CN101442364A - 光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法。所述光相干接收机包括前端处理部，所述前端处理部将光信号变成基带数字电信号，所述频差估计装置包括：相位偏移计算部，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；相位偏移变化计算部，用于根据所述相位偏移计算部所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；模糊判断部，用于判断所述相位偏移变化计算部计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；环路滤波部，用于获得所述模糊判断部输出的相位偏移变化的加权平均。

Description

光相干接收机、光相干接收机用频差估计装置及方法

应用领域：

本发明涉及光通信，更具体地，涉及光通信用的光相干接收机。

背景介绍

随着对光通信系统的容量要求和灵活性要求的逐步提升，相干光通信技术变得越来越重要。和非相干技术(比如“开—关”键控，on-off key，OOK)或自相干技术(如差分四相相移键控DQPSK)相比，相干技术有如下优点：大约3dB的光信噪比(OSNR)增益；可以采用更高效的调制技术(如正交调制QAM)来提高传输容量，可以方便地采用电均衡技术来应对信道变化，降低成本等。和电相干技术一样，光相干接收机也需要一个装置来控制本振激光器的频率使之与载波的频率之间的差值(即频差)为零。而在光通信系统中，并没有电通信系统中的导频等信息来直接提取载波的频率，所以在光相干接收机中，控制频差的第一步是从接收到的信号中估计出频差。光通信系统的特点对光相干接收机中的频差估计装置提出了以下的要求。首先，由于激光器的温度稳定度、老化等问题，在实际系统中频差可能高达-5GHz到+5GHz；其次，由于光通信系统不间断传输的特点，频差的估计必须非常准确和稳定；最后，由于光通信传输的信号速率很高，相应的AD速率和数字信号速率都很高，所以频差估计的方法的计算复杂度要低。综上所述，在光相干接收机中需要一种大范围的、稳定的、计算复杂度低的进行频差估计的方法和装置。

图1给出了频差估计装置110在光相干接收机中的位置。图中的光混频器102、本振激光器103、光电检测器104，105、模数转换器(ADC)106，107以及控制器112构成了相干接收机的前端处理部118。前端处理部118将光信号101变成基带数字电信号I+jQ 108，其中I是同相分量，Q是正交分量。频差估计装置110根据基带数字电信号I+jQ 108估计出频差的数值111，并将其传送给控制模块112来控制本振激光器的频率使得频差为零。数据恢复器109进行数据恢复，并输出恢复后的数据。

图2给出了一种由Andreas Leven等提出的实现频差估计装置的方法(“Frequency Estimation in Intradyne Reception”，IEEE PhotonicsTechnology Letters，Volume：19，No.6，March 15，2007，page 366-368)。图2中的寄存器201和取共轭器202将输入的基带电信号延时一个符号周期，并取其共轭，得到信号207。然后信号207在乘法器203处与输入的基带电信号相乘得到信号208。上述的延时、共轭和乘法运算去除了相位噪声(本振和载波相位的随机变化，可以认为在相邻的数个符号内为常数)。信号208的相位中包含了两个相邻符号的数据信息之差和由频差引入的在一个符号周期内的相位偏移。然后，4次方器204去除了数据信息，复数求和器205对信号209的N个数据求和来去除噪声的影响；最后，通过取1/4辐角器206得到了由频差引入的在一个符号周期内的相位变化111。因为对光传输系统而言，符号周期(即符号速率)是定值，因而相位变化111就直接代表了要估计的频差，比如，如果相位变化111的值为θ，则对应的频差就是(θ/2π)×Br(Br为符号速率)。上述的现有方法的存在两个问题。首先，因为取1/4辐角器206的输出范围是[-π/4，+π/4]，所以该方法所能估计的频差范围是[-Br/8，+Br/8]。目前光传输中可实现的最高的符号速率为20G符号/秒(symbol/second)，以这样的系统为例，该方法可估计的频差范围也只有[-2.5GHz，+2.5GHz]，远小于所需要的[-5GHz，5GHz]。其次，该方法中既包含了复数的乘法运算又包含了复数的4次方运算，这样的运算的复杂度远远高于对实数的加减或逻辑运算。以目前的数字信号处理技术而言，对光传输系统中速率高达10G符号/秒或20G符号/秒的符号进行运算复杂度如此高的处理几乎是不现实的。

