CN1822576A - 一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法，属于无线通信技术领域。首先接收射频发送信号并进行下变频和采样，成为基带接收信号；利用训练序列的周期性，估计出码元周期倒数的小数倍的频偏；根据实际系统的频偏范围确定码元周期倒数的整数倍频偏的取值可能，根据每种假设可能的频偏对接收信号进行频偏补偿，然后和本地序列进行滑动相关，根据所有相关值的最大值来确定频偏的估计值以及时间的同步位置，从而实现时频联合同步。本发明提出的短程无线网络中的时频同步方法，降低了时间和频率同步时的计算量，使接收机具有更低的功耗。

Description

一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法

技术领域

本发明涉及一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法，尤其涉及短程无线网络中的时间同步和频率同步方法，属于无线通信技术领域。

背景技术

现代的无线网络通信多是分组传输的，即收发信机之间每次只传输一个数据包，在每一次数据传输开始之前收发信机之间都要进行时间和频率同步。在基于扩频的系统里，时间同步应找到扩频序列的边界，以及序列中每个元素对应脉冲的最佳采样时刻。而频率同步是使接收端和发射端的载波频率保持一致，以消除频率偏移对数据解调的影响。因此，时频同步是现代无线网络通信系统中非常关键的两个问题。

在基于扩频的系统里，扩频序列一般都具有良好的自相关特性，通过使用已知的扩频序列作为接收机本地的参考信号，常规的时间同步可以靠接收信号和接收机本地的参考信号之间做滑动相关来完成。当接收信号中的扩频序列和参考信号中的扩频序列对齐时，相关值会表现出一个峰值，而在其它情况下，相关值接近于零。但是，当接收信号中存在较大的频偏时，接收信号和接收机本地参考信号的滑动相关值会受到很大影响，在某些频偏下，即使接收信号中的扩频序列和参考信号中的扩频序列对齐时，相关值也接近于零。接收信号中出现这么大的频偏主要是因为短程无线网络的发射机和接收机上都使用低造价的晶体振荡器，这种振荡器的偏差可以达到±40ppm，对于工作在900MHz频段的系统来讲，这么大的偏差可以造成72KHz的频率偏移，如果一个扩频序列的周期是16μs，则意味着在这一个周期里频偏造成的相位偏差达到了±2.304π。

为了能够使用滑动相关的方法完成时间同步，需要先估计出频偏的大小并根据估计值对接收信号予以校正。前后差分是频偏估计中常用的一种方法，它利用接收信号中前同步头处扩频序列的周期性，相隔一个扩频序列周期对前后两个采样点进行差分，即后一个点乘以前一个点的共轭，以去掉接收信号中扩频序列本身的相位，只留下频偏造成的相位差，从而估计出频偏的值。但是，因为相位估计的区间是-π～π，所以这种方法只能估计出-1/2T_s～1/2T_s之间的频偏，这里T_s是扩频序列的周期。对于超出这一范围的频偏，传统的全球定位系统使用时频二维搜索的方法，在时域和频域分别进行滑动相关，根据所有相关值中的峰值估计时间和频率的同步点，这种方法实现时频同步相对较为准确，但是计算量太大。

发明内容

本发明的目的是提出一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法，在接收方法中，利用训练序列的周期重复特性，首先估计出一部分频偏，然后再对接收信号进行假设检验和滑动相关，得到剩余部分的频偏和时间同步位置，实现时频同步，以降低大频偏下时频同步的计算量。

本发明提出的短程无线网络中接收数据的时频同步方法，包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频处理，并以周期T采样，得到基带数字接收信号，取基带数字接收信号中连续两段长度为N的接收序列，分别记为R₁、R₂，其中N＝T_s/T，T_s为基带数字接收信号的码元的时间周期，T为采样周期；

(2)对上述两个接收序列进行共轭相关，得到共轭相关值 $\mathrm{\ρ}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_2\left[n\right]R_1^{*}\left[n\right],$ 并根据该共轭相关值的相位得到1/T_s小数倍的频偏 $\mathrm{\Δf}=\frac{\∠\mathrm{\ρ}}{2\mathrm{\π}{T}_s},$ 其中∠·表示求角运算；

(3)根据上述频偏Δf，对上述接收序列中的R₁进行频偏补偿，得到补偿后的接收序列R₁’，R₁’[n]＝R₁[n]exp{-j2πΔfnT}(n＝0，1，…，N-1)；

