CN101371538B - 对信道脉冲响应的长度的估计 - Google Patents

Abstract

在用于对OFDM编码信号进行处理的接收器中，其中OFDM编码数字信号借助于每个子载波频率信道中的码元进行传送，其中至少一些所述子载波包含用户数据码元，根据在那些子载波中所接收到的用户数据码元的幅值来对信道频率响应做出初始估计。此后，通过对信道频率响应的初始估计执行逆傅里叶变换来估计信道脉冲响应的相关函数，并且通过对所估计的信道脉冲响应的相关函数中的波峰进行检测来估计信道脉冲响应的长度。

Description

对信道脉冲响应的长度的估计

本发明涉及一种用于对通信系统中的OFDM编码数字信号进行处理的方法以及相应信号处理器。

本发明还涉及一种用于接收OFDM编码信号的接收器以及用于接收OFDM编码信号的移动设备。最后，本发明涉及一种包括有这种移动设备的电信系统。

在诸如地面视频广播系统DVB-T或DVB-H之类的、利用OFDM调制的系统中，本方法可用于得到改善的信道估计并且由此最终改善数据估计。根据本发明的移动设备例如可以是便携式TV接收器、移动电话、个人数字助理(PDA)、或者诸如膝上计算机之类的便携式计算机、或者其任何组合。

在OFDM通信系统中，将要传送的数据调制在具有不同频率的多个子载波信号上。此后接收器必须从这些子载波信号中解调出所传送的数据。所接收到的信号受到从发射器至接收器的无线信道的特性的影响，并且因此为了能够执行该解调，接收器必须使用对信道特性的估计。

信道可以随时间而变，并且因此需要以规则间隔执行信道估计。此外，信道可在所传送信号的不同子载波频率之间变化。基于对子载波子集上的信道频率响应的估计，有可能对其它子载波上的信道频率响应进行估计。

US 6,654,429公开了一种用于导频辅助的信道估计的方法，在该方法中将导频码元(也就是说，具有已知值的码元)插入到位于已知位置的每个传送数据包中以便占据时间-频率空间中的预定位置。也就是说，在特定时间，可以在某些子载波频率处传送导频码元。在其它时间，可以在其它子载波频率处传送导频码元。通过对在传送导频码元的那些时间和频率处所接收到的码元进行检查，有可能以足以可用的精确性来估计出那些时间和频率处的信道频率响应。

未公布的专利申请No.PCT/IB2005/051667描述了一种用于对OFDM编码数字信号进行处理的方法，在该方法中利用作为具有已知值的导频子载波的子载波子集来在若干频率信道中将OFDM编码数字信号作为数据码元子载波进行传送，该方法包括：

对导频子载波处的信道频率响应做出第一估计；以及

利用清理滤波器(cleaning filters)来对导频子载波处的所估计的信道频率响应进行清理。

众所周知的是通过在导频子载波处所获得的信道频率响应之间进行插值可获得其它子载波处的信道频率响应。该插值是利用插值滤波器来执行的。插值滤波器的设计假定信道脉冲响应的有限长度以及某个信道频率响应相关性。

如果信道脉冲响应的长度是已知的，那么可选择正确的清理滤波器和插值滤波器，并且因此可获得更好插值的信道频率响应。

对于接收器内的其它目的而言，具有对信道脉冲响应的长度的良好估计也是有用的。

作者为Chen等人，Vehicular Technology Conference，2003；VTC 2003春天；第57次IEEE半年卷1，2003年4月22-25，第378-382页、名称为″OFDM Timing Synchronization Under Multi-pathChannels″的文档提议了通过利用导频信息来估计出导频子载波处的信道频率响应、此后在所估计的信道频率响应上执行逆傅里叶变换来估计信道脉冲响应中的第一路径。

作者为Zhao等、会刊第47次IEEE Vehicular Technology Conf、Phoenix、USA、1997年5月、第2089-2093页、名称为″ A Novel ChannelEstimation Method for OFDM Mobile Communication Systems Basedon Pilot Signals and T