发明内容

本发明针对现有技术中的上述问题而作出，其目的是提供一种在光相干接收机中使用的估计频差的方法和装置，该方法和装置可以对实际系统中可能出现的频差实现稳定、准确而快捷的估计。

为了实现本发明的目的，根据本发明的第一方面，提供了一种光相干接收机用频差估计装置，所述光相干接收机包括前端处理部，所述前端处理部将光信号变成基带数字电信号，所述频差估计装置包括：相位偏移计算部，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；相位偏移变化计算部，用于根据所述相位偏移计算部所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；模糊判断部，用于判断所述相位偏移变化计算部计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；环路滤波部，用于获得所述模糊判断部输出的相位偏移变化的加权平均。

根据本发明的第二方面，提供了一种根据本发明第一方面的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述模糊判断部通过将所述相位偏移变化的绝对值与预定阈值进行比较来判断所述相位偏移变化中是否存在模糊。

根据本发明的第三方面，提供了一种根据本发明第二方面的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述预定阈值为π/4、π/2或π。

根据本发明的第四方面，提供了一种根据本发明第一方面的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述光接收机采用QPSK调制方式。

根据本发明的第五方面，提供了一种根据本发明第一至第四方面中任一方面所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述相位偏移计算部包括取幅角器、预判器和相位偏移计算单元，所述取幅角器用于获取基带数字电信号的幅角，所述预判器根据所述取幅角器获取的幅角、所述相位偏移计算部计算出的前一相位偏移以及所述环路滤波器的前一输出，判断所述基带数字电信号的数据信息，所述相位偏移计算单元根据所述预判器的判断结果，计算所述基带数字电信号中的相位偏移；所述相位偏移变化计算部包括相位偏移寄存部和减法部，所述相位偏移寄存部用于寄存所述相位偏移计算部所计算出的相位偏移，所述减法部用于将所述相位偏移计算部所计算出的当前相位偏移与所述相位偏移寄存部中寄存的前一相位偏移相减，获得所述相位偏移变化。

根据本发明的第六方面，提供了一种根据本发明第一方面到第四方面中任一方面所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述相位偏移计算部包括抽取分路器、第一相位偏移计算部、第二相位偏移计算部；所述抽取分路器获得所述基带数字电信号中由相邻符号构成的两路信号，即第一分路信号和第二分路信号；所述第一相位偏移计算部计算所述第一分路信号的相位偏移；所述第二相位偏移计算部计算所述第二分路信号的相位偏移；所述相位偏移变化计算部包括减法部，用于将所述第一相位偏移计算部计算出所述第一分路信号的相位偏移与所述第二相位偏移计算部计算出的所述第二分路信号的相位偏移相减，从而获得所述相位偏移变化。

根据本发明的第七方面，提供了一种根据本发明第六方面所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述第一相位偏移计算部包括第一取幅角器、第一预判器和第一偏移计算单元，所述第一取幅角器用于获取所述第一分路信号的幅角，所述第一预判器根据所述第一取幅角器获取的幅角，判断所述第一分路信号的数据信息，所述第一偏移计算单元根据所述预判器的判断结果，计算所述第一分路信号中的相位偏移；所述第二相位偏移计算部包括第二取幅角器、第二预判器和第二偏移计算单元，所述第二取幅角器用于获取所述第二分路信号的幅角，所述预判器根据所述第二取幅角器获取的幅角、所述第一相位偏移计算部计算出的所述第一分路信号中的相位偏移、以及从所述环路滤波器反馈的输出，判断所述第二分路信号的数据信息，所述第二偏移计算单元根据所述预判器的判断结果，计算所述第二分路信号中的相位偏移。

根据本发明的第八方面，提供了一种根据本发明第六方面的所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述抽取分路器由以下两种结构中的一种实现，第一种结构：所述抽取分路器包括第一下采样器、时延单元、第二下采样器，所述第一下采样器对所述基带数字电信号进行第一N比1下采样，将采样后的信号作为所述第一分路信号；所述时延单元对所述基带数字电信号进行一个符号的延时；所述第二下采样器对所述基带数字电信号进行第二N比1下采样，将采样后的信号作为所述第二分路信号；其中N为大于1的整数；第二种结构：所述抽取分路器包括串并转换器，所述串并转换器对所述基带数字电信号进行串并转换，将转换后的多路并联信号中的相邻两路信号分别所述第一分路信号和所述第二分路信号输出，所述转换后的多路并联信号中的其它路信号接地。

