CN101351960A - 混频装置以及使用其的高频接收装置 - Google Patents

Abstract

混频电路由与输入端子分别连接于一个输入上的M个混频器组成，环状振荡电路由串联成环状的(2×M)个变换器组成，从第K个(K是1～M逐一顺次相加的自然数)变换器输出的仅相互相移了(－Kп/M)弧度的振荡信号和从第(M+K)个变换器输出的仅相移了(－(M+K)п/M)弧度的振荡信号被平衡输入到第K个混频器的另一个输入，第K个混频器的输出和输出端子之间设置有具有(－2п+Kп/M)弧度的相移量的移相器。

Description

混频装置以及使用其的高频接收装置

技术领域

本发明涉及用于接收广播信号或通信信号等的混频装置以及使用其的高频接收装置。

背景技术

现有的混频装置能够抑制图像干扰信号以及相对于来自振荡器的基频的三倍的频率，具有向下侧或向上侧仅偏离了中频(下面简称IF)的频率的干扰信号。

如图9所示，混频装置1由输入端子2a、输出端子2b、设置有被输入振荡信号的输入端子2c的混频电路2、以及向该混频电路2的输入端子2c供给振荡信号的振荡电路3构成。

混频电路2具备与输入端子2a连接于一个输入上的混频器4、5、6。并且，具备分别连接在混频器4的另一个输入和输入端子2c之间并且使相位仅移动(-∏/3)弧度的移相器7、连接在混频器5的另一个输入和输入端子2c之间并且使相位仅移动(-2∏/3)弧度的移相器8、以及连接在混频器6的另一个输入和输入端子2c之间并且使相位仅移动(-3∏/3)弧度的移相器9。并且，还具备连接在混频器4的输出和输出端子2b之间并且使相位仅移动(-2∏+∏/3)弧度的移相器10、连接在混频器5的输出和输出端子2b之间并且使相位仅移动(-2∏+2∏/3)弧度的移相器11、以及连接在混频器6的输出和输出端子2b之间并且使相位仅移动(-2∏+3∏/3)弧度的移相器12。

此外，振荡电路3由振荡器15、以及与振荡器15连接的调谐电路16构成。振荡器15的输出与输入端子2c连接。调谐电路16由调谐电容器17a和调谐电感线圈18a并联的并联电路19a、调谐电容器17b和调谐电感线圈18b并联的并联电路19b、调谐电容器17c和调谐电感线圈18c并联的并联电路19c、以及选择并联电路19a、19b、19c中任一个电路的电子开关20构成。

下面对如上所述构成的混频装置1的工作进行说明。该混频装置1中，通过电子开关20选择并联电路19a和并联电路19b和并联电路19c中的任一个。其结果是振荡频率被确定。通过移相器7、移相器8、以及移相器9，来自该振荡电路3的振荡信号分别仅被相移(-∏/3)、(-2∏/3)、以及(-3∏/3)弧度。并且，被相移的各信号被分别供给到混频器4、混频器5、以及混频器6的另一个输入。

此外，通过移相器10、移相器11、以及移相器12，来自混频器4、混频器5、以及混频器6的输出信号分别仅被相移(-2∏+∏/3)、(-2∏+2∏/3)、以及(-2∏+3∏/3)弧度。并且，合成的信号从输出端子2b输出。

由此，图像干扰信号、具有相对于来自振荡电路3的基频的三倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、或者具有相对于来自振荡电路3的基频的五倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号被相位消除并被抑制。

已知现有混频装置1在专利文献1中被记述。但是，在现有结构中，例如接收UHF带(470MHz～770MHz)的频率范围时，需要能够使该宽带频率范围得以改变的振荡电路3、该宽带频率范围中相位精度高的移相器7、移相器8、以及移相器9。

为此，在振荡电路3中，在调谐电路16内选择并联电路19a、并联电路19b、以及并联电路19c的任一个，覆盖振荡频率的变化范围。这样，当装载到便携接收装置时，变成低电压驱动，因此不能覆盖宽带的振荡频率，且需要多个并联电路。构成该并联电路19a、并联电路19b、以及并联电路19c的电感线圈18a、电感线圈18b、以及电感线圈18c具有特别大的占有面积作为集成电路的芯片尺寸。

此外，也考虑到使用环状振荡电路代替振荡电路3。但是，现有的环状振荡电路中，从环状振荡电路仅取出相互相差90度相位的正交信号，将这些正交信号用于方向转变(例如，参照非专利文献1)。

此外，混频电路2的移相器7、移相器8、以及移相器9中，即使在宽带的频率范围内也需要高精度的相移量，因此例如使用了双稳态多谐振荡器。

这样，当将由振荡电路3和混频电路2构成的混频装置进行集成电路化时，振荡电路3中，需要多个并联电路19a、并联电路19b、以及并联电路19c和切换开关20。此外，混频电路2中，移相器7、移相器8、以及移相器9需要双稳态多谐振荡器，因此芯片尺寸变大。为此不能实现小型尺寸的高频接收装置。

专利文献1：日本特开2004-179841号公报

非专利文献1：名古屋工业大学米谷昭彦著电子电路研究会资料资料编号“ECT-03-43”2003年3月14日(P1～4)

发明内容

本发明的混频装置具有被输入高频信号的输入端子、与输入端子分别连接于一个输入上的第一混频器～第M混频器(M是3以上的自然数)，具备向一个输入供给被输入到输入端子的高频信号的混频电路。并且，具备与第一混频器～第M混频器的各自的另一个输入连接并供给输出信号的环状振荡电路、被供给第一混频器～第M混频器的各自的输出的输出端子。此外，第K个(K是1～M顺次相加的自然数)混频器的输出和输出端子之间具备具有(-2∏+K∏/M)弧度的相移量的第K个移相器。

并且，环状振荡电路具备由至少第一个变换器～第(2×M)个变换器、或者至少第一个差分放大器～第(2×M)个差分放大器形成的第一环状振荡部。

环状振荡电路包含第一个变换器～第(2×M)个变换器时，从第K个变换器输出的仅相移了(-K∏/M)弧度的振荡信号和从第(M+K)个变换器输出的仅相移了(-(M+K)∏/M)弧度的振荡信号，被平衡输入到第K个混频器的另一个输入。