这些方法的缺点在于，通过利用导频子载波所承载的信息，这些方法实际上对所接收到的数据采样不足，从而由于混叠而无法确定比特定长度更长的信道脉冲响应。

本发明的目的是提供这样一种方法，该方法用于对OFDM编码数字信号进行处理以即使当信道脉冲响应较长时也可获得对信道脉冲响应的长度的良好估计。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于对OFDM编码信号进行处理的方法，其中所述OFDM编码数字信号在多个子载波频率信道中进行传送，该方法包括：

接收在每个所述子载波中包括有码元的OFDM编码信号，其中至少一些所述子载波包括用户数据码元；

根据在所述子载波中所接收到的用户数据码元的幅值来对信道频率响应做出初始估计；

通过在信道频率响应的初始估计上执行逆傅里叶变换来估计信道脉冲响应的相关函数；以及

通过在所估计的信道脉冲响应的相关函数中检查峰值来估计信道脉冲响应的长度。

这优点在于，可获得对信道脉冲响应的长度的精确估计而无需利用导频信号所承载的任何信息。其结果是，不存在对接收数据采样不足的问题，并且可确定更长的信道脉冲响应。

即使当信道长度比插入到OFDM码元中的保护间隔长时，即使存在噪声、码元间干扰、以及多普勒扩展，本发明的实施例也允许获得对信道脉冲响应的长度的可接受的精确估计。

根据本发明的第二方面，提供了一种包括有信道估计器的接收器，其中信道估计器利用根据本发明第一方面的方法来估计信道的长度。

根据对以下描述的阅读可显而易见地得知本发明的进一步目的、特征、以及优点，在以下描述中仅通过示例的方式来参考附图，在附图中：

图1是根据本发明的通信系统的示意图；

图2是用于对根据本发明的通信系统进行更详细说明的框图；

图3说明了移动通信系统中的有用数据当中的导频码元的传输；

图4是说明根据本发明方面的方法的流程图；

图5是说明图4的方法中的步骤结果的标图；

图6是进一步说明图4的方法中的步骤结果的标图；以及

图7是说明图4的方法中的进一步步骤的结果的标图。

本发明将参考图1所示的通信系统进行描述，在图1中从发射器10广播DVB-T(数字视频广播-地面)信号。图1给出了能够接收广播信号的单个接收器20，虽然应该明白的是，在实际系统中预期有大量的能够接收广播信号的这种接收器。

本发明将参考图1所示的通信系统进行进一步描述，在图1中接收器20是这样的便携式设备，该便携式设备能够在发射器10周围的区域中移动的同时接收广播信号。将该系统称为DVB-H(数字视频广播-手提)系统。

如已知的，DVB系统是正交频分多路复用(OFDM)通信系统，在该系统中将要传送的数据调制到具有不同频率的多个(在这种情况下是N个)子载波信号上，其中N可选择为2048、或4196(在DVB-H的情况下)、或8192。此后接收器必须从这些子载波信号中解调出所传送的数据。所接收到的信号受到从发射器至接收器的无线信道的特性的影响，并且因此为了能够执行该解调，接收器必须使用对信道特性的估计。

图2是更详细地说明与对本发明的理解相关的、发射器10和接收器20中的那些部件的示意框图。应当知道的是发射器10和接收器20具有许多其他的特征和部件，这些特征和部件在图2中未示出并且在这里不对它们进行更详细的描述。

在本发明的所说明的实施例中，发射器10采取下述广播发射器的形式，在该广播发射器中，将信号广播到潜在能够接收这些信号的大量接收器。然而，应知道的是，本发明同样适用于其中发射器10将独立的信号发送到相应接收器的状况。

在发射器10之内，将用于在每个OFDM码元时段中在N个子载波上传送的数据码元a₀，a₁，...，a_N-1传到逆数字傅里叶变换(IDFT)块12，以便转换成时间域。如已知的，在一个传统系统中，每个子载波可以携带用户数据、或者导频信息、或者空。在N＝8192的DVB-H系统中，存在6817个包括有用户数据或者导频信息的子载波，同时频带两端处的剩余者是空的子载波。将包含用户数据的子载波称为数据子载波。