根据本发明的第九方面，提供了一种光相干接收机，其特征在于，所述相干接收机包括以上第一至第八方面中任一方面所述的相干接收机用频差估计装置。

根据本发明的第十方面，提供了一种根据本发明第九方面所述的光相干接收机，其特征在于，所述光相干接收机还包括粗频差监测装置、数字均衡器、选择器；所述粗频差监测装置接收所述数字均衡器之前的信号，所述相干接收机用频差估计装置接收所述数字均衡器输出的信号；所述选择器根据所述数字均衡器的输出信号中的残余色度色散和偏振模式色散来选择所述粗频差监测装置和所述相干接收机用频差估计装置中的一个。

根据本发明的第十一方面，提供了一种光相干接收机用频差估计方法，所述光相干接收机包括前端处理部，所述前端处理部将光信号变成基带数字电信号，所述频差估计方法包括以下步骤：相位偏移计算步骤，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；相位偏移变化计算步骤，用于根据所述相位偏移计算步骤所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；模糊判断步骤，用于判断所述相位偏移变化计算步骤计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；环路滤波步骤，用于获得所述模糊判断步骤输出的相位偏移变化的加权平均。

根据本发明的第十二方面，提供了一种根据本发明第五到第八方面中的任一方面所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述预判器包括减法器、2π取模器以及π/2求商取整器；所述减法器从所述取辐角器所获得的辐角中去除被反馈的相位偏差；所述2π取模器对经所述相位偏差消除部消除了被反馈的所述相位偏差之后的信号进行2π取模运算，将其限制在0到2π之间；所述求商取整部将经2π取模器限制在0到2π之间之后的信号除以预定值，并获取商的整数部分。

根据本发明的第十三方面，提供了一种根据本发明第五到第八方面中的任一方面所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述预判器包括第一减法器、2π取模器、第一判断部、第二减法器、第二判断部、查表确定部，所述减法器从所述取辐角器所获得的辐角中去除被反馈的相位偏差；所述2π取模器对已消除了被反馈的所述相位偏差之后的信号进行2π取模运算，将其限制在0到2π之间；所述第一判断部用于将所述2π取模器的输出与第一阈值进行比较；所述第二减法器在所述2π取模器的输出大于所述第一阈值时，将所述2π取模器的输出减去所述第一阈值；所述第二判断部将所述第二减法器的输出与第二阈值进行比较；查表确定部，通过查表，根据所述第一判断部和所述第二判断部的输出确定所述基带电信号中的数据相位。

根据本发明的又一方面，提供了一种计算机程序，所述计算机程序在被计算机或逻辑部件执行时，可以使所述计算机或逻辑部件实现以上第十一方面所述的方法或第一到第八方面任一方面所述的频差估计装置。

根据本发明的又一方面，提供了一种计算机可读介质，该计算机可读介质存储有所述的计算机程序。

根据本发明的光相干接收机用的频差估计方法和装置，不进行任何复数乘法运算，大大降低了算法复杂度，可以实现稳定、准确而快捷的频差估计。

附图说明

附图构成了本申请的一部分，与说明书一起对本发明的优选实施方式进行说明，通过结合附图对本发明的详细说明，本发明的以上及其他目的、特征和优点将更加显而易见。在附图中：

图1用于说明在现有技术的光相干接收机中频差估计装置的位置；

图2示出了现有技术的频差估计装置；

图3示出了依据本发明一种实施方式的频差估计装置；

图4示出了依据本发明另一种实施方式的频差估计装置；

图5示出了依据本发明的一种实施方式的光相干接收机；

图6示出了利用频差估计装置输出的频差控制本振频率的流程；

图7示出了利用本发明相干接收机的光通信系统；以及

图8示出了依据本发明的频差估计方法的示意流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的优选实施方式进行详细说明，这些说明都是示例性的，不是对本发明的限制。在整个附图中，相同的附图标记表示相同或对应的部件。