此外，环状振荡电路包含第一个差分放大器～第(2×M)个差分放大器时，构成为从第K个差分放大器输出的仅相移了(-K∏/M)弧度的振荡信号和从第(M+K)个差分放大器输出的仅相移了(-(M+K)∏/M)弧度的振荡信号，被平衡输入到第K个混频器的另一个输入。

根据这种结构，本发明的混频装置通过相位消除，对于图像干扰信号的频率以及具有相对于来自振荡器的基频的三倍以上至(2M-3)倍的频率向下侧以及向上侧分别仅偏离了IF的频率的所有干扰信号进行抑制。

附图说明

图1是本发明第一实施方式的混频装置的框图。

图2是表示本发明第一实施方式的混频装置的期望信号和图像干扰信号的相位的图。

图3是表示与来自本发明第一实施方式的混频装置的环状振荡电路的基频的三倍的频率相关的干扰信号的相位的图。

图4是本发明第一实施方式的混频装置的在北美的播放频道和与振荡器的高阶谐频相关的干扰信号的关系图。

图5是本发明第二实施方式的混频装置的框图。

图6是本发明第三实施方式的混频装置的框图。

图7是本发明第四实施方式的混频装置的框图。

图8是本发明第五实施方式的高频接收装置的框图。

图9是现有混频装置的框图。

附图标记说明

31，331，431，531，601混频装置

32，332混频电路

32a，61，62，63，64，65，66，332a，602a输入端子

32b，35，36，37，38，65，66，332b，602b输出端子

33，333，433，533环状振荡电路

34，334，434，534电源端子

40封装

51，52，53，54，55，56，351，351，352，353，354，355，

356，357，358，359，360差分放大器

71，72，73，371，372，373，374，375混频器

74，75，76，391，392，394，395移相器

433a第一环状振荡部

433b第二环状振荡部

451，452，453，454，455，456，457，458，459，460，461，

462，463，464，465，466，467，468，469，470变换器

533a第三环状振荡部

533b第四环状振荡部

533c振荡控制部

602高频接收装置

603滤波器

具体实施方式

下面使用附图对本发明的实施方式进行说明。

(第一实施方式)

图1是本发明第一实施方式的混频装置31的框图。图1中，本实施方式的混频装置31由设置有输入端子32a和输出端子32b的混频电路32、以及向该混频电路32供给振荡信号的环状振荡电路33构成。

首先，下面对于环状振荡电路33的结构进行说明。环状振荡电路33中按照标记顺序依次串连反转并输出输入信号的差分放大器51～56。差分放大器51～56中的任一个都由两个放大器差分连接而构成。

差分放大器51的输出与差分放大器52的输入连接，差分放大器52的输出与差分放大器53的输入连接，差分放大器53的输出与差分放大器54的输入连接，差分放大器54的输出与差分放大器55的输入连接，差分放大器55的输出与差分放大器56的输入连接，差分放大器56的输出与差分放大器51的输入连接。

差分放大器51～56的各自的电源输入全部与设置在环状振荡电路33上的电源端子34连接。

并且，差分放大器51～56的输出与设置在环状振荡电路33上的输出端子35～40分别连接。

对如上所述构成的环状振荡电路33的振荡工作进行说明。环状振荡电路33中，差分放大器51的输入信号在差分放大器51～56中被反转放大并返回到差分放大器51的输入。差分放大器51～56中的环路放大率为1以上，来自差分放大器56的相位比差分放大器51的输入信号的相位延迟(-2∏)弧度时的频率为振荡频率。

该相位延迟按以下方式确定。即，从差分放大器51～56输出的输出电流对与差分放大器51～56的输出分别连接的后级差分放大器以及混频器等的输入电容器、输入电阻充电或放电。由于该充放电所需的时间发生相位延迟。

这样差分放大器51的输出信号相位延迟。同样地，差分放大器52的输出信号进一步相位延迟。差分放大器53～56的输出信号进一步顺次相位延迟。

此外，利用向电源端子34供给的电压值能够控制从差分放大器51～56输出的输出电流。由此，能够改变环状振荡电路33的振荡频率。例如，将向电源端子34供给的电压的电压值控制为0.5～3.0V，能够将环状振荡电路33的振荡频率改变成接收UHF带所需的450～1000MHz。

对差分放大器51～56的各输出的相位进行说明。差分放大器51～56可以由六个同一特性的变换器构成。因此，每一个变换器的输入输出间的相位差可以是将来自差分放大器56的相位比差分放大器51的输入信号的相位延迟的(-2∏)弧度除以变换器的个数6得到的(-∏/3)弧度。

由此，差分放大器51～56中，相对于输入信号的相位，输出信号的相位分别延迟(-∏/3)弧度。因此，相对于差分放大器51的输入信号的相位，差分放大器51～56的输出信号的相位分别延迟(-∏/3)弧度、(-2∏/3)弧度、(-3∏/3)弧度、(-4∏/3)弧度、(-5∏/3)弧度、(-2∏)弧度。

这些相位延迟了(-∏/3)弧度、(-2∏/3)弧度、(-3∏/3)弧度、(-4∏/3)弧度、(-5∏/3)弧度、(-2∏)弧度的信号通过输出端子35～40被分别输出。

其次，下面对被输入环状振荡电路33的振荡信号的混频电路32的结构进行说明。混频电路32上设置有被输入高频信号的输入端子32a、被输出中频的信号的输出端子32b、以及与环状振荡电路33的输出端子35～40分别连接的输入端子61～66。

混频电路32具备混频器71、混频器72、以及混频器73。即，本实施方式中，若混频器的数量记做M则M为3。另外，本发明中，M是3以上的自然数。混频器71与输入端子32a连接于一个输入71a上，与输入端子61和输入端子64连接于另一个输入71b上。并且，混频器72与输入端子32a连接于一个输入72a上，与输入端子62和输入端子65连接于另一个输入72b上。此外，混频器73与输入端子32a连接于一个输入73a上，与输入端子63和输入端子66连接于另一个输入73b上。

