问题。在一正交频分复用系统中，位于一终端处的一简易一阶均衡器(One-tap Equalizer)可均衡来自多路径反射效应的建设性及破坏性干扰。图1A为公知的一正交频分复用系统中的一示例性符号格式的示意图。参考图1A，一终端(未显示)可周期性地自一有效的正交频分复用符号(其具有一长度Tu且为N个样本)的末端复制一段信号定义为一保护间隔(GI：Guard Interval，其具有一长度Tg)，并随后将复制的该保护间隔与该有效正交频分复用符号组合以形成一完整符号“m”。当一信道的最大延迟延展τmax小于Tg时，可避免该正交频分复用系统在终端处由多路径信道效应所引起的符号间干扰。所述终端可接着移除该保护间隔并取得该有效正交频分复用符号，再针对该有效正交频分复用符号执行快速傅立叶转换(FFT)。接着，根据已知领航次载波信息估计出信道频率响应。最后，一个一阶均衡器可被使用以均衡信道效应，并且该均衡后的信号可以经过一符号解映器以估计该传送的信息。
一时域同步(TDS：Time Domain Synchronous)正交频分复用系统可执行快速信号同步且减少系统资源(例如频宽)的耗损。图1B为一时域同步正交频分复用系统中一示例性符号格式的示意图。参考图1B，在该时域同步正交频分复用系统中，一典型的符号“m”可包含具有一伪随机噪声(PN)序列的一保护间隔，其伪随机噪声序列具有所需的自相关特性。此外，使用该接收信号与一已知伪随机噪声序列进行一滑动相关运算可以快速执行符号定时同步并且可以估计一信道脉冲响应。该滑动相关器的输出可包含该信道脉冲响应，其可指示该多路径信道中各路径的强度及相对位置。该滑动相关器的输出亦可包含符号定时的信息。例如，该滑动相关器输出的峰值的位置可代表该粗符号定时(CST：Coarse ST)。因此，可根据该滑动相关器的输出来估计该多路径信道的信道脉冲响应。换句话说，在时域同步正交频分复用系统内不再需要用以估计信道频率响应的领航次载波。因此可大幅减少整个系统的频宽消耗。
然而，一伪随机噪声序列的自相关特性容易受到载波频率偏移的影响，其可衰减一滑动相关器输出的峰值。图2A及2B为说明一伪随机噪声序列的自相关特性中由一相对小的载波频率偏移及一相对大的载波频率偏移所造成的相位分布的示意图。如图2A及2B所示，该滑动相关器输出的峰值可等于M个线性相位总和的平均，其中各线性相位与该载波频率偏移量值成正比。参考图2A及2B，该载波频率偏移可影响一滑动相关器的输出峰值(即是可以影响该伪随机噪声序列的自相关特性)，其可能衰减该滑动相关器的输出峰值。当该载波频率偏移达到一整数载波频率偏移(ICFO：Integral CFO)增量的整数倍时，该滑动相关器的输出的峰值可掉落至零。该整数载波频率偏移增量可被定义为1/(MTs)，其中M为一伪随机噪声序列中样本的数量且Ts为该样本长度。因此，载波频率偏移愈大，该滑动相关器输出的峰值衰减得越严重。
图2C为说明一滑动相关器在不同载波频率偏移情况下其输出的峰值的示意图。图2C的水平轴代表单位为载波间隔(fsub)的载波频率偏移量值，且该纵轴代表以毫伏特平方((mV)2)表示的滑动相关器的输出峰值。参考图2C，假设一子载波间隔(fsub)为两千赫兹(2KHz)，N＝3780样本且M＝255样本，初始载波频率偏移的范围为-100个载波间隔(fsub)至100个载波间隔，即-200KHz至200KHz，该整数载波频率偏移可计算如下。
整数载波频率偏移增量＝1/(MTs)＝(N/M)fsub，而fsub＝1/(NTs)
即
Figure S2008100969113D00031
如图2C所示，该滑动相关器的输出峰值在所述载波频率偏移处可大致等于零，所述载波频率偏移为14.82个载波间隔(fsub)的整数倍。在一正交频分复用系统中，该接收信号与一已知伪随机噪声序列进行滑动相关运算，针对在一正交频分复用符号期间所检测到的最大输出峰值的位置可对应至一粗符号定时(CST)。若一滑动相关器的最大输出峰值衰减，可能会遗失关于该粗符号定时的信息。
具有差动解调的滑动相关器可被使用以防止一伪随机噪声序列的自相关特性被载波频率偏移所破坏。图3为使用具有差动解调的滑动相关装置的公知通信系统1的方框图。参考图3，通信系统1可包含位于一基站内的差动调制器12以及一位于一终端内的同步单元14。同步单元14可包含一差动解调器141以及一滑动相关与峰值检测装置142。在该差动解调器141中差动解调一接收信号使同步单元14对于初始载波频率偏移较不敏感，并接着在该滑动相关与峰值检测装置142中执行滑动相关及峰值检测运算以估计该粗符号定时。虽然通信系统1可减轻载波频率偏移所引起的问题，然而，该系统结构可能因系统1的每个基站皆需要该差动调制器12而变得复杂。因此，在利用非差动调制的其他调制技术的通信系统中，位于一终端侧而类似单元14的同步单元便无法差动解调一接收信号并提供所需的滑动相关运算功能。