图3示出了依据本发明的一种实施方式的频差估计装置。其输入是由光相干接收机前端处理部118输出的基带电信号108，即，I+jQ＝exp(jφ_d+jφ₀+jΔωt)。一般情况下，基带电信号108的辐角既包含了数据信息φd，也包含了载波与本振之间的相位偏移，而相位偏移包含了两部分，一部分是相位噪声φ₀，而另一部分是由频差引入的相位偏移Δωt(t为时间)。基于激光器的特性，可以认为φ₀在相邻的几个符号之内是不变的。而显而易见的是，Δωt随时间而增加。本发明的目的在于如何估计频差Δω。下面的说明以QPSK调制方式，即以φ_d∈π/4，3π/4，5π/4，7π/4，为例。

基带电信号108首先输入到取辐角器301，得到基带电信号108的辐角302。预判器303根据辐角302和前一个符号的相位偏移307以及由频差引入的在一个符号周期后的相位偏移变化111(即频差值ΔωT，T为符号周期)，对所传输的信息进行大致的判断，输出预判值304，其将作为开关控制信号去控制选路开关305。该预判的目的是大致地得到基带信号108的数据信息φ_d。预判值304可以为0，1，2，3；分别表示φ_d＝π/4，3π/4，5π/4，7π/4。选路开关305根据开关控制信号304将基带电信号的辐角302连接到相位偏移计算单元306的输入端口314、315、316或317。相位偏移计算单元306用辐角302减去通过预判得到的数据信息φ_d，所得到的差值即为该符号的相位偏移307。比如，当开关控制信号304为0时，选路开关305将辐角302连接到端口314，此时得到的相位偏移307就是辐角302减去π/4。类似地，当开关控制信号304为1时，选路开关305将辐角302连接到端口315，此时得到的相位偏移307就是辐角302减去3π/4。当开关控制信号304为2时，选路开关305将辐角302连接到端口316，此时得到的相位偏移307就是辐角302减去5π/4。当开关控制信号304为3时，选路开关305将辐角302连接到端口317，此时得到的相位偏移307就是辐角302减去7π/4。

相位偏移307与存于寄存器308中的上一个符号的相位偏移经减法器329相减，输出经过一个符号周期后的相位偏移变化309，即ΔωT+n(n为因信道白噪声、接收机电噪声等引起的相位噪声)。因为辐角302的范围为[0，2π]，所以计算所得的相位偏移有360度模糊，而当两个符号的相位偏移具有不同程度的360度模糊时，相位偏移变化309中也出现了360度模糊，此时的相位偏移变化309的值已不再是ΔωT+n。

下面用一个例子说明360度模糊和判决器工作原理。假设两个相邻的符号的相位偏移是θ₁和θ₂(-∞<θ₁，θ₂<+∞)，而相位偏移计算部306对这两个符号的相位偏移的计算输出值为

和因为辐角302的输出范围是[0，2π]，所以

和

有360度模糊，即 ${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_1={\mathrm{\&theta;}}_1+m\&times;2\mathrm{\&pi;},{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_2={\mathrm{\&theta;}}_2+k\&times;2\mathrm{\&pi;}$ (m和k是整数)。这样相位偏移变化309的值为 ${\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_2-{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_1={\mathrm{\&theta;}}_2-{\mathrm{\&theta;}}_1+(k-m)\&times;2\mathrm{\&pi;},$ 当k不等于m时，相位偏移变化309中就出现了360度模糊。判决器310的存在正是为了除去这样的360度模糊。而判决器的门限设为π是基于以下的原因：假设|θ₂-θ₁|<π，那么当k不等于m时， $|{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_2-{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_1|>\mathrm{\&pi;},$ 这样通过用相位偏移变化309的绝对值是否大于π就可以判断出相位偏移变化309中是否出现了360度模糊。从另一个角度而言，判决器的门限同时也把频差估计装置的工作范围限制到了[-Br/2，Br/2](|θ₂-θ₁|<π的假设)，当符号速率为20G符号/秒时，本发明的频差估计装置的工作范围为[-10GHz，10GHz]，已涵盖了实际系统中可能出现的频差的范围。根据需要，判决器310也可以采用其他的门限，例如可以采用π/2，此时，将频差估计装置的工作范围限制到了[-Br/4，Br/4]。而如果采用π/4，则将频差估计装置的工作范围限制到了[-Br/8，Br/8]，虽然此时所能估计的频差范围与现有技术中的相当，但由于本发明不采用复杂的包含复数的运算，因而仍然具有稳定、准确、快捷的优点。也就是说，本领域技术人员可以根据具体的应用采用不同的门限。判决器310根据上述的工作原理抛弃那些出现了模糊的值并将不包含360度模糊的相位偏移变化312输入环路滤波器311。环路滤波器311通过加权的滑动平均来去除噪声，并同时跟踪频差的变化。环路滤波器311的输出(即频差111，也就是ΔωT)通过加法器312与该符号的相位偏移307相加，其和即为估算的下一个符号的相位偏移，该估算值被存入寄存器314作为预判下一个符号的依据；同时频差111也作为整个频差估计装置的输出。