并且，混频电路32具备连接于混频器71的输出71c和输出端子32b之间的、具有(-2∏+∏/3)弧度的相移量的移相器74，连接于混频器72的输出72c和输出端子32b之间的、具有(-2∏+2∏/3)弧度的相移量的移相器75，以及连接于混频器73的输出73c和输出端子32b之间的、具有(-2∏+3∏/3)弧度的相移量的移相器76。

使用算式对如上所述构成的混频装置31的工作进行说明。另外，为了简化说明，将被输入到输入端子32a的输入信号、环状振荡电路33的基本输出分量、接收来自环状振荡电路33的基本输出分量并在混频器71、混频器72以及混频器73中发生的三次谐波分量的大小均记做1。此外，混频器71、混频器72以及混频器73的增益、以及移相器74、移相器75以及移相器76的增益分别均记做1。

这是因为输出端子32b输出的信号是通过相加或抑制三个信号而被输出的，因而相位比大小重要。

具体的是将作为输入信号的期望信号V_d、图像干扰信号V_i、具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号(以下称为V_m1)、以及具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号(以下称为V_m2)的各自大小记做1。

此外，相对于基本输出分量V_L1(71b)、基本输出分量V_L1(72b)、以及基本输出分量V_L1(73b)，接收作为差分放大器51的输出信号的基本输出分量V_L1(71b)并在混频器71中发生的三次谐波分量V_L3(71b)、接收作为差分放大器52的输出信号的基本输出分量V_L1(72b)并在混频器72中发生的三次谐波分量V_L3(72b)、以及接收作为差分放大器53的输出信号的基本输出分量V_L1(73b)并在混频器73中发生的三次谐波分量V_L3(73b)的各自的大小实际上较小，但是为了简化说明记做1。

首先，使用算式对向输入端子32a输入期望信号V_d和图像干扰信号V_i的情况进行说明。

此处，(式1)表示期望信号V_d。而将角频率记做ω₁、时间记做t、相角记做θ₁。

(式1)

V_d＝sin(ω₁t-θ₁)

此外，(式2)表示图像干扰信号V_i。而将角频率记做ω₃、相角记做θ₃。

(式2)

V_i＝sin(ω₃t-θ₃)

(式3)表示作为差分放大器51的输出信号的基本输出分量V_L1(71b)。而将角频率记做ω₂、相角记做θ₂。

(式3)

V_L1(71b)＝sin(ω₂t-θ₂-∏/3)

(式4)表示作为差分放大器52的输出信号的基本输出分量V_L1(72b)。

(式4)

V_L1(72b)＝sin(ω₂t-θ₂-2∏/3)

(式5)表示作为差分放大器53的输出信号的基本输出分量V_L1(73b)。

(式5)

V_L1(73b)＝sin(ω₂t-θ₂-3∏/3)

期望信号V_d和图像干扰信号V_i被分成三路并被输入到混频器71的一个输入71a。作为差分放大器51的输出信号的基本输出分量V_L1(71b)被输入到混频器71的另一个输入71b。由此，(式6)表示的IF信号V₁(71c)被输出到混频器71的输出71c。

(式6)

V₁(71c)＝1/3×(V_d+V_i)×sin(ω₂t-θ₂-∏/3)

＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂-∏/3)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂+∏/3))

该IF信号V₁(71c)通过移相器74被相移(-2∏+∏/3)弧度。为此，(式7)表示的IF信号V₁(74a)被输出到移相器74的输出74a。

(式7)

V₁(74a)＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂+2∏/3))

其次，与混频器71相同的信号被输入到混频器72的一个输入72a。作为差分放大器52的输出信号的基本输出分量V_L1(72b)被输入到混频器72的另一个输入72b。由此，(式8)表示的IF信号V₁(72c)被输出到混频器72的输出72c。

(式8)

V₁(72c)＝1/3×(V_d+V_i)×sin(ω₂t-θ₂-2∏/3)

＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂-2∏/3)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂+2∏/3))

该IF信号V₁(72c)通过移相器75被相移(-2∏+2∏/3)弧度，因此(式9)表示的IF信号V₁(75a)被输出到移相器75的输出75a。

(式9)

V₁(75a)＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂-2∏/3))

并且，与混频器71相同的信号被输入到混频器73的一个输入73a。作为差分放大器53的输出信号的基本输出分量V_L1(73b)被输入到混频器73的另一个输入73b。由此，(式10)表示的IF信号V₁(73c)被输出到混频器73的输出73c。

(式10)

V₁(73c)＝1/3×(V_d+V_i)×sin(ω₁t-θ₁-3∏/3)

＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂-3∏/3)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂+3∏/3))

该IF信号V₁(73c)通过移相器76被相移(-2∏+3∏/3)弧度。为此，(式11)表示的IF信号V₁(76a)被输出到移相器76的输出76a。

(式11)

V₁(76a)＝1/3×(1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂)

+1/2×cos(ω₃t-ω₂t-θ₃+θ₂))

从输出端子32b输出的IF信号V₁(32b)如(式12)所示，由IF信号V₁(74a)和IF信号V₁(75a)和IF信号V₁(76a)这三个信号合成而成。

(式12)

V₁(32b)＝V₁(74a)+V₁(75a)+V₁(76a)

＝1/2×cos(ω₂t-ω₁t+θ₁-θ₂)

如(式12)所示可知作为期望信号V_d的IF分量的IF信号V₁(74a)的一项和IF信号V₁(75a)的一项和IF信号V₁(76a)的一项的相互相位一致，因此被合成为三倍。这样作为期望信号的IF信号V₁(32b)从输出端子32b输出。

另一方面，作为图像干扰信号V_i的IF信号V₁(74a)的两项、IF信号V₁(75a)的两项、IF信号V₁(76a)的两项被相互相位消除。其结果是图像干扰信号V_i没有从输出端子32b输出。

下面，根据这些算式使用图2说明信号相位的变化。此处，为了简化说明，将差分放大器51的基本输出分量、期望信号、图像干扰信号的各自的相位θ₂、θ₁、θ₃均作为0弧度进行说明。