因此可能需要一种在一具伪随机噪声保护间隔的正交频分复用系统中用于信号同步的装置及方法，其可提供对于载波频率偏移而言相对较强健且可实施于相对简单的基站传输结构中的滑动相关运算。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于提供一种在一通信系统中用于信号同步的方法，该方法可包含针对一接收信号及一已知伪随机噪声(PN)序列执行一第一滑动相关运算以获得符号定时信息；通过该符号定时信息与该具伪随机噪声序列的保护间隔(GI)的循环延伸特性以识别一小数载波频率偏移(FractionalCarrier Frequency Offset；FCFO)；将该接收信号与该估计的小数载波频率偏移的补偿相位项相乘以计算一第一乘积，用以补偿该小数载波频率偏移效应；将该第一乘积与相关于整数载波频率偏移(ICFOs)的补偿项的一相位组的各相位相乘以计算出多个第二乘积；针对该已知伪随机噪声序列及所述多个第二乘积的一个执行多个第二滑动相关运算以识别多个峰值；以及通过检测所述多个峰值中一最大值的一相对应的索引编号来识别一整数载波频率偏移。
本发明亦可提供一种在一通信系统中用于信号同步的装置，该装置可包含配置成针对一接收信号及一已知伪随机噪声(PN)序列执行一第一滑动相关运算以获得一粗符号定时(CST)信息的一第一检测器；配置成使用该符号定时信息以及该具伪随机噪声序列的保护间隔(GI)的循环延伸特性来识别一小数载波频率偏移(FCFO)的一第二检测器；配置成提供该接收信号与该估计的小数载波频率偏移的补偿相位项相乘后得到的一第一乘积的一第一乘法器，用以补偿该小数载波频率偏移效应；以及一第三检测器，该第三检测器可包含配置成提供该第一乘积与相关于整数载波频率偏移(ICFOs)的补偿项的一相位组的各相位相乘后得到的一第二乘积组的一第二乘法器组；一滑动相关器组，各滑动相关器可配置成针对该已知伪随机噪声序列与该第二乘积组的一个执行一第二滑动相关运算，该滑动相关器组可提供一峰值组；以及配置成通过检测该峰值组中一最大值的一相对应的索引编号来识别一整数载波频率偏移的一峰值检测器。
本发明可进一步提供一种在通信系统中用于信号同步的装置，该装置可包含配置成针对一接收信号及一已知伪随机噪声(PN)序列执行一第一滑动相关以获得一粗符号定时(CST)的一第一检测器；配置成使用该粗符号定时以及该具伪随机噪声序列的保护间隔(GI)的循环延伸特性来识别一小数载波频率偏移(FCFO)的一第二检测器；配置成提供该接收信号与该估计的小数载波频率偏移的补偿相位项相乘后得到的一第一乘积的一第一乘法器，用以补偿该小数载波频率偏移效应；以及一第三检测器，该第三检测器可包含：配置成提供该第一乘积与相关于整数载波频率偏移(ICFOs)补偿项的一相位组的一相位相乘后得到的一第二乘积组的一第二乘法器组；一滑动相关器组，该滑动相关器组可配置成针对该已知伪随机噪声序列与该第二乘积组执行一第二滑动相关运算组，该滑动相关器组可提供一峰值组；以及配置成接收来自该滑动相关器组的输出的一峰值组并通过检测该峰值组中一最大值的一相对应的索引编号来识别一整数载波频率偏移的一峰值检测器。
本发明的其他特征及优点将部分陈述于随后的描述中，且部分将自描述而显而易见或可通过对本发明的实践而习得。本发明的特征及优点将通过在申请专利范围中特别指出的元件及组合而实现及获得。
附图说明
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。
图1A为一公知正交频分复用(OFDM)系统中一示例性符号格式的示意图；
图1B为一时域同步(TDS)OFDM系统中一示例性符号格式的示意图；
图2A及2B为说明一伪随机噪声(PN)序列的自相关特性中由一相对小的载波频率偏移及一相对大的载波频率偏移所分别造成的相位分布的示意图；
图2C为说明一滑动相关器在不同载波频率偏移(CFOs)的峰值的示意图；
图3为使用具有差动解调器及滑动相关装置的公知通信系统的方块图；
图4为一通信系统的方块图，本发明的实施例可实施于该通信系统中；
图5为图4所示根据本发明的一实施例的同步单元的方框图；
图5A为图5所示根据本发明的一实施例的粗符号定时(CST)检测器的方框图；
图5B为根据本发明的另一实施例的粗符号定时检测器的方框图；
图5C为图5所示根据本发明的一实施例的小数载波频率偏移(FCFO)检测器的方框图；
图5D为图5所示根据本发明的一实施例的整数载波频率偏移(ICFO)检测器的方框图；
图5E为根据本发明另一实施例的一整数载波频率偏移检测器的方框图；
图6A及6B所示分别为根据一公知方法及本发明的多个实施例在一时变6路径典型都市型(TU6)信道上，在一以不同速度行进的移动终端上针对符号定时检测的平均偏离值与标准误差值的模拟结果的图表；以及