预判器303例如可以由减法器318、Mod 2π器(2π取模器)319和floor π/2器320构成。减法器318从符号的辐角302中减去估算出的输入符号的相位偏差313，所以减法器318的输出321大致上为输入符号的数据信息。Mod 2π器319对该输出321进行2π取模运算，将其限制在0到2π之间，得到输出322。floor π/2器(π/2求商取整器)320先将该数据相位除以π/2(应注意，这里π/2只是示例性的，其比较易于实现。但也可采取其它的值，如2π/5等，只要取整后能够得到开关控制信号即可)，然后取商的整数部分并输出，得到开关控制信号304。由此，当θ_d＝π/4，3π/4，5π/4，7π/4时，预判器的输出304分别为0，1，2，3。

图3还示出了另一种预判器。如图3的下部所示，预判器303包括减法器318、Mod 2π器319、第一判断部341、减法器342、第二判断部343以及查表部345。第一判断部341判断Mod 2π器319的输出(即经限制的数据相位)是否小于π。如果小于π，则进入判断部345；如果不小于π，则在部件342中减去π后进入第二判断部343。第二判断部343判断其输入是否小于π/2，并输出判断值。查表部345根据判断部341，343的判断结果，输出开关控制信号304。其转换关系例如如图所示。应注意，此处的π/2和π都只是示例性的，不是对本发明的限制。

环路滤波器311由乘法器323、325，加法器324以及寄存器326构成。乘法器323将输入的相位偏移变化312乘以一个固定的系数(1-α)并获得输出327(α是一个大于零而且小于1的实数)。加法器324将该输出327与信号328(如后所述，信号328是上一符号的加权频差)相加，输出频差111。同时将频差111输入到寄存器326。寄存器326中的数据经乘法器325乘以一个固定的系数α后，得到输出328，该输出328到加法器324来处理下一个输入。

环路滤波器311用于抑制估计值的噪声，以得到稳定而准确的估计值。在上面的示例中，环路滤波器311进行了一次滑动，即只与前一频差进行了加权平均。但本领域技术人员可以意识到，也可以进行多级滑动。即与前面估计出的多个符号的频差进行加权平均。此时，个符号的系数和仍应保持为1。系数决定了滑动的速度，从而确定了在噪声抑制和变化跟踪(即响应时间)之间的折衷。系数的值应该根据所期望的响应时间来选择。

图3所示的频差估计装置需要对到达的每一个数据符号进行处理。即图3中的所有运算处理必须在一个符号周期内完成。这样，当传输系统的数据速率极高(如数十Gbit每秒)时，图3所示的频差估计装置也可能存在硬件实现困难的问题。针对该问题，本发明提出了图4所示的频差估计装置的低速实现方法。

如图4(a)所示，频差估计装置的低速实现包括抽取分路器401、相位偏移及变化计算器404、模糊判断器310和环路滤波器311。对比图3，在图4所示的低速实现中主要增加了抽取分路器401并将相位偏移计算部和相位偏移变化计算部合并为相位偏移和变化计算器406。抽取分路器可以由图4(b)或图4(c)所示的结构实现。