(4)对接收序列R₁’进行1/T_s整数倍的频偏补偿，设每次补偿的频偏为1/T_s的k倍，k的确定方法为：根据系统中的最大频偏f_max，计算k的最大取值

其中

表示向下取整，当Δf≥0时，k取[(-k_max-1)～k_max]中的整数，当Δf＜0的时候，k取[-k_max～(k_max+1)]中的整数，得到k值后，补偿的频偏值为k/T_s，补偿频偏后得到R_k[n]＝R₁’[n]exp{-j2πkn/N}(n＝0，1，…，N-1)；

(5)将上述的R_k分别与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行步长为整个码片周期T_c的滑动相关，得到与k的取值个数相对应的多组滑动相关值 ${\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-m](m=\mathrm{0,1},\·\·\·,T_s/T_c-1),$ 从每组滑动相关值中找出最大值 ${\mathrm{\ρ}}_k=\arg \underset{{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\},$ 以及与该最大值ρ_k相对应的同步位置 $I_k=\arg \underset{m}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\};$

(6)将上述多个ρ_k进行比较，得到与最大的ρ_k对应的k值，记为M，则与上述M相对应的相关值为ρ_M，同步位置为I_M，频偏为M/T_s，频偏补偿后序列为R_M；

(7)根据上述得到1/T_s的整数倍频偏M/T_s和小数倍频偏Δf，得到系统频偏f＝Δf+M/T_s，实现频率同步，将上述得到的I_M确定为时间同步位置，实现时间同步。

上述数据接收时频同步方法，还可以包括：对上述频偏补偿后的序列R_M在同步位置I_M的左、右各间隔半个码片期的位置与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行相关，得到两个相关值 ${\mathrm{\ρ}}_{M-1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}+\frac{T_c}{2T}]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_{M+1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}-\frac{T_c}{2T}],$ 将ρ_M-1、ρ_M+1和ρ_M进行比较，将与其中的最大值相对应的位置确定为时间同步位置。

本发明提出的短程无线网络中接收数据的时频同步方法，具有以下优点：

(1)本发明方法使用有限次滑动相关代替已有技术的二维搜索，降低了时频同步的复杂度；

(2)本发明方法的时间同步是通过接收序列与本地序列进行相关实现的，因此不存在噪声放大的问题，提高了同步的准确性；

(3)本发明方法的频偏估计是通过解扩过程实现的，最大程度地合并了接收信号的能量，有效地提高了信噪比，提高了频偏估计的准确性；

(4)本发明方法还提出了在间隔整个码片周期T_c滑动相关的基础上，在相关最大值的左右进行半个码片周期T_c的相关，这样可以将同步误差绝对值从半个码片周期减小为四分之一个码片周期，只需要增加较少的计算量就可以显著地提高时间同步性能。

附图说明

图1本发明方法的流程框图。

图2补偿的频偏k/T_s和系统真实的1/T_s整数倍的频偏相同时的滑动相关值图。

图3补偿的频偏k/T_s和系统真实的1/T_s整数倍的频偏不同时的滑动相关值图。

具体实施方式

本发明提出的短程无线网络中的数据接收时频同步方法，其流程框图如图1所示，首先接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频处理，并以周期T采样，得到基带数字接收信号，取基带数字接收信号中连续两段长度为N的接收序列，分别记为R₁、R₂，其中N＝T_s/T，T_s为基带数字接收信号的码元的时间周期，T为采样周期；对上述两个接收序列进行共轭相关，得到共轭相关值 $\mathrm{\ρ}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_2\left[n\right]R_1^{*}\left[n\right],$ 并根据该共轭相关值的相位得到1/T_s小数倍的频偏 $\mathrm{\Δf}=\frac{\∠\mathrm{\ρ}}{2\mathrm{\π}{T}_s},$ 其中∠·表示求角运算；根据上述频偏Δf，对上述接收序列中的R1进行频偏补偿，得到补偿后的接收序列R₁’，R₁’[n]＝R₁[n]exp{-j2πΔfnT}(n＝0，1，…，N-1)；对接收序列R₁’进行1/T_s整数倍的频偏补偿，设每次补偿的频偏为1/T_s的k倍，k的确定方法为：根据系统中的最大频偏f_max，计算k的最大取值