图7所示为根据一公知方法及本发明的数个实施例在一时变TU6信道上，在一以不同速度行进的移动终端上针对帧定时检测的正确检测机率的模拟结果的图表。
其中，附图标记
12差动调制器
14同步单元
141差动解调器
142滑动相关与峰值检测装置
2通信系统
20基站
21信道编码器
23符号映射器
25反向快速傅立叶转换器
26具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器
28发射器单元
29天线
30终端
31天线
32接收器单元
33具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器
34同步单元
35信道估计器
36均衡器
37快速傅立叶转换器
38符号解映器
39信道解码器
41粗符号定时(CST)检测器
42小数载波频率偏移(FCFO)检测器
43整数载波频率偏移(ICFO)检测器
410粗符号定时检测器
411第一延迟乘积电路
412第二延迟乘积电路
413滑动相关器与峰值检测器
414保护电路
420第三延迟乘积电路
421移动平均装置
422角度检测装置
423乘法器
424提取器
425保护电路
43-1～43-Q第二乘法器
44-1～44-Q滑动相关器
45峰值检测器
46保护电路
47第一乘法器
430整数载波频率偏移检测器
51，52，53，54曲线
61，62，63，64曲线
71，72，73，74曲线
具体实施方式
为使对本发明的目的、构造、特征、及其功能有进一步的了解，兹配合实施例详细说明如下。在适当时，在附图中使用相同参考编号来指代相同或相似部分。
图4为依据本发明的一实施例通信系统2的方框图。请参考图4，通信系统2可包括一基站20及一终端30，其可分别为通信系统2中的一基站及一行动台。在一实施例中，通信系统2可包括下列的一个：非对称数字用户环路(ADSL)、电力线通信(PLC)、数字音频广播(DAB)系统、采用无线区域网路(WLAN)802.1a/b/g/n的系统、数字电视系统(DVB-T及DVB-H)标准及未来4G个人通信系统。在另一实施例中，通信系统2可使用正交频分复用(OFDM)技术。
在通信系统2中传送的一正交频分复用符号可包含一具伪随机噪声序列的保护间隔及一有效正交频分复用符号。如图1B所示，该具伪随机噪声序列的保护间隔包括一长度为M个样本的一伪随机噪声序列以及其循环前置/循环后置(该伪随机噪声序列的循环前置描述与循环后置描述)。该有效正交频分复用符号的长度可为N个样本。M及N个样本的每一个可具有一长度Ts(秒)。因此，一有效符号期间TU可等于N*Ts(秒)，且一伪随机噪声序列期间可等于M*Ts(秒)。其次，fsub＝1/TU＝1/(N*Ts)(赫兹)可表示二连续载波间的载波间隔。再者，载波频率偏移(CFO)可表示如下。
载波频率偏移＝整数载波频率偏移(ICFO)+小数载波频率偏移(FCFO)
其中整数载波频率偏移表示该载波频率偏移的一整数部份，且小数载波频率偏移表示该载波频率偏移的一小数部份。载波频率偏移、整数载波频率偏移及小数载波频率偏移亦可表示如下。
CFO＝Δf＝ε*fsub；
ICFO＝c*δint*fsub；
FCFO＝δfr*fsub；以及
ε＝c*δint+δfr且δint＝N/M
其中c为一整数，δint、δfr及ε为数值，且δint*fsub可表示一整数载波频率偏移增量。
在通信系统2中，基站20可包括一信道编码器21、一符号映射器23、一反向快速傅立叶转换器(IFFT)25、一具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器26、一发射器单元28以及一天线29。信道编码器21可配置以接收如比特流的信息并将该接收信息进行信道编码运算。随后针对所述经编码的信号在符号映射器23处执行符号映射以输出信息符号。反向快速傅立叶转换器25将信息符号自频域转换至时域以输出一有效正交频分复用符号。然后具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器26将该有效正交频分复用符号前置地加上一具伪随机噪声序列的保护间隔(PN GI)以形成一完整正交频分复用符号并且将其输出至发射器单元28。发射器单元28可将该完整正交频分复用符号信号转换成模拟信号并可进一步处理(如放大、滤波及升频)所述模拟信号以产生一调制信号。基站20随后将该调制信号自一天线29传送至通信系统2中的终端30。