图4(b)所示的抽取分路器包括一个寄存器404和两个N比1下采样器405和406。基带数字信号108分为两路，一路直接输入下采样器405，而另一路经寄存器404时延一个符号后输入下采样器406。下采样器405和406对输入的基带数字信号进行N比1抽取，分别得到输出的数字信号402和403。图4(c)示出了用串/并变换器实现的抽取分路器。基带数字信号108输入串/并变换器418，串/并变换器418的N个输出端口的前两个端口的输出即为所需要的信号402和403，而串/并变换器418的其它输出端口接地。当然，也可以使用串/并变换器418的N个输出端口中的前两个端口以外的其它两个相邻端口作为输出端口。图4(a)中的例子说明了当抽取比例(N：1)为4时，信号402/403与基带数字信号108的关系：经过抽取分路器后，基带信号的第一个符号到第十个符号中的第一个、第五个、第九个符号作为输出402；而第二个、第六个、第十个符号作为输出403。从该例子可以看出，输出403始终是输出402的下一个符号。尽管上面是以抽取比例为4进行描述的，但对于本领域技术人员来说，显见的是，无论抽取比例为多少，输出403始终是输出402的下一个符号。输出402和403被输入到相位偏移及变化计算部。

如图4(d)所示，输出402经取辐角器407得到符号的辐角409，floor-π/2器411对输入的辐角409除以π/2，取其商的整数部分输出。该输出412作为开关控制信号将输入的辐角409输入相位偏移计算部306。开关控制信号412和相位偏移计算部306的工作与图3中的对应部分完全相同。相位偏移计算部306的输出414与估算的频差111经加法器415相加得到对输出403的符号的相位偏移的估计值419，将该值419输入预判器303。预判器303根据该估计值419和所述输出403的符号的辐角410产生并输出开关控制信号413。在该开关控制信号413的控制下，辐角410输入另一个相位偏移计算器306，得到输出403的符号的相位偏移417。相位417和414通过减法器416相减就得到了相邻符号的相位偏移变化309。对相位偏移变化309的后继处理(如模糊判断、环路滤波等)与图3的实施方式完全相同。

应该注意的是，在图4所示的实施方式中，floor-π/2器411也可以由将相位偏差视为0的预判器实现(即对于图3所示的预判器，将其输入313视为0)。这样，部件411和部件303可以由相同的部件实现。

还应该注意的是，虽然在图4中采用了加法器414，但也可以不采用该加法器414，而直接将频差111和相位偏移414直接输入预判器。在预判器中进行相减。

综上所述，图4所示的实施例通过抽取分路，在结构上将所有运算处理必须在一个符号周期内完成这一要求降低为在N个符号周期内完成(N为抽取比例)。而对性能的影响仅仅是响应时间的增加(估计的精度和范围不受影响)。在具体的硬件实现上，可以根据硬件的处理能力和需要的响应时间选择恰当的抽取比例。

本发明的频差估计装置可直接用于图1所示的光相干接收机中来取代以往的估计器110。而图5给出了应用本频差估计装置的另一种光相干接收机。在该光相干接收机中，已经进行了对频差的粗略估计和补偿。该接收机可以参见陶振宁等人作出的申请号为200710139769.1的中国专利申请。在此通过引用并入其全部内容。针对该光相干接收机，本发明的频差估计装置可以作为精细频差估计装置509。

在陶振宁等人的专利申请中，频差监测器的输出的极性根据频差的正负的变化而变化，所以该监测器的输出可以作为反馈信号来控制本振激光器的频率。而且该监测器的健壮性很强，可以容忍很大的色度色散、偏振模式色散以及发送/接收数据时钟不同步的问题。但是该监测器的问题在于当频差小于一定的范围(如1GHz)后，该监测器会给出错误的监测信号。而这样范围内的频差对于光相干接收而言，仍然是大到了无法接受的程度。对比图1，图5中增加了数字均衡器507、粗频差监测装置501、选择控制装置503、和针对频差估计装置的选择器504。数字均衡器507的作用是对数字基带信号108进行均衡来去除色度色散和偏振模式色散的影响。数字均衡器507可以由公知技术实现(如“Adaptive digitalequalization in the presence of chromatic dispersion，PMD，and phase noise incoherent fiber optic systems”，Crivelli D.E等，Global TelecommunicationsConference，2004，Page(s)：2545-2551 Vol.4)。图5中粗频差监测器501的输入108是数字均衡器507前的信号而精细频差估计装置的输入508是经过数字均衡器507之后的信号。图5中的选择器504包括开关506，开关506根据控制信号503将粗频差监测器的输出502或精细频差估计装置的输出111切换到本振激光器的频率控制器112的输入。