其中

表示向下取整，当Δf≥0时，k取[(-k_max-1)～k_max]中的整数，当Δf＜0的时候，k取[-k_max～(k_max+1)]中的整数，得到k值后，补偿的频偏值为k/T_s，补偿频偏后得到R_k[n]＝R₁’[n]exp{-j2πkn/N}(n＝0，1，…，N-1)；将上述的R_k分别与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行步长为整个码片周期T_c的滑动相关，得到与k的取值个数相对应的多组滑动相关值 ${\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-m](m=\mathrm{0,1},\·\·\·,T_s/T_c-1),$ 从每组滑动相关值中找出最大值 ${\mathrm{\ρ}}_k=\arg \underset{{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\},$ 以及与该最大值ρ_k相对应的同步位置 $I_k=\arg \underset{m}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\};$ 将上述多个ρ_k进行比较，得到与最大的ρ_k对应的k值，记为M，则与上述M相对应的相关值为ρ_M，同步位置为I_M，频偏为M/T_s，频偏补偿后序列为R_M；根据上述得到1/T_s的整数倍频偏M/T_s和小数倍频偏Δf，得到系统频偏f＝Δf+M/T_s，实现频率同步，将上述得到的I_M确定为时间同步位置，实现时间同步。

上述数据接收时频同步方法中，还可以对上述频偏补偿后的序列R_M在同步位置I_M的左、右各间隔半个码片周期的位置与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行相关，得到两个相关值 ${\mathrm{\ρ}}_{M-1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}+\frac{T_c}{2T}]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_{M+1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}-\frac{T_c}{2T}],$ 将ρ_M-1、ρ_M+1和ρ_M进行比较，将与其中的最大值相对应的位置确定为时间同步位置。

下面结合附图和实施例详细介绍本发明的方法。

本发明提出的短程无线网络中的数据接收时频同步方法如图1所示，首先对接收信号进行下变频处理和采样，采样周期T取码片周期T_c的一半。在IEEE802.15.4b标准中规定了码元周期T_s是码片周期T_c的16倍，因此每个周期的码元信号采样得到N＝T_s/T＝32个采样点，取基带数字接收信号中连续两段长度为N的接收序列，分别记为R₁、R₂。对R₁和R₂进行共轭相关，得到共轭相关值 $\mathrm{\ρ}=\underset{n=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{R}_2\left[n\right]R_1^{*}\left[n\right],$ 通过对ρ取角得 $\mathrm{\Δf}=\frac{\∠\mathrm{\ρ}}{2\mathrm{\π}{T}_s}.$ 再对R₁进行频偏为Δf的频偏补偿，得到补偿后的接收序列R₁’，R₁’[n]＝R₁[n]exp{-j2πΔfnT}(n＝0，1，…，31)。在对R₁’进行L种频偏为k/T_s的频偏补偿之前，首先需确定k的个数L和k的取值k₁，k₂，…，k_L。若系统中的最大频偏f_max＝72KHz，IEEE802.15.4b标准中规定码元周期T_s＝16μs，k的最大取值

当前面得到的Δf≥0时，k取[-2～1]中的整数[-2，-1，0，1]，当Δf＜0的时候，k取[-1～2]中的整数[-1，0，1，2]。无论Δf的正负，k的个数L都为4。然后根据得到的L＝4个k值k₁，k₂，k₃，k₄分别对R₁’进行频偏为k/T_s的频偏补偿，补偿频偏后的序列记为R_k，R_k[n]＝R₁’[n]exp{-j2πkn/N}(n＝0，1，…，31，k∈{k₁，k₂，k₃，k₄})。将R_k分别与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行步长为整个码片周期T_c的滑动相关，得到4组滑动相关值 ${\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]=\underset{n=0}{\overset{31}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-m](m=\mathrm{0,1},\·\·\·,15,$ k∈{k₁，k₂，k₃，k₄})，从每组滑动相关值中找出最大值 ${\mathrm{\ρ}}_k=\arg \underset{{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\}$ (k∈{k₁，k₂，k₃，k₄})，以及与该最大值ρ_k相对应的同步位置 $I_k=\arg \underset{m}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\}$ (k∈{k₁，k₂，k₃，k₄})。将得到的四个ρ_k进行比较，得到与最大的ρ_k对应的k值，记为M，则与上述M相对应的相关值为ρ_M，同步位置为I_M，频偏为M/T_s，频偏补偿后序列为R_M。根据得到1/T_s的整数倍频偏M/T_s和小数倍频偏Δf，得到系统频偏f＝Δf+M/T_s，实现频率同步，将上述得到的I_M确定为时间同步位置，实现时间同步。对上述频偏补偿后的序列R_M在同步位置I_M的左、右各间隔半个码片周期的位置与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行相关，得到两个相关值 ${\mathrm{\ρ}}_{M-1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}+\frac{T_c}{2T}]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_{M+1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}-\frac{T_c}{2T}],$ 将ρ_M-1、ρ_M+1和ρ_M进行比较，将与最大值相对应的位置确定为时间同步位置，这样可以将同步误差绝对值从半个码片周期减小为四分之一个码片周期。