图2是表示本发明第一实施方式的混频装置中的期望信号和图像干扰信号的相位的图。此外，表示混频器71、混频器72、以及混频器73的各点的期望信号和图像干扰信号的相位，不表示其大小。此处，期望信号用实线表示，图像干扰信号用虚线表示。

下面使用图2对使期望信号通过并消除图像干扰信号的情况进行详细说明。

首先，将向混频器71的一个输入71a输入的期望信号101、图像干扰信号102的相位均记做0弧度。此外，被输入到混频器71的另一个输入71b的振荡信号103的相位能够表示为(-∏/3)弧度。

根据上述(式6)，从混频器71的输出71c输出的期望信号104的相位为(-∏/3)弧度，图像干扰信号105的相位为(-∏/3)弧度。

根据上述(式7)，从移相器74的输出74a输出的期望信号106的相位为0弧度，图像干扰信号107的相位为(+2∏/3)弧度。

第二，期望信号101、图像干扰信号102被输入到混频器72的一个输入72a。此外，向混频器72的另一个输入72b输入的信号113相对于振荡信号103仅被相移(-∏/3)弧度。

根据上述(式8)，从混频器72的输出72c输出的期望信号114具有(-2∏/3)弧度的相位，图像干扰信号115为(+2∏/3)弧度的相位。

根据上述(式9)，从移相器75的输出75a输出的期望信号116为0弧度的相位，图像干扰信号117为(-2∏/3)弧度的相位。

第三，期望信号101、图像干扰信号102被输入到混频器73的一个输入73a。此外，向混频器73的另一个输入73b输入的振荡信号123相对于振荡信号113仅被相移(-∏/3)弧度。

根据上述(式10)，从混频器73的输出73c输出的期望信号124、图像干扰信号125均为(-∏)弧度的相位。

根据上述(式11)，从移相器76的输出76a输出的期望信号126、图像干扰信号127均为0弧度的相位。

最后，作为IF分量从输出端子32b输出的期望信号128由各期望信号106和期望信号116和期望信号126合成而成。这些期望信号106和期望信号116和期望信号126相互相位一致。因此，成为各期望信号的大小的三倍并被输出。

此外，从输出端子32b输出图像干扰信号107和图像干扰信号117和图像干扰信号127。这些图像干扰信号相互具有(2∏/3)弧度的相位差，因此被消除。为此，图像干扰信号不从输出端子32b输出。

接着，使用算式对向输入端子32a输入干扰信号V_m1和干扰信号V_m2的情况进行说明。干扰信号V_m1是具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的信号。此外，干扰信号V_m2是具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向上侧仅偏离了IF的频率的信号。

此处，(式13)表示干扰信号V_m1。而角频记做ω₄，相角记做θ₄。

(式13)

V_m1＝sin(ω₄t-θ₄)

并且，(式14)表示干扰信号V_m2。而角频记做ω₅，相角记做θ₅。

(式14)

V_m2＝sin(ω₅t-θ₅)

(式15)表示作为差分放大器51的输出的三次谐波分量V_L3(71b)。而角频记做ω₂，相角记做θ₂。

(式15)

V_L3(71b)＝sin(3ω₂t-3θ₂-∏)

(式16)表示作为差分放大器52的输出的三次谐波分量V_L3(72b)。

(式16)

V_L3(72b)＝sin(3ω₂t-3θ₂)

(式17)表示作为差分放大器53的输出的三次谐波分量V_L3(73b)。

(式17)

V_L3(73b)＝sin(3ω₂t-3θ₂-∏)

首先，干扰信号V_m1和干扰信号V_m2被分路并输入到混频器71的一个输入71a，作为三次谐波分量的三次谐波分量V_L3(71b)被输入到混频器71的另一个输入71b。由此，(式18)表示的IF信号V₃(71c)被输出到混频器71的输出71c输出。

(式18)

V₃(71c)＝1/3×(V_m1+V_m2)×V_L3(71b)

＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂-∏)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂+∏))

通过移相器74，该IF信号V₃(71c)被相移(-2∏+∏/3)弧度，因此(式19)表示的IF信号V₃(74a)被输出到移相器74的输出74a。

(式19)

V₃(74a)＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂-2∏/3)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂-2∏/3))

第二，干扰信号V_m1和干扰信号V_m2被分路并输入到混频器72的一个输入72a，三次谐波分量V_L3(72b)被输入到另一个输入72b。由此，(式20)表示的IF信号V₃(72c)被输出到混频器72的输出72c。

(式20)

V₃(72c)＝1/3×(V_m1+V_m2)×V_L3(72b)

＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂))

通过移相器75，该IF信号V₃(72c)被相移(-2∏+2∏/3)弧度，因此(式21)表示的IF信号V₃(75a)被输出到移相器75的输出75a。

(式21)

V₃(75a)＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂+2∏/3)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂+2∏/3))

第三，干扰信号V_m1和干扰信号V_m2被分路并输入到混频器73的一个输入73a，三次谐波分量V_L3(73b)被输入到混频器73另的一个输入73b。由此，(式22)表示的IF信号V₃(73c)被输出到混频器73的输出73c。

(式22)

V₃(73c)＝1/3×(V_m1+V_m2)×V_L3(73b)

＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂-∏)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂+∏))

通过移相器76，该IF信号V₃(73c)被相移(-2∏+3∏/3)弧度，因此(式23)表示的IF信号V₃(76a)被输出到移相器76的输出76a。

(式23)

V₃(76a)＝1/3×(1/2×cos(3ω₂t-ω₄t+θ₄-3θ₂)

+1/2×cos(ω₅t-3ω₂t-θ₅+3θ₂))

最后，从输出端子32b输出的IF分量V₃(32b)是IF信号V₃(74a)和IF信号V₃(75a)和IF信号V₃(76a)的合成，并由(式24)表示。

(式24)

V₃(32b)＝V₃(74a)+V₃(75a)+V₃(76a)

＝0

如(式24)所示可知作为干扰信号V_m1的IF分量的IF信号V₃(74a)的一项和IF信号V₃(75a)的一项和IF信号V₃(76a)的一项的相互相位差是(2∏/3)弧度的关系，并被消除。

