CN102271110A - Ofdm接收同步装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种OFDM接收同步装置，包括帧同步模块、载波频率同步模块以及符号同步模块，所述帧同步模块包括第一延时自相关单元、64点平均单元、复数求模单元以及帧检测单元；所述频率同步模块包括第二延时自相关单元、16点平均单元、频偏估计单元以及频偏纠正单元，所述符号同步模块包括互相关单元。采用本发明，在提高接收精确度的同时降低了算法的复杂度以及硬件的实现难度，实现了OFDM接收端的低功耗和低延时。

Description

OFDM接收同步装置

技术领域

本发明涉及OFDM(正交频分复用，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)技术应用领域，尤其涉及一种OFDM接收同步装置

背景技术

由于OFDM系统子载波之间的是相互正交的，这样虽然提高了频谱利用率，但是也带来新的问题，相对于单载波通信而言，具有容易受频率偏差的影响，这样对子载波之间的正交性提出了非常严格的要求，无论是无线信道中的频谱偏移，还是发送机与接收机的晶振间的频率偏差以及A/D和D/A的采样频率偏差都会造成子载波正交性的破坏，从而导致信道间的干扰(ICI)，那么在接收端的数据不能够可靠的恢复出来，从而降低了整个系统的性能，因此需要精准的同步来保证系统的性能。OFDM接收机中的同步包括载波频率同步、符号同步和采样频率同步。OFDM同步方法分为数据辅助同步算法和盲同步方法。

数据辅助同步算法需要插入训练序列，降低了数据的传输效率，但是这类方法有估计精度高且计算辅复杂度较低的优点，利用两个OFDM符号做训练序列进行的时间和频率同步，第一个符号的前一半和后一半相同，可用于时间同步和频率精同步，利用前后两个符号的关系进行频率粗同步。该同步方法缺点是时间同步的目标函数比较平坦，同步精度不够。虽然算法复杂度低，但是效果不是很理想。

盲同步方法不需要额外的数据作为训练序列，具有带宽效率高的优点，但是盲同步方法一般计算复杂度较高。盲同步方法有Van de Beek提出的利用循环前缀的时间和频率同步方法，由于循环前缀是用于抗多径时延扩展的，利用它作同步不需要增加新的开销，这样就提高了系统的效率，但是缺点是频率偏移估计范围不超过半个子载波的间隔，且在多径衰落信道下时间同步不很精确。

发明内容

本发明实施例所要解决的技术问题在于，提供一种OFDM接收端同步装置。可在相对简单的算法复杂度和较易实现的硬件配置上实现精确的同步。

为了解决上述技术问题，本发明实施例提供了一种OFDM接收同步装置，包括帧同步模块、频率同步模块以及符号同步模块，所述帧同步模块包括第一延时自相关单元、64点平均单元、复数求模单元以及帧检测单元；所述频率同步模块包括第二延时自相关单元、16点平均单元、频偏估计单元以及频偏纠正单元，所述符号同步模块包括互相关单元。

其中，所述第一延时自相关单元及所述第二延时自相关单元包括延时单元、共轭单元及复数乘法器。

所述第一延时自相关单元中所述延时单元为延时64单元，用于将输入数据延时64个时钟周期；所述第二自相关单元中所述延时单元延时16单元，用于将输入数据延时16个时钟周期。

所述64点平均单元及所述16点平均单元包括存储单元、求和单元、寄存器单元及位数截取单元，用于对读取的数据进行求和并求平均；所述64点平均单元中所述存储单元存储器深度为64，所述16点平均单元中所述存储单元存储器深度为16。

所述帧检测单元包括微分器及峰值检测单元。

所述微分器包括移位32模块及加法器模块；所述峰值检测单元包括瞬时峰值检测器、组峰值检测器以及与门电路。

所述频偏估计单元包括频偏计算单元及频偏范围估计单元。

较佳地，所述频偏纠正单元通过乘以相位器

实现对数据频率偏移的校正。

较佳地，所述频偏纠正单元通过利用CORDIC算法将数据旋转角度

实现对数据频率偏移的校正。

所述互相关包括移位单元、乘法器单元、求和单元以及求平方单元。

实施本发明实施例，具有如下有益效果：

实施本发明，通过设计一个强健的帧检测算法，利用组峰值检测和瞬时峰值检测来判决数据是否真的到来，提高了判断的准确性，抑制了较低信噪比环境下的噪声和高信噪比下的AGC过度放大，利用两个自相关模块和滑动平均模块，分别进行了粗频偏估计和细频偏估计，然后根据粗频偏估计和细频偏估计之间的关系综合得到最终的频率偏移，提高了频偏的估计的准确性，频偏纠正采用改进的CORDIC算法，提高了运行效率。符号同步模块利用长训练序列的参考信号和本地训练序列的符号位进行互相关的运算，大大简化了互相关的运算，在提高接收精确度的同时降低了算法的复杂度和硬件的实现难度，实现了OFDM接收端的低功耗和低延时。