在上面进行的4种频偏k/T_s补偿中，必然存在一种频偏k/T_s(k∈{k₁，k₂，k₃，k₄})和系统真实的1/T_s整数倍的频偏相同，其余三种频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏不同，图2给出了补偿频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏相同时的滑动相关特定，图3给出了补偿频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏相同时的滑动相关特定。图2和图3中Δk表示补偿频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏中k的取值的差值，由于k取[-1～2]或[-2～1]中的整数，因此Δk为[-3～3]中的整数。图2中，补偿频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏相同，|Δk|＝0，从相关特性可见，此时可以得到相关峰值。图2中，补偿频偏和系统真实的1/T_s整数倍的频偏不相同，|Δk|＝1，2，3，从图中给出的3组相关值可见，此时任意一组补偿频偏后的序列和本地序列进行滑动相关，都无法获得相关峰值，因此可以通过最大的相关值确定系统1/T_s整数倍的频偏，根据相关峰值对应的同步位置可以实现时间同步。

Claims (2)

1、一种短程无线网络中接收数据的时频同步方法，其特征在于该方法包括以下各步骤：

(1)接收短程无线网络中发送的射频信号，进行下变频处理，并以周期T采样，得到基带数字接收信号，取基带数字接收信号中连续两段长度为N的接收序列，分别记为R₁、R₂，其中N＝T_s/T，T_s为基带数字接收信号的码元的时间周期，T为采样周期；

(2)对上述两个接收序列进行共轭相关，得到共轭相关值 $\mathrm{\ρ}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_2\left[n\right]R_1^{*}\left[n\right],$ 并根据

该共轭相关值的相位得到1/T_s小数倍的频偏 $\mathrm{\Δf}=\frac{\∠\mathrm{\ρ}}{2{\mathrm{\πT}}_s},$ 其中∠·表示求角运算；

(3)根据上述频偏Δf，对上述接收序列中的R₁进行频偏补偿，得到补偿后的接收序列R₁′，R₁′[n]＝R₁[n]exp{-j2πΔfnT}(n＝0，1，…，N-1)；

(4)对接收序列R₁′进行1/T_s整数倍的频偏补偿，设每次补偿的频偏为1/T_s的k倍，k的确定方法为：根据系统中的最大频偏f_max，计算k的最大取值

其中

表示向下取整，当Δf≥0时，k取[(-k_max-1)～k_max]中的整数，当Δf＜0的时候，k取[-k_max～(k_max+1)]中的整数，得到k值后，补偿的频偏值为k/T_s，补偿频偏后得到R_k[n]＝R₁′[n]exp{-j2πkn/N}(n＝0，1，…，N-1)；

(5)将上述的R_k分别与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行步长为整个码片周期T_c的滑动相关，得到与k的取值个数相对应的多组滑动相关值 ${\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-m]$ (m＝0，1，…，T_s/T_c-1)，从每组滑动相关值中找出最大值 ${\mathrm{\ρ}}_k=\arg \underset{{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\},$ 以及与该最大值ρ_k相对应的同步位置 $I_k=\arg \underset{m}{\max }\left\{\right|{\mathrm{\γ}}_k\left[m\right]\left|\right\};$

(6)将上述多个ρ_k进行比较，得到与最大的ρ_k对应的k值，记为M，则与上述M相对应的相关值为ρ_M，同步位置为I_M，频偏为M/T_s，频偏补偿后序列为R_M；

(7)根据上述得到1/T_s的整数倍频偏M/T_s和小数倍频偏Δf，得到系统频偏f＝Δf+M/T_s，实现频率同步，将上述得到的I_M确定为时间同步位置，实现时间同步。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：对上述频偏补偿后的序列R_M在同步位置I_M的左、右各间隔半个码片周期的位置与短程无线网络中基带数字本地信号的码元序列S进行相关，得到两个相关值 ${\mathrm{\ρ}}_{M-1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}+\frac{T_c}{2T}]$ 和 ${\mathrm{\ρ}}_{M+1}=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{R}_k\left[n\right]S^{*}[n-\frac{I_M{T}_c}{T}-\frac{T_c}{2T}],$ 将ρ_M-1、ρ_M+1和ρ_M进行比较，将与其中的最大值相对应的位置确定为时间同步位置。

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