此外，对于作为干扰信号V_m2的IF分量的IF信号V₃(74a)的两项和IF信号V₃(75a)的两项和IF信号V₃(76a)的两项的相互相位差也是(2∏/3)弧度的关系，并被消除。

这样，干扰信号V_m1以及干扰信号V_m2的IF分量不被从输出端子32b输出。

图3是表示混频装置31中与来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率相关的干扰信号的相位的图。

图3表示具有相对于来自混频器71、混频器72、以及混频器73的各点的环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向下侧或向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号的相位，不表示其大小。此时，干扰信号V_m1用实线表示，干扰信号V_m2用虚线表示。

下面，使用图3对消除与相对于环状振荡电路33的基频的三倍的频率相关的干扰信号的情况进行详述。

首先，将输入到混频器71的一个输入71a的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号201和信号202表示。此外，根据上述(式15)，能够将输入到混频器71的输入71b的三次谐波分量V_L3(71b)用信号203表示。

根据上述(式18)可知能够将从混频器71的输出71c输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号204和信号205表示。

并且，根据上述(式19)可知将从移相器74的输出74a输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号206和信号207表示。

第二，能够将输入到混频器72的一个输入72a的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号201和信号202表示。此外，根据上述(式16)，能够将输入到混频器72的输入72b的三次谐波分量V_L3(72b)用信号213表示。

根据上述(式20)可知能够将从混频器72的输出72c输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号214和信号215表示。

并且，根据上述(式21)可知将从移相器75的输出75a输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号216和信号217表示。

第三，能够将输入到混频器73的一个输入73a的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别表示为信号201和信号202。此外，根据上述(式17)，能够将输入到混频器73的输入73b的三次谐波分量V_L3(73b)用信号223表示。

根据上述(式22)可知能够将从混频器73的输出73c输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号224和信号225表示。

并且，根据上述(式23)可知将从移相器76的输出76a输出的干扰信号V_m1和干扰信号V_m2分别用信号226和信号227表示。

最后，从输出端子32b输出的干扰信号V_m1是信号206和信号216和信号226的合成信号。这些信号相互的相位差等间隔相差(2∏/3)弧度，因此被消除。

此外，从输出端子32b输出的干扰信号V_m2是信号207和信号217和信号227的合成信号。这些信号的关系是相互的相位差等间隔相差(2∏/3)弧度，因此被消除。

为此，不从输出端子32b输出干扰信号V_m1以及干扰信号V_m2。

另外，通常作为振荡电路，偶次谐波分量比较小而奇次谐波分量特别大。为此，与环状振荡电路33的基本输出分量接近的三次谐波分量或五次谐波分量以大电平被输出。相对于这些谐波分量向下侧或向上侧仅偏离了IF的频率中存在干扰信号，则接收状态恶化，根据情况会不能接收。

此外，例如，即使来自环状振荡电路33的谐波分量比基本输出分量小，由于后级的混频器71、混频器72、以及混频器73内的放大器或限制电路，也会产生谐波分量。

图4表示北美播放频道和与振荡器的高次频率相关的干扰信号的关系。

图4中，横轴317为频率轴，纵轴318表示信号的大小。此外，频带319表示北美电视或CATV的播放频道。如图所示，在北美使用约50MHz到900MHz进行播放。例如，接收作为VLOW带的频道2时，环状振荡电路33的基频303记做约100MHz。此外，向输入端子32a输入的期望信号302约55MHz，表示图像干扰信号308和输出端子32b中的IF信号301。

此外，表示基频303的二倍的频率分量304、三倍的频率分量305、四倍的频率分量306、以及五倍的频率分量307。并且，分别表示二倍的频率分量304的频率-IF的频率分量309、二倍的频率分量304的频率+IF的频率分量310、三倍的频率分量305的频率-IF的频率分量311、三倍的频率分量305的频率+IF的频率分量312、四倍的频率分量306的频率-IF的频率分量313、四倍的频率分量306的频率-IF的频率分量314、五倍的频率分量307的频率-IF的频率分量315、以及五倍的频率分量307的频率+IF的频率分量316。

此时，三倍的频率分量305的频率-IF的频率分量311、三倍的频率分量305的频率+IF的频率分量312、五倍的频率分量307的频率-IF的频率分量315与CATV频道一致。此外，五倍的频率分量307的频率+IF的频率分量316与UHF频道一致，成为干扰信号。即，表示接收低频的频道时，比接收频道高的频率中存在的播放频道成为干扰信号。而且，就变成一个接收频道的频率越低，干扰信号越多的组成。

(表1)表示关于本实施方式的混频装置31，是否能够抑制与由于环状振荡电路33的基本输出分量产生的谐波分量相关的干扰信号。此处，本实施方式中，如上所述混频器的数量为M，即3。

(表1)

(表1)中，相对于环状振荡电路33的基频的倍数n为1时，环状振荡电路33表示基频。并且，基频-F表示期望信号的频率，基频+IF表示图像干扰信号的频率。表示对于该图像干扰信号具有抑制效果。即，○表示有抑制效果，表示能够消除干扰信号。此外，×表示没有抑制效果，不能消除干扰信号。

并且，n＝3时，具有三倍×基频+IF、三倍×基频-IF的频率的干扰信号具有抑制效果。此外，n＝5时，即使对于具有五倍×基频-IF的频率的干扰信号也具有抑制效果。

这样，混频装置31中，能够抑制图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、以及具有相对于来自环状振荡电路33的基频的五倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号。通过将来自差分放大器51～56的各自的输出信号供给到混频器71～73的另一个输入，能够切实抑制干扰信号。

通过在差分放大器51～56上使用同一特性的变换器，能够正确地使来自环状振荡电路33的差分放大器51～56的各自的输出信号的相互的相位差相同。并且，能够将差分放大器51～53的各自的输出信号供给到混频器71～73的另一个输入。