图6示出了图5所示的光相干接收机的频差估计装置的工作流程。

如图6所示，在接收机启动/重新启动或信道切换时(步骤601)，选择器504将输出505切换到与输入502相连(步骤602)。此时，粗频差监测装置501开始控制本振激光器。此后，当粗频差监测装置501将频差控制到一定的程度后，数字均衡器507开始正常工作，色度色散和偏振模式色散的影响被去除(步骤603)。然后，判断色度色散和偏振模式色散的影响是否被去除(步骤604)，如被去除(步骤604，是)，则选择器504将输出505切换到与输入111相连；精细频差估计装置509开始控制本振激光器(步骤605)。

由以上的工作流程可以看出，决定精细频差估计装置开始控制本振激光器的标准是色度色散和偏振模式色散的影响已经基本上被去除(图6中步骤604，是)。所以选择器的控制信号503可以根据数字均衡器的误差信号来确定，也可以通过监测信号508中残余的色度色散和偏振模式色散的方法来得到。色度色散和偏振模式色散的监测可以通过公知技术来实现，如Fiber chromatic dispersion and polarization-mode dispersionmonitoring using coherent detection，Biao Fu等，Photonics TechnologyLetters，IEEE，Volume 17，Issue 7，July 2005 Page(s)：1561-1563。

图7给出了利用本发明的光相干接收机的光通信系统。该系统用发射机701，光纤链路706和接收机705构成。光纤链路可以包含一个或多个的节点702，光纤703，放大器704。除本发明的光相干接收机705外，以上各部分均可由公知技术构成。如“Optical Differential QuadraturePhase-Shift Key(oDQPSK)for High Capacity Optical Transmission”R.A.Griffin等，OFC 2002，所公开的发射机技术。

图8示出了依据本发明的频差估计方法的流程图。该频差估计方法用于以上说明的根据本发明的相干接收机。如图8所示，所述频差估计方法包括以下步骤：相位偏移计算步骤，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；相位偏移变化计算步骤，用于根据所述相位偏移计算步骤所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；模糊判断步骤，用于判断所述相位偏移变化计算步骤计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；环路滤波步骤，用于获得所述模糊判断步骤输出的相位偏移变化的加权平均。

其中，该相位偏移计算步骤例如可以由上述的取幅角器301、预判器303和相位偏移计算单元306等实现。所述相位偏移变化计算步骤例如可以由上述寄存器308、减法器329实现。模糊判断步骤例如可以由上述的判决器310实现，而环路滤波步骤例如可以由上述环路滤波器311实现。由于以上部件都已在前面进行了详细描述，因而阅读了本申请的本领域普通技术人员可以很容易理解和实现这些步骤，并且本文不再对这些步骤进行详细说明。

本发明的上述装置也可以由计算机软件实现，该计算机软件可以使计算机实现上述的装置的功能，或使计算机执行上述方法中的步骤。所述计算机例如可以是包括CPU、ROM、输入输出装置、硬盘、RAM等的通用计算机，也可以是专用的计算机。所述计算机程序可以是单个计算机程序，也可是由多个计算机程序组成的程序组。

所述计算机程序或计算机程序组可保存在计算机可读存储介质上。所述计算机可读存储介质例如可以是CD、DVD、软盘、闪存、磁带等本领域技术人员所知的各种介质。

本发明的以上说明都是示例性和解释性的，并不是对本发明的限制。本发明的范围由权利要求及其等同物来限定。本领域技术人员可以对本发明作出各种修改和变型，本发明旨在覆盖这些改和变型。

Claims (10)