在终端30处，来自基站20的调制信号可由一天线31接收并提供至一接收器单元32。接收器单元32可处理(如滤波、放大、降频及数字化)该接收信号以产生一完整正交频分复用符号信号。一同步单元34自接收器单元32获得该完整正交频分复用符号信号，执行信号捕获(Signal Acquisition)以估计符号定时信息与载波频率偏移。同步单元34将估计的符号定时信息及载波频率偏移信息分别提供至一具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器33及一信道估计器35。信道估计器35进行信道脉冲响应的估计且通过快速傅立叶转换(FFT)操作将该信道脉冲响应转换成一信道频率响应。再者，信道估计器35将估计后的信道频率响应提供至一均衡器36。具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器33通过使用该符号定时信息自该完整正交频分复用符号信号中移除具伪随机噪声序列的保护间隔以产生有效正交频分复用符号信号，并随后提供该有效正交频分复用符号信号至快速傅立叶转换37以产生频域信息符号接收信号。均衡器36可根据信道估计器35所提供的估计后信道频率响应来均衡来自快速傅立叶转换37输出的频域信息符号接收信号。已均衡的频域信息符号接收信号随后依序被一符号解映器38及一信道解码器39处理，以恢复由基站20所传送的比特流信息。一般而言，具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器33、快速傅立叶转换37、符号解映器38及信道解码器39的处理与具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器26、反向快速傅立叶转换25、符号映射器23及信道编码器21在基站20所作的处理可为互补。在一实施例中，具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器33、同步单元34、信道估计器35、均衡器36、快速傅立叶转换37、符号解映器38及信道解码器39可被整合在一例如一微处理器(图中未示)的芯片中。
图5为图4所示根据本发明的一实施例的同步单元34的方框图。参考图5，同步单元34可包括一粗符号定时(CST)检测器41、一小数载波频率偏移(FCFO)检测器42及一整数载波频率偏移(ICFO)检测器43。粗符号定时检测器41、小数载波频率偏移检测器42及整数载波频率偏移检测器43可配置以分别识别粗符号定时信息以及δfr与c的值。当粗符号定时信息、δfr与c为有效时，可识别该时间信息及载波频率偏移Δf(＝ε*fsub，其中ε＝c*N/M+δfr)。
图5A为图5所示根据本发明的一实施例的粗符号定时检测器41的方框图。参考图5A，粗符号定时检测器41可包括一第一延迟乘积电路411、一第二延迟乘积电路412及一滑动相关器与峰值检测器413。因此，粗符号定时检测器41可运作以作为一差动滑动相关器。第一延迟乘积电路411可配置以提供一信号p*(n)的一第一延迟乘积。其中信号p*(n)为一已知伪随机噪声序列p(n)的共轭复数，n为一范围从0到M-1的整数。第二延迟乘积电路412可配置以提供一来自图4所示的接收器单元32的输出的接收信号r(n)的一第二延迟乘积Mr，1(n)。该第二延迟乘积Mr，1(n)在理想信道环境中可由下列等式表示：
Mr，1(n)＝r(n)r*(n-1)＝x(n)x*(n-1)exp (j2πε/N)
其中，x(n)为发射机中具伪随机噪声序列的保护间隔的相关处理器26的输出信号。如所述等式所示，第二延迟乘积电路412可抵消该载波频率偏移所导致的时间相依线性相位加成效应，因此随后的一滑动相关器的输出峰值不会被该载波频率偏移影响。此功效在一般多路径反射及多路径衰减信道环境中依然成立。在一实施例中，滑动相关器与峰值检测器413可包含一滑动相关器及一峰值检测器，该滑动相关器可针对所述第一及第二延迟乘积的输出执行滑动相关运算，该峰值检测器可在包含一具伪随机噪声序列的保护间隔及一有效正交频分复用符号的一完整正交频分复用符号定时范围内检测来自该滑动相关器的输出峰值的位置。该滑动相关器的输出可包含一信道脉冲响应，其表示多路径信道中各路径的强度及位置。该滑动相关器的输出亦可包含符号定时信息。举例来说，该滑动相关器的输出峰值的位置可代表该粗符号定时(CST)。粗符号定时信息可帮助小数载波频率偏移检测器42计算一小数载波频率偏移的量值。因此，在根据本发明的一实施例中，可在识别小数载波频率偏移前先识别粗符号定时。此外，在粗符号定时检测器41使用差动滑动相关器可帮助通信系统2的发射器端使用非差动调制技术的其他调制技术。与图3所说明及附图的公知技术相较而言，本发明可实施于相对简单的发射机架构中。
图5B为根据本发明的另一实施例的粗符号定时检测器410的方框图。参考图5B，除了，例如一保护电路414可耦接至滑动相关器与峰值检测器413外，粗符号定时检测器410可相似于图5A所说明及附图所示的粗符号定时检测器41。保护电路414可配置以检测自滑动相关器与峰值检测器413输出的连续两个峰值位置间长度是否实质上等于一完整正交频分复用符号的长度。若连续两个峰值位置间长度实质上不等于一完整正交频分复用符号的长度，则丢弃该估计的粗符号定时信息。若连续两个峰值位置间长度实质上等于一完整正交频分复用符号的长度，则将该估计的粗符号定时信息提供至小数载波频率偏移检测器42。