附图说明

图1是本发明OFDM接收端同步装置的结构示意图；

图2是本发明第一延时自相关单元的结构示意图；

图3是本发明第二延时自相关单元的结构示意图；

图4是本发明64点平均单元结构示意图；

图5是本发明帧检测单元结构示意图；

图6是本发明频偏估计单元的结构示意图；

图7是本发明符号同步模块的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

如图1所示，本发明的OFDM接收同步装置包括帧同步模块10、频率同步模块20和符号同步30。所述帧同步模块10用于检测是否有数据帧到来；所述频率同步模块20用于估计载波频率偏移并对所述频率偏移进行补偿；所述符号同步模块30用于利用接收的长训练序列和本地训练序列的互相关来找到OFDM数据的起始位置。

所述帧同步模块10包括第一延时自相关单元101、64点平均单元102、复数求模单元103和帧检测单元104。

所述第一延时自相关单元101用于将输入数据延时64个时钟周期后取共轭，然后再与当前输入数据进行复数相乘，实现了数据的自相关运算。所述自相关运算是为了利用短训练序列的周期性得到峰值，为帧检测提供数据。

所述64点平均单元102将读取的每64个数据进行求和与求平均运算，平滑数据中的噪声，同时为细频偏估计提供数据。

所述复数求模单元103将复数数据进行求模运算，以检测信号幅度的峰值。

所述帧检测单元104利用通过一个强健的峰值检测算法来检测帧是否到来。

所述载波频率同步模块20包括第二延时自相关单元201、16点平均单元202、频偏估计单元203、频偏纠正单元204。

所述第二延时自相关单元201用于将输入数据延时16个时钟周期后取共轭，然后再与当前输入数据进行复数相乘，实现了数据的自相关运算，所述自相关运算是为了利用短训练序列的周期性得到峰值，为帧检测提供数据。

所述16点平均单元202将进来的数据每16个数据进行求和并求平均运算，平滑数据中的噪声，同时为粗频偏估计提供数据。

本发明实施例中的复数求模单元103功能是将滑动平均的实部数据和虚部数据分别求平方然后再求和，得到复数的模的平方，为峰值检测准备数据。

所述频偏估计单元203根据64点平均102输出的数据J_F(k)和16点平均202输出的数据J_C(k)来估计出细频率估计a和粗频偏估计b，然后再利用细频率估计a和粗频偏估计b的关系估计出频率偏移ε。

所述频偏纠正单元204将受到无线信道影响的载波偏移进行频率补偿。

所述符号同步模块30主要部分是一个互相关单元，用于将经过所述频偏纠正单元204纠正后的数据与所述长训练序列的参考信号进行比较，找到OFDM符号的精确起始位置。

如图2、图3所示，为了设计估计频率偏移以及进行帧检测，设计了两个自相关运算，即第一延时相关单元101和第二延时自相关单元201。

第一延时自相关单元101用来进行细频偏估计，频偏估计范围为ε∈[-0.5，0.5]，第二延时自相关单元201用来进行粗频偏估计，估计范围为ε∈[-2，2]。

其中所述第一延时自相关单元101包括延时64单元1010、共轭单元1011和复数乘法器1012。

所述延时64单元1010将输入的数据延时64个时钟周期，所述共轭单元1011将延时后的数据求共轭。

所述复数乘法器单元1012将延时求共轭的数据与输入的数据求自相关运算。

所述第二延时自相关单元201包括延时16单元2010、共轭单元2011和复数乘法器2012。

所述延时16单元2010将输入的数据延时16个时钟周期，所述共轭单元2011将延时后的数据求共轭，所述复数乘法器单元2012将延时求共轭的数据与输入的数据求自相关运算。

所述延时单元的设计可以通过利用移位寄存器来实现，利用16个16位的移位寄存器和48个16位的移位寄存器来实现。

较佳地，根据延时单元只需要输入和输出的特点，所述延时单元采用存储器设计一个延时FIFO来实现。

假设输入数据用A表示，经过延时16和64个时钟周期并且取共轭的数据分别用B和C表示，A、B、C的实部和虚部分别用A_r、B_r、C_r和A_i、B_i、C_i表示，那么延时相关就是计算A*B和A*C，如果A*B计算后可以表示为