将最终产生的信号传到保护间隔(GI)插入块14，其中例如通过对预定数目的样本进行重复来形成保护间隔并且将其作为前缀而加上。将预定数目的样本设置为N的一部分(fraction)。还将数据从并行转换成串行。

将最终产生的信号传到发射天线16以通过无线接口进行传送。

如上所述，接收器20采取下述移动设备的形式，该移动设备例如可以是便携式TV接收器、移动电话、个人数字助理(PDA)、或者诸如膝上计算机这样的便携式计算机、或者其任何组合。

移动设备20具有用于接收信号的天线22，并且在应用于适当模拟接收器电路(未示出)并且进行模数转换之后，将所接收到的信号传到GI清除块24以例如通过清除保护间隔来选择所需数目(N)个样本，并且随后将所选样本从串行转换成并行。

将时域中的最终产生的数据样本传到离散傅里叶变换(DFT)块26，以便转换成频域中的所接收的码元y₀，y₁，...，y_N-1。

本领域普通技术人员应该知道的是所接收到的信号矢量Y(Y是N×1矢量y₀，y₁，...、y_N-1，其中N是子载波数目或者FFT大小)示出了信道对所传送的OFDM码元A(A也是由所传送的数据码元a₀，a₁，...，a_N-1所组成的N×1矢量)的影响，并且将包括添加的噪声W。也就是说：

Y＝H·A+W

其中H是表示信道频率响应的N×N矩阵。

如果该信道是非时变的，那么矩阵H在其主对角线上仅具有非零元素。如果在一个码元时段期间信道是时变的，那么其时变由信道矩阵H的主对角线的非零码元来表示。因为信道是不断变化的，因此信道矩阵随着码元时段的变化而变化。在下文中，将用于特定第n个OFDM码元的信道矩阵H称为H(n)，以强调信道矩阵可随着OFDM码元的变化而变化。

为了能够根据所接收到的码元来确定所传送的码元的值，因此必需使用H(n)的值、即时变信道频率响应。因此将所接收到的频域中的码元y₀，y₁，...，y_N-1传到用于形成信道估计的信道估计块28。

如众所周知的，所接收到的码元以及由信道估计块28所形成的信道估计此后用于形成对构成所传送的OFDM码元的码元的所需估计。

为了允许信道估计块28对信道做出可接受的精确估计，如先前所提到的，将导频码元(即具有已知值的码元)包含在从发射器10传送的信号中。

图3是DVB-H OFDM通信系统中的时频平面的很小部分的图示。也就是说，图3所示平面中的不同垂直位置处的圆圈表示在不同时间所传送的码元，同时图3所示平面中的不同水平位置处的圆圈表示以不同子载波频率传送的码元。

在图3中，实心黑圈表示从发射器20广播的导频码元，同时空心圆圈表示从发射器20广播的数据子载波。

因此，在该说明性示例中，在任何一个OFDM码元时段期间，十二个中的一个子载波包括导频码元。换句话说，在四个时段中的一个OFDM码元时段期间，三个子载波中的一个子载波包括导频码元，同时其它两个子载波不用于包含导频码元。在导频子载波上的信道频率响应此后可用于估计在周围子载波上的信道频率响应。还应当注意的是，在每个OFDM码元时段期间存在包括导频码元的其他子载波(图3未示出)。

图4是用于对估计信道脉冲响应的长度的方法进行说明的流程图。该处理可在信道估计块中执行，以便该方法的结果可用在对从发射器10至接收器20的无线信道的特性进行估计的处理的一部分中。

例如，信道估计处理可包括在利用导频码元所测量的信道特性之间进行插值、以便获得对数据子载波处的信道特性的估计的步骤。可利用插值滤波器来执行这种插值，并且对最适合的插值滤波器的选择取决于信道脉冲响应的长度。

该方法是从下述实现开始进行的，该实现即就是因为在频域中对所传送的数据码元进行独立调制并且具有相等的平均功率，因此它们可用作探测信号(sounding signal)以确定信道脉冲响应的长度。