图5C为图5所示根据本发明的一实施例的小数载波频率偏移检测器42的方框图。参考图5C，小数载波频率偏移检测器42可自接收器单元32的输出接收该已接收信号r(n)并可自粗符号定时检测器41接收该估计的粗符号定时信息，小数载波频率偏移检测器42并可基于该估计的粗符号定时信息及该具伪随机噪声序列的保护间隔(GI)的循环延伸特性识别载波频率偏移的小数部份δfr。图5C所示的第三延迟乘积420的输出Mr(n)在理想信道环境中可表示如下：
Mr(n)＝r(n)r*(n-M)＝x(n)x*(n-M)exp(j2πMε/N)
因此，基于该具伪随机噪声序列的保护间隔(GI)的循环延伸特性，Mr(n)可包括一相位为常数(即其相位值不随时间而改变)且相依于该载波频率偏移(ε)的一区段。此一区段的位置可相关于该同步信息，即该粗符号定时信息。此特性在一般多路径反射与多路径衰减信道环境下依然成立。由于相位的范围介于-π与π之间，所检测到的载波频率偏移可被定义为小数载波频率偏移。载波频率偏移的小数部份δfr可由下得出。
δfr＝(1/2π)*(N/M)*arg{Mr(n)}，其中n属于相关于粗符号定时信息的一区域
小数载波频率偏移检测器42可包含一可提供该第三延迟乘积输出Mr(n)的第三延迟乘积电路420、一可增加该常数相位的正确度的移动平均装置421，以及一配置以检测该Mr(n)的一角度的角度检测装置422，该角度即该载波频率偏移的小数部份δfr中的arg{Mr(n)}。该角度arg{Mr(n)}可随后在一乘法器423中被乘以“(1/2π)(N/M)”，进而得出δfr＝(1/2π)(N/M)arg{Mr(n)}。一提取器424可回应来自粗符号定时检测器41的估计的粗符号定时信息提取相关位置的输出当作该载波频率偏移的小数部份δfr的估计值。小数载波频率偏移检测器42可进一步包括一保护电路425以检查一估计的小数载波频率偏移值是否具备输出的条件。若该估计的小数载波频率偏移值不具备输出的条件，则可丢弃该估计的载波频率偏移的小数部份δfr。若该估计的小数载波频率偏移值具备输出的条件，则可提供该估计的载波频率偏移的小数部份δfr至整数载波频率偏移检测器43。在根据本发明的一实施例中，N与M的值等于3870及255，该CFO的小数部份δfr的范围可从-7.41到7.41(单位为次载波间隔)。
图5D为图5所示根据本发明的一实施例的整数载波频率偏移检测器43的方框图。参考图5D，整数载波频率偏移检测器43可包括一第一乘法器47、多个第二乘法器43-1至43-Q、多个彼此平行耦接的滑动相关器44-1至44-Q，以及一峰值检测器45，其中Q为一整数。来自接收器单元32输出的接收信号r(n)可在第一乘法器47处与来自小数载波频率偏移检测器42输出的一相关的线性相位相乘以获得一第一乘积，其可表示为exp(-j*2π*n*δfr/N)。因此，可抵消该接收信号r(n)的一小数载波频率偏移δfr*fsub的效应且可保持一整数载波频率偏移，即c*δint*fsub的效应。各第二乘法器43-1至43-Q可产生该第一乘积与一相位组的一个相乘后得到的一第二乘积，其相位组相关于所有可能的整数载波频率偏移值并可表示为exp(-j*2π*n*δi/N)，其中δi＝(N/M)*i，i为范围从-q至q的一整数(共Q个)，q为一整数且Q＝2*q+1。各滑动相关器44-1至44-Q可针对该信号p*(n)及来自该相应第二乘法器43-1至43-Q的一个的一相应第二乘积的输出执行滑动相关运算。峰值检测器45可自滑动相关器44-1至44-Q的输出挑选出一最大峰值并输出该相应的滑动相关器的索引编号。可自该检测的索引编号获得一整数载波频率偏移的估计值c。再者，整数载波频率偏移检测器43可包括一保护电路46以检查该估计的整数载波频率偏移值c是否具备输出的资格。
q的值可取决于例如N、M、fsub以及初始载波频率偏移的值，其随后可取决于硬件能力或通信系统2的复杂度。给定δint＝N/M＝3780/255＝14.82，fsub＝2KHz，且初始载波频率偏移的范围为自-200KHz至200KHz，q的值可被设定为7。因此，Q的值为15。在一实施例中，假设该接收信号r(n)关联于一例如为-5.3*δint*fsub的载波频率偏移，而图4所示的同步单元34可能不知道该载波频率偏移，该小数CFO，即δfr*fsub＝-0.3*δint*fsub，可被小数载波频率偏移检测器42检测出并在第一乘法器47处被抵消，进而产生一具有整数载波频率偏移(即-5*δint*fsub)效应的接收信号。整数载波频率偏移可在第二乘法器43-1至43-15的第一个即43-1处乘上一第一相位exp(-j*2π*n*δ-7/N)，产生一第一输出相位exp(-j*2π*n*(5-7)*δint/N)。该“非零”的第一输出相位会破坏该伪随机噪声序列的自相关特性。因此滑动相关器44-1至44-15的一第一滑动相关器44-1将输出一强度“接近零”的峰值。