即z_r+z_i*j＝(A_r+A_i*j)(B_r+B_i*j)。A*C计算后的结果用

表示。即T_r+T_i*j＝(A_r+A_i*j)*(C_r+C_i*j)。经过延时相关后经过变换后的实部和虚部可以表示为

Z_r＝A_rB_r-A_iB_i＝A_r*(B_r+B_i)-B_i*(A_r+A_i)

Z_i＝A_rB_i+A_iB_r＝A_r*(B_r+B_i)-B_r*(A_r-A_i)

T_r＝A_rC_r-A_iC_i＝A_r*(C_r+C_i)-C_i*(A_r+A_i)

T_i＝A_rC_i+A_iC_r＝A_r*(C_r+C_i)-C_r*(A_r-A_i)

通过对自相关公式的变换，只用到了6个复数乘法器，节省了两个复数乘法器。

如图1、图4所示，本同步架构采用了两个滑动平均滤波模块来平滑数据中的噪声，分别为16点平均单元202和64点平均单元102。

所述滑动平均单元的设计可以通过移位寄存器和加法器来实现，16点平均单元202需要16个16位的移位寄存器和15个加法器来实现，一个时钟周期将移位一次，同时将16个数据相加得到一个结果，然后在求平均，同理64点平均单元需要64个16位的移位寄存器和63个加法器。

较佳地，滑动平均单元采用一个FIFO，一个加法器和一个减法器。

如图4所示为64点平均单元102的硬件结构图，包括存储器单元1020、加法器1021、减法器1022、寄存器单元1023、位数截取单元1024。

所述存储器单元1020是一个FIFO，深度为64，实现将每一个输入数据延时64个时钟周期输出，存储器单元1020数据初始化为0。加法器1021、减法器1022和寄存器1023这三个部分形成一个特殊的累加器，每一个时钟周期，加上进入的数据，并减去延时64个时钟周期的数据，一边送到寄存器1023存储，另一边送到位数截取单元1024输出。由于存储器单元1020初始值为0，因此在正常工作阶段，寄存器1023中存储的刚好为存储器单元1020中64个数据的和。位数截取单元1024是通过对寄存器单元1023中的数据截去低6位，保留高16位，实现除以64的功能。

同理，所述16点平均单元也是通过上述方式来实现的，存储器的深度为16。

所述帧检测单元104利用短训练序列的周期性，来检测帧的到来。

如图5所示，为对抗较低信噪比环境下的噪声和高信噪比下的AGC的过度放大等对帧检测的影响，本发明实施例设计了一种强健的帧检测机制，该检测机制分为两个部分，包括微分器1040和峰值检测1041。

其中所述微分器1040包括移位32模块10400和加法器模块10401，所述峰值检测模块1041包括瞬时峰值检测10411、组峰值检测10410和与门10412。

所述微分器1040用于找寻自相关运算数据开始的位置。自相关和所述微分器1040以及所述峰值检测1041将会一直侦听信道。当所述峰值检测1041出微分器1040的输出是真正的最大值，同步器将判定一个新的数据帧已经到达，所述频偏估计单元203将会被激活。

由于噪声的原因，峰值检测的是必要的，因为需要一个灵敏的峰值检测算法来区分真正的最大值和相对最大值。这个峰值算法被分为两个部分，一个是组峰值检测10410和瞬时峰值检测10411。

所述组峰值检测10410是将进入的数据每六个为一组进行求和，然后和存储在寄存器中的数据进行比较，这个寄存器初始化值为0。如果输入的一组数据大于寄存器中的值，那么将这组数据存到该寄存器中，该比较器输出为0，表示没有找到峰值。如果输入的一组数据小于该寄存器中的值，那么该比较器将输出为1，表示找到所述微分器1040的下降沿的位置。当一帧数据结束后或者瞬时峰值检测10411没有检测到最大值，该寄存器要复位为0。

所述瞬时峰值检测10411，就是当组峰值检测10410中检测到微分器下降沿的时候，通过利用一个4位的计数器和一个比较器来判决最大值，如果在16个时钟周期内，输入的数据值一直小于寄存器中的值，表示找到了最大值，输出为1，否则表示找到的值不是最大值，输出为0，当组峰值检测和瞬时峰值检测的输出同时为1时，表示检测到真正的峰值。