通过对所接收到的携带用户数据的码元的幅值进行检查，该原理可用于对信道脉冲响应的长度进行估计。然而，在本发明的实施例中，这由于下述事实而变复杂，所述事实即就是虽然也在频域中对导频子载波进行独立调制，但是它们具有比数据子载波更高的平均功率。因此可以进行消除该影响的步骤。

在图4所示过程的步骤40中，在频域中接收码元。也就是说，该系统接收每个频率子载波中的码元的值。如上面参考图3所描述的，将知道在特定码元时段期间，一些子载波是导频子载波，同时其它子载波是数据子载波。

该过程此后转到步骤42，在该步骤42中，在每个子载波处形成对信道频率响应的估计。

如上所述，众所周知的是，导频子载波将平均具有比数据子载波更高的功率。因此，在本发明的实施例中，进行用于使所接收到的信号白噪声化的步骤，也就是说通过对导频子载波进行限幅(de-boosting)来构造所有子载波相等的平均功率。在本发明的优选实施例中，众所周知的是，导频子载波的振幅平均比数据子载波的振幅要高4/3。因此，为了使所接收到的信号白噪声化，将导频子载波的振幅乘以3/4。

虽然信号的振幅取决于要传送的数据而随着子载波的变化而变化，但是这种变化实际上是随机的。因此将子载波的幅值随频率的变化作为对信道频率响应的第一近似。

首先，对于在一个OFDM码元时段期间所接收到的码元y_k＝y₀，y₁，...，y_N-1中的每一个而言，计算平方绝对值|y_k|²，应该注意的是对于空的子载波而言，|y_k|²＝0。

此后，对每个子载波处的信道频率响应的估计如下：

${\left|{\hat{H}}_k\right|}^2=\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}0,k\∈I_{\mathrm{null}}\\ {\left|y_k\right|}^2,k\∈I_{\mathrm{data}}\\ \frac{9}{16}{\left|y_k\right|}^2,k\∈I_{\mathrm{null}}\end{array}\right.\end{array}$

其中H_k是某个OFDM码元的矩阵H的(k，k)元素，I_null、I_data、以及I_pilot分别是特定OFDM码元时段期间的空子载波索引、数据子载波索引、以及导频子载波索引的集合。

此后该过程转到步骤46，在该步骤中，使用这个对信道频率响应的初始估计用于形成对信道脉冲响应的相关性的估计。

特别地，如果由R_hh(τ)来表示信道脉冲响应的相关性，并且由R_hh(i)来表示该相关性的离散时间采样版本，那么可认为g(i)是R_hh(i)的近似，其中g(i)是通过在

上执行逆离散傅里叶变换(IDFT)而获得的。也就是说：

$g\left(i\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_k\right|}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\πjk}}{N}}$

应该注意的是，对于该步骤而言，仅需要执行实数IDFT操作而不是复数IDFT，由此可降低所需的计算次数。此外，当|y_k|²是实信号时，g(i)是赫米特(Hermitian)函数，并且因此仅需计算g(i)的N/2值而不是所有N值。

图5是在使用16-QAM(正交调幅)的一个特定情况下、g(i)的结果值的绝对值对比i的标图，以便说明怎样使用这个对信道脉冲响应的相关函数的估计来形成对信道脉冲响应的长度的估计。特别地，该标图示出了在i＝0的大波峰51，以及在i＝±512的情况下其他两个大波峰52，53。该图案是具有基本上相等功率的两个路径的信道的特征。在具有更多路径的信道的情况下，在g(i)的标图中存在更多波峰。

在通常由参考数字54所示的其它i值处，g(i)的值采用低得多的值，这是由于不同子载波上的信号值之间的叠合相关引起的。

将其它i值处的g(i)的值的级别称为″小变化(grass)″级别，因为其类似于标图中的小变化。

图6是为比较目的而提供的、g(i)的结果值的绝对值对比i的标图，该图6示出了未执行对导频子载波处的码元值进行限幅的步骤而获得的结果。从图6中可以看出，同样有i＝0处的大波峰51和其他两个大波峰52，53，以及在其它i值处存在其他较小波峰55，这是由于导频子载波具有比数据子载波更大的平均功率这样的事实引起的。在该说明性示例中，仍相对容易地区分出大波峰52、53与较小波峰55，并且因此该方法仍可起作用而无需限幅步骤，但是在其他状况下，较小波峰55的存在则使得识别出与用于确定信道脉冲响应长度相关的波峰变得困难。