为了实现能够确实抑制该干扰信号的混频装置31，能够通过使用具有相同特性的差分放大器51～56，并且使用相同特性的混频器71～73并集成化来实现。

即，通过在差分放大器51～56上使用同一特性的变换器，能够正确地使来自环状振荡电路33的差分放大器51～56的各自的输出信号的相互的相位差相同。

如上所述，将混频电路32、以及串联有差分放大器51～56的环状振荡电路33相互结合用于混频装置31。

这样，由于振荡电路使用环状振荡电路33，因此不需要现有例使用的调谐电路16、电子开关20、移相器7、8、9。特别是由于不需要在集成电路上面积占有率大的调谐电感18a、18b、18c，因此能够实现与现有例相比，例如尺寸约五分之一小型混频装置。并且，混频装置31通过至少将混频电路32和环状振荡电路33集成在同一封装40上，能够切实抑制干扰信号并能够小型化。另外，封装40可以使用塑料或陶瓷等材料，也可以使用金属制材料来进一步防止电磁波的不必要的辐射。

此外，通过控制向环状振荡电路33的电源端子34供给的电压的电压值，能够将环状振荡电路33的振荡频率改变成接收UHF带所需的振荡频率。

另外，本实施方式中通过分别向混频器71～73的各自的另一个输入71b～73b输入来自环状振荡电路33的振荡信号作为平衡输入，但是，例如不连接另一个输入71b～73b和输入端子38～40，则能够作为不平衡输入使用。

(第二实施方式)

图5是本发明第二实施方式的混频装置331的框图。第一实施方式中，如图1所示，由三个混频器71、72、73、以及六个差分放大器51～56组成的环状振荡电路33构成。即，第一实施方式是M为3的示例。对此，本实施方式中，如图5所示不同的是由M个混频器371～375组成的混频电路332、以及(2×M)个差分放大器351～360组成的环状振荡电路333构成。但是，M是3以上的自然数。

通过该不同点，能够消除具有相对于从来自环状振荡电路333的基频的三倍以上到(2M-3)倍的频率，分别向下侧或向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号。

此外，本实施方式中，出于方便考虑，图5仅描述了M个混频器中的五个混频器371～375，其他省略。此外，关于移相器391～395也是相同的。并且，出于方便考虑仅描述了(2×M)个差分放大器中的十个差分放大器351～360，其他省略。此外，图5中为了清楚易懂，表示M为5以上的情况。此外，为了方便并结合图示进行说明，假设K为4以上，但K为1到M能够适用本发明。另外，M为3或者4的情况虽与图5不同但是能够适用本发明。但是，此处不作详细说明。

另外，关于混频装置331的工作，由于基本与第一实施方式相同故简略说明。

如图5所示，混频装置331由设置有被输入高频信号的输入端子332a和输出端子332b的混频电路332、以及向该混频电路332供给振荡信号的环状振荡电路333构成。并且，混频电路332的一个输入被供给有输入至输入端子332a的高频信号。此外，混频电路332的另一个输入与环状振荡电路333连接，供给该输出信号。

首先，关于环状振荡电路333的结构进行以下说明。环状振荡电路333具备按标记顺序依次串联反转并输出输入信号的(2×M)个差分放大器351～360的第一环状振荡部。这些差分放大器351～360也可以由(2×M)个变换器构成。即，环状振荡电路也可以具备至少由第一个变换器～第(2×M)个变换器组成的第一环状振荡部。

第一个差分放大器351的输出与第二个差分放大器352的输入连接，第二个差分放大器352的输出与第三个差分放大器353的输入连接，差分放大器353的输出与下一级的差分放大器(未图示)的输入连接。并且，串联((K-1)-3)级的差分放大器后的第(K-1)个差分放大器(未图示)的输出与第K个差分放大器354的输入连接。此外，第K个差分放大器354的输出与下一级的差分放大器(未图示)的输入连接。并且，串联((M-1)-K)级的差分放大器后的第(M-1)个差分放大器(未图示)的输出与第M个差分放大器355的输入连接。

此外，第M个差分放大器355的输出与第(M+1)个差分放大器356的输入连接，第(M+1)个差分放大器356的输出与第(M+2)个差分放大器357的输入连接。并且，第(M+2)个差分放大器357的输出与第(M+3)个差分放大器358的输入连接，第(M+3)个差分放大器358的输出与下一级的差分放大器(未图示)的输入连接。并且，串联((M+K-1)-(M+3))级的差分放大器(未图示)后的第(M+K-1)个差分放大器(未图示)的输出与第(M+K)个差分放大器359的输入连接。此外，第(M+K)个差分放大器359的输出与下一级的差分放大器(未图示)的输入连接。并且，串联((M+M-1)-(M+K-1))级的差分放大器(未图示)后的第(M+M-1)个差分放大器(未图示)的输出与第(M+M)个差分放大器360的输入连接，第(M+M)个差分放大器360的输出与第一个差分放大器351的输入连接。

另外，M为4时K必然为4。因此，与附图的标示不同，差分放大器354和差分放大器355相同。同样，差分放大器359和差分放大器360相同。因此，关于该情况此处省略说明。

此外，(2×M)个组成的差分放大器351～360的输出分别与设在环状振荡电路333上的(2×M)个输出端子335～344连接。并且，差分放大器351～360的各自的电源输入均与电源端子334连接。

其次，对如上所述构成的环状振荡电路333的振荡工作进行说明。环状振荡电路333中，差分放大器351的输入信号被差分放大器351～360反转放大，并返回差分放大器351的输入。该差分放大器351～360中的环路放大率为1以上。因此，来自差分放大器360的相位比差分放大器351的输入信号的相位延迟(-2∏)弧度时的频率成为环状振荡电路333的振荡频率。

如下所述确定该相位延迟。即，从差分放大器351～360输出的输出电流对与差分放大器351～360的输出分别连接的后级差分放大器以及混频器等的输入电容器、输入电阻充电或放电。由于该充放电所需的时间，发生相位延迟。这样，差分放大器351的输出信号相位延迟。同样，差分放大器352的输出信号进一步相位延迟。差分放大器353～360的输出信号进一步顺次相位延迟。