如图6所示，所述频偏估计单元203用于估计出无线信道中的载波频率的偏移，所述频偏估计单元203分为频偏计算单元2030和频偏范围估计单元2031。

频偏计算单元2030就是根据所述64点平均单元102输出的数据J_f(k)和所述16点平均单元202输出的数据J_c(k)通过反正切计算输入数据的相位，估计出细频率估计a和粗频偏估计b，计算的公式为Z_out＝tan^-1(y_in/x_in)。

所述频偏范围估计单元2031就是通过细频偏估计a和粗频偏估计b来估计频率偏移。用粗频偏作为范围，用细频偏来估计标准频率偏移ε。在频率偏移期望估计范围内，b不是连续的值，b中的噪声将会比a更大一些，因为它的滑动平均只有16个采样。b只能做个范围估计。估计公式如下：

ε＝α；β∈[-0.25，0.25]

ε＝α；α≥0，β∈[0.25，0.75]

ε＝1+α；α＜0，β∈[0.25，0.75]

ε＝1+α；β≥0.75

ε＝α；α＜0，β∈[-0.75，0.25]

ε＝-1+α；α≥0，β∈[-0.75，-0.25]

ε＝-1+α；β≤-0.75

结合图1、图6所示所述偏纠正模块204，根据频偏估计模块203估计出的频偏值ε，对进入的数据乘以e^{j(2π/64).ε.n}进行频偏纠正。频偏纠正单元可以通过乘以一个复数乘法器来实现，即乘以相位器

亦可以通过利用CORDIC算法将数据旋转角度

所述符号同步单元30主要的单元是互相关模块，如图7为所述互相关模块的硬件实现框图，用于找到数据的起始位置，在实现上利用长序列符号的周期性和本地训练序列进行互相关，然后和判决门限进行比较来实现。

本发明利用数据的符号位来进行计算，设计了一个一位的同或乘法器，简化硬件实现，占用较小的面积，如图7所示，所述互相关单元30包括移位单元301、乘法器单元302、求和单元303、求平方单元304。

其中所述移位单元301用于将输入的实部和虚部数据的符号位分别移位32位。

所述乘法器单元302用于将移位后的实部和虚部数据的符号位分别和长训练序列中的参考序列C_REF(k)进行互相关运算。

所述求和电路303用于将互相关运算的实部结果相加，虚部和虚部的结果相加运算。

所述求平方电路304用于将求和后的实部数据和虚部数据的平方再求和，然后和预设的判决门限进行比较，如果超过判决门限，就表示找到数据的有效位置。

结合上述实施方式，本发明实施例在接受数据帧期间，将进行帧检测，当所述帧检测单元104检测到真正的峰值则利用所述延时自相关与平均单元进行频偏估计并对频偏进行纠正，最后利用符号同步单元进行符号同步并输出数据。

以上所揭露的仅为本发明一种较佳实施例而已，当然不能以此来限定本发明之权利范围，因此依本发明权利要求所作的等同变化，仍属本发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种OFDM接收同步装置，其特征在于，包括帧同步模块、频率同步模块以及符号同步模块，所述帧同步模块包括第一延时自相关单元、64点平均单元、复数求模单元以及帧检测单元；所述频率同步模块包括第二延时自相关单元、16点平均单元、频偏估计单元以及频偏纠正单元，所述符号同步模块包括互相关单元。

2.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述第一延时自相关单元及所述第二延时自相关单元包括延时单元、共轭单元及复数乘法器。

3.如权利要求1或2所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述第一延时自相关单元中所述延时单元为延时64单元，用于将输入数据延时64个时钟周期；所述第二自相关单元中所述延时单元延时16单元，用于将输入数据延时16个时钟周期。

4.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述64点平均单元及所述16点平均单元包括存储单元、求和单元、结果单元及位数截取单元，用于对读取的数据进行求和并求平均；所述64点平均单元中所述存储单元存储器深度为64，所述16点平均单元中所述存储单元存储器深度为16。

5.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述帧检测单元包括微分器及峰值检测单元。

6.如权利要求1或5所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述微分器包括移位32模块及加法器模块；所述峰值检测单元包括瞬时峰值检测器、组峰值检测器以及与门电路。

7.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述频偏估计单元包括频偏计算单元及频偏范围估计单元。

8.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述频偏纠正单元通过乘以相位器

实现对数据频率偏移的校正。

9.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述频偏纠正单元通过利用CORDIC算法将数据旋转角度实现对数据频率偏移的校正。

10.如权利要求1所述的OFDM接收同步装置，其特征在于，所述互相关单元包括移位单元、乘法器单元、求和单元以及求平方单元。

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