每个波峰位置表示信道脉冲响应相关中的两个路径之间存在叠合的时移，因此为了确定信道脉冲响应的长度，必须在标图中找到最后的非零值。然而，由于值的叠合相关所引起的小变化的存在意味着严格来说不存在非零值，即使相关函数中的波峰可能是所接收到的信号中的回波的结果也是如此。

因此，为了从图5所示的标图中获得对信道脉冲响应长度的估计，在存在小变化的状况下，必须将每个g(i)的值与阈值g_th进行比较，以便确定当形成对信道脉冲响应长度的估计时要考虑哪些波峰并且不考虑哪些较小波峰。此后可将信道脉冲响应的长度导出为为g(i)的幅值超过了阈值的i的最大值。也就是说：

L_CIR＝max{i∈[0，N-1]|g(i)|≥g_th}

在图4所示的过程的步骤48中，形成了必需的阈值。在本发明的这个实施例中，将阈值g_th做为恒定乘法因数c与小变化的平均级别g_grass的乘积来形成。也就是说，

g_th＝c·g_grass

可以在每个OFDM码元中计算小变化的平均级别的值g_grass，或者可使用预计算的固定值。如果使用预计算的固定值，那么它可以是理论上计算的或者可以是通过平均处理获得的。具体地说，可以假定信道脉冲响应长度不会长于某个值Lmax，并且因此该平均处理可在许多信道和码元实现上为大于Lmax的i值形成|g(i)|的平均值。因为将保护间隔或者循环前缀的长度选为小于信道脉冲响应的长度，因此可以对一些或所有i的值执行平均以便N×CP_ratio＜i＜N/2，其中CP_ratio是与OFDM码元的有用部分的长度成比例的循环前缀的长度，并且由此N×CP_ratio是循环前缀的长度。

或者，更优选的，如果要在每个OFDM码元期间计算小变化的平均级别g_grass，那么再次通过例如对相对较大的i值(以便如上所定义的N×CP_ratio＜I＜N/2)来检查已知作为小变化一部分的g(i)值应当可以进行计算。也就是说，

$g_{\mathrm{grass}}=\frac{1}{\frac{N}{2}-N\·{\mathrm{CP}}_{\mathrm{ratio}}}\underset{i=N\·{\mathrm{CP}}_{{\mathrm{ratio}}^{+1}}}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}\left|g\left(i\right)\right|$

如上所述，将所需阈值g_th形成为乘法因素c与小变化的平均级别g_grass的乘积。乘法因数c例如可以是4或者5，虽然实验上可确定在特定状况下可使用其他值，以便区分作为信道回波的自相关性的一部分的、在g(i)标图中的那些较低波峰与不是信道回波的自相关性的一部分的那些。

图7给出了添加到图5所示标图上的阈值g_th＝c·g_grass。根据图4所示过程的步骤50，此后估计信道脉冲响应长度的值。具体地说，对高于阈值g_th＝c·g_grass的g(i)的标图中的每个波峰进行检查。

如上所述，在图5和7中，g(i)的标图中存在两个重要波峰52、53。在这种情况下，相对于从发射器至接收器的直达路径的长度而言，这些波峰距i＝0的大波峰51的距离(即会出现波峰处的i值)是会引起波峰的回波的长度的度量。更一般而言，最后波峰距最大波峰的距离是信道长度的度量，并且因此通过对超过阈值的所有波峰当中的、在最大i值出现的波峰进行检查，可获得信道脉冲响应的总长度L_CIR。也就是说，如上所述：