其次，对差分放大器351～360的各输出的相位进行说明。另外，这些差分放大器351～360可以由(2×M)个变换器构成。因此，每个变换器的输入输出间的相位差可以是将来自差分放大器356的相位比差分放大器351的输入信号延迟的(-2∏)弧度除以变换器的个数(2×M)得到的(-∏/M)弧度。

由此，差分放大器351～360中相对于输入信号的相位，输出信号的相位分别延迟(-∏/M)弧度。因此，相对于差分放大器351的输入信号的相位，差分放大器351～360的输出信号的相位分别延迟(-∏/M)弧度、(-2∏/M)弧度、(-3∏/M)弧度、...、(-K∏/M)弧度、...、(-(M+K)∏/M)弧度、...、(-2M∏/M)弧度。

经由各输出端子335～344，这些信号分别被平衡输入至混频器371～375的另一个输入。即，从第K个变换器输出的仅相移了(-K∏/M)弧度的振荡信号、从第(M+K)个变换器输出的仅相移了(-(M+K)∏/M)弧度的振荡信号被平衡输入至第K个混频器的另一个输入。

此外，利用向电源端子334供给的电压值能够控制从差分放大器351～360输出的输出电流。由此，能够改变环状振荡电路333的振荡频率。例如，通过将向电源端子334供给的电压的电压值控制为0.5～3.0V，能够将环状振荡电路333的振荡频率改变为接收UHF带所需要的450～1000MHz。

其次，对被输入环状振荡电路333的振荡信号的混频电路332的结构进行说明。

图5中，混频电路332由输入端子332a、分别与输入端子332a连接于一个输入上的M个混频器371～375、与混频器371～375的另一个输入连接分别的(2×M)个输入端子381～390、分别连接在混频器371～375的输出与输出端子332b之间并使相位移动(-2∏+K∏/M)弧度的M个移相器391～395构成。

首先，第一级混频器371与输入端子332a连接于一个输入371a上，与输入端子381和输入端子386连接于另一个输入371b上。并且，第二级混频器372与输入端子332a连接于一个输入372a上，与输入端子382和输入端子387连接于另一个输入372a上。此外，第三级混频器373与输入端子332a连接于一个输入373a上，与输入端子383和输入端子388连接于另一个输入373b上。并且，第K级混频器374与输入端子332a连接于一个输入374a上，与输入端子384和输入端子389连接于另一个输入374b上。此外，第M级混频器375与输入端子332a连接于一个输入375a上，与输入端子385和输入端子390连接于另一个输入375b上。

使用算式对如上所述构成的混频装置331的工作进行说明。

被输入到输入端子332a的高频信号与混频器371～375的一个输入371a～375a分别连接。此外，向混频器371～375的另一个输入371b～375b供给从环状振荡电路333分别相移了(-∏-K∏/M)弧度的输出信号。此处，M为3以上的自然数，K是逐一相加的从1到M的自然数。

并且，在M个混频器371～375的输出371c～375c和输出端子332b之间分别连接具有(-2∏+K∏/M)弧度的相移量的移相器391～395。

首先，对将期望信号输入至输入端子332a的情况进行说明。此时期望信号被输入至由M个组成的混频器371～375的一个输入371a～375a，并从环状振荡电路333分别逐次相移了(-K∏/M)弧度的输出信号分别被供给到M个组成的混频器371～375的另一个输入371b～375b。

从混频器371～375的输出371c～375c输出相移了(-K∏/M)弧度的期望信号。通过移相器391～395，该相移了(-K∏/M)弧度的期望信号分别仅被相移了(-2∏+K∏/M)弧度。其结果是输出端子332b中的期望信号的相位θ_d如(式25)所示为(-2∏)弧度即0弧度的相移，相位一致。

(式25)

θ_d＝-Kπ/M-2π+Kπ/M

＝-2π

即，期望信号的IF分量被乘以M倍并从输出端子332b输出。

其次，对将图像干扰信号输入到输入端子332a的情况进行说明。此时，图像干扰信号被输入至混频器371～375的一个输入371a～375a，并且向混频器371～375的另一个输入371b～375b供给从环状振荡电路333分别逐次相移了(-K∏/M)弧度的输出信号。

并且，图像干扰信号的频率比环状振荡电路333的频率高，因此从混频器371～375的输出371c～375c输出相移了(+K∏/M弧度的图像干扰信号。该相移了(+K∏/M)弧度的图像干扰信号通过移相器391～395分别仅被相移了(-2∏+K∏/M)弧度。其结果是在输出端子332b中的图像干扰信号的相位θ_i为(式26)。

(式26)

θ_i＝Kπ/M-2π+Kπ/M

＝K2π/M

即，成为具有(K×2∏/M)弧度的相位的分量，对2∏进行M等分后的分量为M个，因此被相位消除。即，图像干扰信号的IF分量为0，不从输入端子332b输出。

其次，对具有相对于来自环状振荡电路333的基频的n倍的频率，向下侧或向上侧仅偏离了IF的频率的信号，作为干扰信号被输入到输入端子332a的情况进行说明。该干扰信号被输入至M个组成的混频器371～375的一个输入371a～375a。向该M个组成的混频器371～375的另一个输入371b～375b供给从环状振荡电路333分别逐次相移了(-K∏/M)弧度的输出信号。

并且，具有相对于来自环状振荡电路333的基频的n倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号分别被相移了(K∏n/M)弧度以及(-K∏n/M)弧度，并从混频器371～375的输出371c～375c输出。通过移相器391～395，该相移了(K∏n/M)弧度以及(-K∏n/M)弧度的信号分别被相移(-2∏+K∏/M)弧度。

其结果是，具有相对于来自环状振荡电路333的基频的n倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号引起的来自输出端子332b的寄生信号的相位θ_m1为(式27)。

(式27)

θ_m1＝-Kπn/M-2π+Kπ/M

＝Kπ(1-n)/M

此外，具有相对于来自环状振荡电路333的基频的n倍的频率，向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号引起的来自输出端子332b的寄生信号的相位θ_m2为(式28)。

(式28)