该整数载波频率偏移可同时在第二乘法器43-1至43-15的第二个即43-2处乘上一第二相位exp(-j*2π*n*δ-6/N)，产生一第二输出相位exp(-j*2π*n*(5-6)*δint/N)。该“非零”的第二输出相位会破坏该伪随机噪声序列的自相关特性。因此滑动相关器44-1至44-15的一第二滑动相关器44-2将输出一强度“接近零”的峰值。
该整数CFO可同时在第二乘法器43-1至43-15的第三个即43-3处乘上一第三相位exp(-j*2π*n*δ-5/N)，产生一第三输出相位exp(-j*2π*n*(5-5)*δint/N)。该“为零”的第三输出相位不会破坏该伪随机噪声序列的自相关特性。因此滑动相关器44-1至44-15的一第三滑动相关器44-3将输出一强度“接近一”的峰值。各剩下的滑动相关器44-4至44-15将类似滑动相关器44-1或44-2的方式操作并输出一接近零的峰值。峰值检测器45可随后检测滑动相关器44-1至44-15的最大输出峰值以及其相应的滑动相关器索引编号“-5”。该检测的索引编号“-5”即是整数载波频率偏移的估计值c。因此，当识别出该小数载波频率偏移的值δfr与该整数载波频率偏移的值c时，可识别初始载波频率偏移的值(＝c*δint*fsub+δfr*fsub＝c*(N/M)*fsub+δfr*fsub)。
图5E为根据本发明的另一实施例的一整数载波频率偏移检测器430的方框图。参考图5E，除了仅使用例如第二乘法器43-1至43-Q的一个以及滑动相关器44-1至44-Q的一个外，整数载波频率偏移检测器430可相似于图5D所说明及附图的整数载波频率偏移检测器43。在操作上，该相位组可表示为exp(-j*2π*n*δi/N)，其中-q≤i≤q且q可取决于N、M、fsub及初始载波频率偏移的值，该相位组可依序被提供至整数载波频率偏移检测器430的第二乘法器43-1，且滑动相关器44-1可依此顺序处理该相位组并在每一正交频分复用符号期间输出一个峰值。在Q(＝2*q+1)个正交频分复用符号期间后，峰值检测器45可检测该期间的该最大峰值以及其相应的相位组索引编号i，该索引编号即是一整数载波频率偏移的估计值c。
图6A及6B所示分别为根据一公知方法及本发明的多个实施例在一时变6路径典型都市型(TU6)信道上，在一以不同速度行进的移动终端上针对符号定时检测的平均偏离值与标准误差值的模拟结果的图表。参考图6A，一第一曲线51可表示一车辆上的使用公知方法的终端的速度约180公里/小时的符号定时检测的平均偏离值。一第二曲线52可表示一车辆上的使用公知方法的终端的速度约60公里/小时的符号定时检测的平均偏离值。一第三曲线53可表示根据本发明的一实施例的终端置于速度约180公里/小时的车辆上的符号定时检测的平均偏离值。一第四曲线54可表示根据本发明的另一实施例的终端置于速度约60公里/小时的车辆上的符号定时检测的平均偏离值。从曲线51及52可看出，随着初始载波频率偏移超过大概15KHz(约0.5*δint*fsub)，使用公知方法的符号定时检测的平均偏离值便大幅增加。当初始载波频率偏移自60KHz增加至210KHz，使用公知方法的符号定时检测的平均偏离值更可趋近于大概2000个样本时间。然而，从曲线53及54可看出在载波频率偏移效应下，基本上不会出现显著的符号定时检测的平均偏离值，其表示在基站与终端间振荡器不匹配所导致的载波频率偏移效应可在根据本发明的终端中大量地减小。
参考图6B，一第一曲线61可表示一车辆上的使用公知方法的终端的速度约180公里/小时的符号定时检测的标准误差值。一第二曲线62可表示一车辆上的使用公知方法的终端的速度约60公里/小时的符号定时检测的标准误差值。一第三曲线63可表示根据本发明的一实施例的终端置于速度约180公里/小时的车辆上的符号定时检测的标准误差值。一第四曲线64可表示根据本发明的另一实施例的终端置于速度约60公里/小时的车辆上的符号定时检测的标准误差值。从曲线61及62可看出，随着初始载波频率偏移超过大概15KHz(约0.5*δint*fsub)，使用公知方法的符号定时检测的标准误差值便大幅增加。当初始载波频率偏移自45KHz增加至210KHz，使用公知方法的符号定时检测的标准误差值可趋近于大概1200个样本时间。然而，从曲线63及64可看出基本上不会出现显著的符号定时检测的标准误差值，因为载波频率偏移效应可在根据本发明的终端中大量地减小。
图7所示为根据一公知方法及本发明的多个实施例在一时变6路径典型都市型(TU6)信道上，在一以不同速度行进的移动终端上针对帧定时检测的模拟结果的图表。为评估帧定时检测的效能，可由下式定义一正确检测机率。