L_CIR＝max{i∈[0，N-1]|g(i)|≥g_th}

因此，在图7中所说明的，在i＝±512处出现了两个大波峰52、53并且没有其它波峰超过阈值的情况下，可估计出信道脉冲响应的长度是512个OFDM时间样本。

因此描述了用于形成对信道脉冲响应长度的估计的方法。

在本发明的进一步实施例中，在多个OFDM码元时段期间而不是仅在一个OFDM码元时段时间执行对信道频率响应的估计(其在上面参考图4过程中的步骤42进行描述，并且在如上参考图4过程中的步骤46所描述的形成对信道脉冲的相关函数的估计中使用)。

具体地说，为了形成对信道频率响应的估计，不是利用一个码元时段中的数据子载波的绝对值的平方|y_k|²，而是该过程使用M个数目的OFDM码元时段上的|y_k|²的平均值。优选地，M＝4或者4的倍数。

多个OFDM码元时段上的平均值具有降低g(i)的标图中的″小变化″的级别这样的优点，并且因此当最后的波峰具有低幅值时，较容易准确地估计出信道长度。

此外，如果M＝4或者4的倍数，那么在该说明性示例中，对导频子载波的限幅变得很容易。具体地说，如图3所示，在该说明性示例中，在具有四个连续OFDM码元时段的每个块中，三分之一的子载波包括一个导频码元，并且不必知道这四个OFDM码元时段的哪一个是传送导频码元的一个。

因此，对于f＝k·f_s而言，其中fs是子载波间隔，根据|y_k|²在M个数目的OFDM码元时段上的平均值来计算上述由

所表示的、对所有子载波的信道频率响应|H(f)|²的估计，其中M＝4或者4的倍数。

在这种情况下，通过在该阶段执行补偿可实现导频限幅的效果，而无需知道在任何特定OFDM码元时段期间哪个子载波实际上是导频子载波。在说明性示例中，如上所述，存在总是空的子载波索引I_null、总是包含数据的子载波索引I_{all_data}、总是包含导频的子载波索引I_{all_piiot}、以及在四分之一的码元期间包含导频的子载波索引I_{some_pilot}。必须对导频的幅值限幅3/4，从而具有需要对这些导频的功率限幅9/16的结果。因此，如下可获得对信道频率响应的限幅估计

${\left|{\hat{H}}_k\right|}^2=\left\{\begin{array}{cc}0,& k\∈I_{\mathrm{null}}\\ \frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2,& k\∈I_{\mathrm{all}\_\mathrm{data}}\\ \frac{9}{16}\·\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2& k\∈I_{\mathrm{all}\_\mathrm{pilot}}\\ {(\frac{3}{4}\·1+\frac{1}{4}\·\frac{16}{9})}^{-1}\·\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2,& k\∈I_{\mathrm{some}\_\mathrm{pilot}}\end{array}\right.$

所属技术领域的专业人员显而易见的是，对导频子载波的安排不同或者导频子载波的功率与数据子载波的功率相差一些不同因数的系统而言，那么可应用不同加权。

实际上如上参考图4所示过程的步骤46所描述，利用对信道频率响应的这个估计

可获得g(i)的标图。因此：

$g\left(i\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_k\right|}^2{e}^{j\frac{2\mathrm{\πik}}{N}}$

如前，g(i)的这个标图可用于形成对信道脉冲响应长度的估计。

因此描述了用于对所接收到的信号进行处理以形成对信道脉冲响应长度的估计的进一步方法。

在本发明的范围之内，可做出对所述方法的进一步修改。

例如，在执行上述方法的过程中，存在这样的可能性，即选择在形成阈值g_th的过程中所使用的乘法因数c会将由于空的子载波所引起的旁瓣错误地确定为在估计信道脉冲响应的长度时应考虑的波峰。

为了降低该可能性，有利地是，将非直方窗口函数应用于逆离散傅里叶变换(IDFT)的输入，以便抑制g(i)中的波峰周围的旁瓣的g(i)值。这在不管是否已对信道频率响应的估计进行了限幅与否以对导频码元的效果进行处理都是可应用的，但是下面对将窗口函数应用于信道频率响应的经限幅且经平均的估计