1、一种光相干接收机用频差估计装置，所述光相干接收机包括前端处理部，所述前端处理部将光信号变成基带数字电信号，所述频差估计装置包括：

相位偏移计算部，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；

相位偏移变化计算部，用于根据所述相位偏移计算部所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；

模糊判断部，用于判断所述相位偏移变化计算部计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；

环路滤波部，用于获得所述模糊判断部输出的相位偏移变化的加权平均。

2、根据权利要求1所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述模糊判断部通过将所述相位偏移变化的绝对值与预定阈值进行比较来判断所述相位偏移变化中是否存在模糊。

3、根据权利要求2所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述预定阈值为π/4、π/2或π。

4、根据权利要求1所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，所述光接收机采用QPSK调制方式。

5、根据权利要求1到4任一项所述光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，

所述相位偏移计算部包括取幅角器、预判器和相位偏移计算单元，所述取幅角器用于获取基带数字电信号的幅角，所述预判器根据所述取幅角器获取的幅角、所述相位偏移计算部计算出的前一相位偏移以及所述环路滤波部的前一输出，判断所述基带数字电信号的数据信息，所述相位偏移计算单元根据所述预判器的判断结果，计算所述基带数字电信号中的相位偏移；

所述相位偏移变化计算部包括相位偏移寄存部和减法部，所述相位偏移寄存部用于寄存所述相位偏移计算部所计算出的相位偏移，所述减法部用于将所述相位偏移计算部所计算出的当前相位偏移与所述相位偏移寄存部中寄存的前一相位偏移相减，获得所述相位偏移变化。

6、根据权利要求1到4任一项所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，

所述相位偏移计算部包括抽取分路器、第一相位偏移计算部、第二相位偏移计算部；所述抽取分路器获得所述基带数字电信号中由相邻符号构成的两路信号，即第一分路信号和第二分路信号；所述第一相位偏移计算部计算所述第一分路信号的相位偏移；所述第二相位偏移计算部计算所述第二分路信号的相位偏移；

所述相位偏移变化计算部包括减法部，用于将所述第一相位偏移计算部计算出所述第一分路信号的相位偏移与所述第二相位偏移计算部计算出的所述第二分路信号的相位偏移相减，从而获得所述相位偏移变化。

7、根据权利要求6所述的光相干接收机用频差估计装置，其特征在于，

所述第一相位偏移计算部包括第一取幅角器、第一预判器和第一偏移计算单元，所述第一取幅角器用于获取所述第一分路信号的幅角，所述第一预判器根据所述第一取幅角器获取的幅角，判断所述第一分路信号的数据信息，所述第一偏移计算单元根据所述第一预判器的判断结果，计算所述第一分路信号中的相位偏移；

所述第二相位偏移计算部包括第二取幅角器、第二预判器和第二偏移计算单元，所述第二取幅角器用于获取所述第二分路信号的幅角，所述第二预判器根据所述第二取幅角器获取的幅角、所述第一相位偏移计算部计算出的所述第一分路信号中的相位偏移、以及从所述环路滤波器反馈的输出，判断所述第二分路信号的数据信息，所述第二偏移计算单元根据所述第二预判器的判断结果，计算所述第二分路信号中的相位偏移。

8、一种光相干接收机，其特征在于，所述光相干接收机包括权利要求1—7任一项所述的光相干接收机用频差估计装置。

9、根据权利要求8所述的光相干接收机，其特征在于，所述光相干接收机还包括粗频差监测装置、数字均衡器、选择器；所述粗频差监测装置接收所述数字均衡器之前的信号，所述光相干接收机用频差估计装置接收所述数字均衡器输出的信号；所述选择器根据所述数字均衡器的输出信号中的残余色度色散和偏振模式色散来选择所述粗频差监测装置和所述光相干接收机用频差估计装置中的一个。

10、一种光相干接收机用频差估计方法，所述光相干接收机包括前端处理部，所述前端处理部将光信号变成基带数字电信号，所述频差估计方法包括以下步骤：

相位偏移计算步骤，用于计算所述基带数字电信号中的相位偏移；

相位偏移变化计算步骤，用于根据所述相位偏移计算步骤所计算出的相位偏移，计算所述相位偏移的变化，即相位偏移变化；

模糊判断步骤，用于判断所述相位偏移变化计算步骤计算出的所述相位偏移变化中是否存在模糊，输出不存在模糊的相位偏移变化；

环路滤波步骤，用于获得所述模糊判断步骤输出的相位偏移变化的加权平均。

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