正确检测机率＝NFT，CORRECT/NFT，TOTAL
其中NFT，CORRECT为正确帧定时检测的数量且NFT，TOTAL为总帧定时估计的数量。实施帧定时检测的环境可相似于图4所示实施粗符号定时估计的通信系统2。在每个不同的正交频分复用符号中，若其保护间隔内的伪随机噪声序列彼此间为特定循环排列，则当连续三次粗符号定时检测为正确时，其帧定时检测也会是正确的。参考图7，一第一曲线71可表示一车辆上的使用公知方法的终端以速度约180公里/小时行进的正确检测机率。一第二曲线72可表示一车辆上的使用公知方法的终端以速度约60公里/小时行进的正确检测机率。一第三曲线73可表示根据本发明的一实施例的终端置于速度约180公里/小时的车辆上的正确检测机率。一第四曲线74可表示根据本发明的另一实施例的终端置于速度约60公里/小时的车辆上的正确检测机率。如曲线71及72所示，随着初始载波频率偏移超过大概15KHz(约0.5*δint*fsub)，使用公知方法的正确检测机率便大幅下降。然而，关于本发明，曲线74显示正确检测机率不受初始载波频率偏移影响且可维持在约0.83，而曲线73显示正确检测机率不受初始载波频率偏移影响且可维持在约0.62。换句话说，尽管存在一相对大的初始载波频率偏移，本发明仍可在约四个正交频分复用符号的时段中获得该正确帧定时。
在描述本发明的较佳实施例的过程中，说明书将本发明的方法及/或过程表示为特定的步骤序列。然而，在方法或过程不依赖于此处提出的特定步骤次序的情况下，方法或过程不应限于本文所描述的特定步骤序列。本领域技术人员应了解，其他的步骤序列为可行的。因此，说明书中所陈述的特定步骤顺序不应被理解为对申请专利范围的限制。此外，关于本发明的方法及/或过程请求保护的范围不应限于执行所记载顺序的步骤，且本领域技术人员应易于了解序列可加以变化而仍属于本发明的精神及范畴内。
当然，本发明还可有其他多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (22)

1.一种在一通信系统中用于信号同步的方法，其特征在于，该方法包含：
针对一完整正交频分复用符号信号及一伪随机噪声序列执行一第一滑动相关运算以获得符号定时信息；
使用该符号定时信息以识别一小数载波频率偏移；
将该完整正交频分复用符号信号与该小数载波频率偏移的补偿相位项相乘以得到一第一乘积；
将该第一乘积与相关于整数载波频率偏移的补偿项的一相位组的每一相位相乘以得到多个第二乘积；该相位组以exp(-j*2π*n*δi/N)的形式提供，其中δi等于(N/M)*i，N及M分别为一有效的正交频分复用符号及该伪随机噪声序列中样本的数量，i为一范围从-q到q的整数，且q为一整数；
针对该伪随机噪声序列及所述多个第二乘积的一个执行多个第二滑动相关运算以识别多个峰值；以及
通过检测所述多个峰值中一最大值的相对应的一索引编号来识别一整数载波频率偏移。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该第一滑动相关运算包含一差动滑动相关运算。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，该符号定时信息包含一粗符号定时。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多个第二滑动相关运算为同时执行。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多个第二滑动相关运算依序执行。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包含将该完整正交频分复用符号信号的载波频率偏移CFO识别为CFO＝(c*δint+δfr)*fsub，其中c为一整数，δint等于N/M，δfr为一范围从-0.5*δint到0.5*δint的实数，c*δint*fsub被定义为该整数载波频率偏移，δfr*fsub被定义为该小数载波频率偏移，且fsub为一载波间隔，N及M分别为一有效的正交频分复用符号及该伪随机噪声序列中样本的数量。
7.一种在一通信系统中用于信号同步的装置，其特征在于，该装置包含：
配置成针对一完整正交频分复用符号信号及一伪随机噪声序列执行一第一滑动相关运算以获得符号定时信息的一第一检测器；
配置成使用该符号定时信息来识别一小数载波频率偏移的一第二检测器；
配置成提供该完整正交频分复用符号信号与该小数载波频率偏移的补偿相位项相乘后得到的一第一乘积的一第一乘法器；以及
一第三检测器，该第三检测器包含：