的情况进行了说明。因此，信道频率响应的窗口估计是：

${\left|{\hat{H}}_k\right|}^2=\left\{\begin{array}{cc}0,& k\∈I_{\mathrm{null}}\\ w(k-N/2)\·\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2,& k\∈I_{\mathrm{all}\_\mathrm{data}}\\ w(k-N/2)\·\frac{9}{16}\·\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2,& k\∈I_{\mathrm{all}\_\mathrm{pilot}}\\ w(k-N/2)\·{(\frac{3}{4}\·1+\frac{1}{4}\·\frac{16}{9})}^{-1}\·\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|y_{k,m}\right|}^2,& k\∈I_{\mathrm{some}\_\mathrm{pilot}}\end{array}\right.$

对于整数n，并且窗口函数优选为是三角形窗：

$w\left(n\right)=1-\frac{\left|n\right|}{\frac{K_{\max }}{2}+1}$

或者翰氏窗(Hann)窗：

$w\left(n\right)=0.5(1+\cos \left(\frac{2\mathrm{n\π}}{K_{\max }}\right))$

其中(K_max+1)是数据子载波的数目。

在上面的描述中，|g(i)|的函数用于形成对信道脉冲响应长度的估计，其中|g(i)|已经通过在

上执行逆离散傅里叶变换(IDFT)而获得。然而，如果代之以使用|g(i)|²的函数以形成对信道脉冲响应长度的估计，那么可使用简化计算，因为这可以是更直接地从IDFT操作中获得的。

在这种情况下：

L_CIR＝max{i∈[0，N-1]     |g(i)|²≥g_th，1}

并且可将阈值形成为g_th，1＝c1·g_grass，1，其中：

$g_{\mathrm{grass},1}=\frac{1}{\frac{N}{2}-N\·{\mathrm{CP}}_{\mathrm{ratio}}}\underset{i=N\·{\mathrm{CP}}_{\mathrm{ratio}}+1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|g\left(i\right)\right|}^2$

当使用|g(i)|²时，仍可按照与上述相同的方式来执行平均和开窗操作。

在上述方法的进一步改进中，通过与两个阈值的比较，可根据|g(i)|或者|g(i)|²来形成对信道脉冲响应长度的估计。

具体地说，在一个实施例中，将根据数据的随机性来计算阈值的第一阈值处理方法与根据信道相关性本身的特征来计算阈值的第二阈值处理方法相结合。

可将第一阈值处理方法概括如下(不管是否还应用了第二阈值处理方法)：

L_CIR，1＝max{i∈[0，N-1]f₁|g(i)|≥g_t，1}

f(g(i))例如可以是|g(i)|或|g(i)|²或者|g(i)|或|g(i)|²的任何函数并且g_t，1是由如下所确定的第一阈值：

g_t，1＝f₂(g(i₁)，...g(i_k))       i₁，...，i_k∈I_g

其中I_g是与仅有小变化的区域相对应的索引集。该第一阈值具有使在小变化中检测波峰的概率最小化的目的，并且由此有可能获得过大的信道长度值。

函数f₂可以是f₁的L范数(norm)，例如可以是L1范数或者L2范数：

$f_2^{\left(1\right)}(g\left(i_1\right),...,g\left(i_K\right))=c_1\·\underset{i\∈I_g}{\mathrm{\Σ}}\left|f_1\left(g\left(i\right)\right)\right|$

或者

$f_2^{\left(2\right)}(g\left(i_1\right),...,g\left(i_K\right))=c_2\·\sqrt{\underset{i\∈I_g}{\mathrm{\Σ}}{\left|f_1\left(g\left(i\right)\right)\right|}^2}$

还应用了第二阈值处理方法，并且这是按照通用形式可写为：

L_CIR，2＝max{i∈[0，N-1]    f₃(g(i))≥g_t，2}

f₃(g(i))可以与f(g(i))相同或者它可不同。例如，f₃(g(i))可以是|g(i)/|g(0)|。

按照下述方式来确定第二阈值g_t，2，所述方式即就是最小化对旁瓣进行检测的概率或者最大化对包含有99％(或者诸如99.9％之类的其它比例)的总信道能量的信道长度进行检测或估计的概率。如上参考第一阈值所述，第二阈值可以是固定阈值(例如实验上确定的)或者可以是动态实时计算的。