配置成提供该第一乘积与关于整数载波频率偏移的补偿项的一相位组的每一相位相乘后得到的一第二乘积组的一第二乘法器组；该相位组以exp(-j*2π*n*δi/N)的形式表示，其中δi等于(N/M)*i，N及M分别为一有效正交频分复用符号及该伪随机噪声序列中样本的数量，i为一范围从-q到q的整数，且q为一整数；
一滑动相关器组，其中每一滑动相关器配置成针对该伪随机噪声序列以及该第二乘积组的一个执行一第二滑动相关运算，该滑动相关器组提供一峰值组；以及
配置成通过检测该峰值组中一最大值的一相对应的索引编号来识别一整数载波频率偏移的峰值检测器。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成提供将该伪随机噪声序列与该伪随机噪声序列的一延迟共轭复数形式相乘的一第一延迟乘积的一第一延迟乘积电路。
9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成提供将该完整正交频分复用符号信号与该完整正交频分复用符号信号的一延迟共轭复数形式相乘的一第二延迟乘积的一第二延迟乘积电路。
10.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成可针对该第一延迟乘积及该第二延迟乘积执行滑动相关运算的一滑动相关器。
11.根据权利要求10所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成检测来自该滑动相关器的两个连续输出的位置间的长度是否与一正交频分复用符号的长度相同的一电路。
12.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该伪随机噪声序列为一已知伪随机噪声序列的共轭复数。
13.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成可检测该符号定时信息是否具有输出资格的一电路。
14.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第二检测器包含配置成可检测该小数载波频率偏移是否具有输出资格的一电路。
15.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，该第三检测器包含配置成可检测该整数载波频率偏移是否具有输出资格的一电路。
16.一种在一通信系统中用于信号同步的装置，其特征在于，该装置包含：
配置成针对一完整正交频分复用符号信号及一伪随机噪声序列执行一第一滑动相关运算以获得一粗符号定时的一第一检测器；
配置成使用该粗符号定时来识别一小数载波频率偏移的一第二检测器；
配置成提供该完整正交频分复用符号信号与该小数载波频率偏移的补偿相位项相乘后得到的一第一乘积的一第一乘法器；以及
一第三检测器，该第三检测器包含：
配置成提供该第一乘积与关于整数载波频率偏移的补偿项的一相位组的一相位依序相乘后得到的一第二乘积的一第二乘法器；该相位组以exp(-j*2π*n*δi/N)的形式表示，其中δi等于(N/M)*i，N及M分别为一有效正交频分复用符号及该伪随机噪声序列中样本的数量，i为一范围从-q到q的整数，且q为一整数
一滑动相关器，该滑动相关器配置成针对该伪随机噪声序列以及该第二乘积执行一第二滑动相关运算，该滑动相关器可依序提供多个峰值；以及
配置成接收与来自该滑动相关器的相位组相关的一峰值组并通过检测所述多个峰值中一最大值的一相对应的索引编号来识别一整数载波频率偏移的一峰值检测器。
17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成提供将该伪随机噪声序列与该伪随机噪声序列的一延迟共轭复数形式相乘的一第一延迟乘积的一第一延迟乘积电路。
18.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成提供将该完整正交频分复用符号信号与该完整正交频分复用符号信号的一延迟共轭复数形式相乘的一第二延迟乘积的一第二延迟乘积电路。
19.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含一可针对该第一延迟乘积及该第二延迟乘积执行滑动相关运算的一滑动相关器。
20.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第一检测器包含配置成可检测该粗符号定时是否具有输出资格的一电路。
21.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第二检测器包含配置成可检测该小数载波频率偏移是否具有输出资格的一电路。
22.根据权利要求16所述的装置，其特征在于，该第三检测器包含配置成可检测该整数载波频率偏移是否具有输出资格的一电路。
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