当已应用了两个阈值处理方法二者时，可从以下获得对信道脉冲响应长度的最终估计：

L_CIR＝min(L_CIR，1，L_CIR，2)

如果f₃(g(i))与f₁(g(i))相同，那么可按照不同方式执行阈值处理。而不是确定信道脉冲响应长度的两个值并且此后采用该两个值中的较小者，而是可找到这两个阈值中的最大者并且此后根据该最大阈值得到信道脉冲响应的长度。因此：

g_t，max＝max{g_t，1，g_t，2}

并且：

L_CIR＝max{i∈[0，N-1]f₁|g(i)|≥g_t，max}

因此描述了一种可提供精确估计的、对信道脉冲响应的长度进行估计的方法，该方法即使当信道长度比可用保护间隔长时也估计出信道脉冲响应的长度。

Claims (14)

1.一种用于对OFDM编码信号进行处理的方法，其中在多个子载波信道中对所述OFDM编码信号进行传送，该方法包括：

接收在每个所述子载波中包括码元的OFDM编码信号，其中至少一些所述子载波包括用户数据码元；

根据在所述子载波中接收到的用户数据码元的幅值来形成对信道频率响应的初始估计；

通过在信道频率响应的初始估计上执行逆傅里叶变换来估计出信道脉冲响应的相关函数；以及

通过对所估计的信道脉冲响应的相关函数中的波峰进行检查来估计出信道脉冲响应的长度。

2.如权利要求1所述的方法，其中至少一些所述子载波包含导频数据码元，所述导频数据码元平均起来具有比所述用户数据码元更大的幅值，该方法包括：

通过对导频数据码元进行限幅来使所接收到的信号后白噪声化；以及

根据用户数据码元的幅值以及经限幅的导频数据码元的幅值来形成对信道频率响应的初始估计。

3.如权利要求2所述的方法，其中所述对所接收到的信号进行后白噪声化的步骤包括将导频数据码元乘以常数因子。

4.如任何一个先前权利要求所述的方法，其中所述对信道脉冲响应的长度进行估计的步骤包括通过将所估计的信道脉冲响应的相关函数与阈值进行比较来对所估计的信道脉冲响应的相关函数中的波峰进行检测。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述阈值是通过以下形成的：

选择预期无回波影响的信道脉冲响应的相关函数的至少一个区域；

在所述至少一个区域中形成所述相关函数的平均值；以及

将所述阈值形成为所述平均值的倍数。

6.如权利要求5所述的方法，其中将所述阈值形成为若干OFDM码元上的平均值。

7.如权利要求5所述的方法，其中所述阈值是预计算的阈值。

8.如权利要求1-3中任何一个所述的方法，其中所述估计信道脉冲响应的相关函数的步骤包括：

形成在一个码元时段中所接收的码元的绝对值的平方；以及

在该绝对值平方上执行逆傅里叶变换。

9.如权利要求1至3任何一个所述的方法，其中所述对信道脉冲响应的相关函数进行估计的步骤包括：

形成在多个码元时段中所接收到的码元的绝对值平方的平均值；以及

在平均的绝对值平方上执行逆傅里叶变换。

10.如权利要求1-3中任何一个所述的方法，还包括在对所述信道频率响应的估计执行逆傅里叶变换之前向所述信道频率响应的估计应用窗口函数。

11.如权利要求10所述的方法，其中所述窗口函数是非自方的。

12.如权利要求11所述的方法，其中所述窗口函数是三角形。

13.一种用于对OFDM编码信号进行处理的接收器，其中所述OFDM编码信号在多个子载波频率信道中进行传送，该接收器包括：

装置，用于根据在所述子载波中接收到的用户数据码元的幅值来形成对信道频率响应的初始估计；

装置，用于通过在信道频率响应的初始估计上执行逆傅里叶变换来估计出信道脉冲响应的相关函数；以及

信道估计器，该信道估计器适于通过对所估计的信道脉冲响应的相关函数中的波峰进行检查来估计信道脉冲响应的长度。

14.一种通信设备，该通信设备包括如权利要求13所述的接收器。

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