θ_m2＝Kπn/M-2π+Kπ/M

＝Kπ(1+n)/M

例如，混频器数量为5个(M＝5)，相对于来自环状振荡电路333的基频的倍数n为5时，相位θ_m1＝-K∏4/5弧度以及相位θ_m2为K∏6/5弧度。因此，具有将(4∏)弧度以及(6∏)弧度划分成五份的相位的信号存在五个，被相位消除。

并且，混频器数量M为5个，相对于来自环状振荡电路333的基频的倍数n为9时，相位θ_m1＝-K∏8/5弧度以及相位θ_m2为K∏10/5弧度。此处，由于是(K∏10/5)弧度即(K2∏)弧度，因此相位一致的信号为K＝5个，故不被相位消除。此外，(K∏8/5)弧度是指具有将(8∏)弧度划分成五份的相位的信号存在K＝5个，被相位消除。

(表2)表示关于本实施方式中的混频装置，相对于与由于环状振荡电路333的基本输出分量产生的谐波分量相关的干扰信号的抑制率。

(表2)

(表2)中，本实施方式的混频装置中，混频器的数量M为5。其结果是表示图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的三倍和五倍和七倍的频率，分别向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、以及具有相对于来自环状振荡电路333的基频的九倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号均被相位消除并被抑制的情况。即，○表示有抑制效果，能够消除干扰信号。此外，×表示没有抑制效果，不能消除干扰信号。

(表3)表示关于本实施方式中的混频装置，对与由于环状振荡电路333的基本输出分量产生的谐波分量相关的干扰信号的抑制率。此处，混频器的数量为M。

(表3)

如(表3)所示，表示混频器数量为M的混频装置331中，图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的三倍以上到(2M-3)倍的频率，分别向下侧以及向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号均被相位消除并被抑制的情况。此外，表示能够抑制和不能抑制具有相对于基频的(2M-2)倍以上的频率，分别向下侧以及向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号的情况。即，○表示有抑制效果，能够消除干扰信号。此外，×表示没有抑制效果，不能消除干扰信号。

这样，混频装置331中能够抑制图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的三倍的频率，分别向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的五倍的频率，分别向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号。

为了实现能够切实抑制这些干扰信号的混频装置331，使用并集成具有相同特性的差分放大器351～360和相同特性的混频器371～375。

即，差分放大器351～360通过使用同一特性的差分放大器，能够正确地使来自环状振荡电路333的差分放大器351～360的各自的输出信号的相互的相位差相同。

如上所述，混频装置331中组合使用由M个混频器371～375组成的混频电路332、由2M个差分放大器351～360组成的环状振荡电路333。

这样，由于振荡电路使用环状振荡电路333，因此不需要现有例中使用的调谐电路16、电子开关20、移相器7、8、9。特别是不需要在集成电路上面积占有率大的调谐电感18a、18b、18c，因此与现有例相比能够实现例如约五分之一的小型尺寸的混频装置。

此外，通过控制向环状振荡电路333的电源端子334供给的电压的电压值，能够将环状振荡电路333的振荡频率改变成接收UHF带所需的振荡频率。

为此，能够实现小型尺寸的混频装置331。并且，使用了该混频装置331的高频接收装置中，由于能够缓和与混频装置331的输入连接的滤波器603的衰减特性，因此能够小型化以及低成本化。

另外，本实施方式中通过分别向混频器371～375的各自的另一个输入371b～375b输入来自环状振荡电路333的振荡信号作为平衡输入，但是例如不连接另一个输入371b～375b和输入端子386～390，则能够作为不平衡输入使用。

此时，环状振荡电路333也可以形成为串联差分放大器351～355，差分放大器355的输出和差分放大器351的输入之间连接移相器361(未图示)。并且，该移相器361的相移量可以为∏弧度。由此，由于能够将M个差分放大器356～360替换成移相器361，因此能够实现小型尺寸的混频装置。

(第三实施方式)

图6是本发明第三实施方式的混频装置431的框图。第二实施方式中，如图5所示环状振荡电路333构成为串联(2×M)个差分放大器351～360的环状振荡电路。与之不同的是本实施方式中，如图6所示环状振荡电路433由(4×M)个变换器451～470构成。但是，M为3以上的自然数。通过该不同，由于使用变换器451～470因此能够谋求低相位噪声。因此，能够实现具有高灵敏度的接收灵敏度的混频装置431。

此外，本实施方式中，为了方便图6仅描述M个混频器的五个混频器371～375，其他省略。此外，为了方便仅描述(4×M)个变换器的二十个变换器451～470，其他省略。此外为了方便以及易于理解，图6表示M为5个以上的情况。此外，为了便利且结合附图进行说明，假设M为4以上的情况，但K为1至M能够适用本发明。另外，M为3或4的情况虽然与图6不同但是能够适用本发明。但是，此处不详细说明。

另外，关于混频装置431的工作，由于与第一实施方式基本相同，故简化说明。

如图6所示，混频装置431由设置有被输入高频信号的输入端子332a和输出端子332b的混频电路332、向该混频电路332供给振荡信号的环状振荡电路433构成。

对如上所述构成的环状振荡电路433的结构进行以下说明。环状振荡电路433由第一环状振荡部433a和第二环状振荡部433b构成。

首先，对第一环状振荡部433a的详细结构进行说明。第一环状振荡部433a按标记顺序依次环状串联反转并输出输入信号的(2×M)个变换器451～460。即，第一个变换器451的输出与第二个变换器452的输入连接，第二个变换器452的输出与第三个变换器453的输入连接，第三个变换器453的输出与下一级变换器(未图示)的输入连接。并且，串联((K-1)-3)级的变换器后的第(K-1)个变换器(未图示)的输出与第K个变换器454的输入连接。此外，第K个变换器454的输出与下一级变换器(未图示)的输入连接。并且，串联((M-1)-K)级的变换器(未图示)后的第(M-1)个变换器(未图示)的输出与第M个变换器455的输入连接。

此外，第M个变换器455的输出与第(M+1)个变换器456的输入连接。并且，第(M+1)个变换器456的输出与第(M+2)个变换器457的输入连接，第(M+2)个变换器457的输出与第(M+3)个变换器458的输入连接，第(M+3)个变换器458的输出与下一级变换器(未图示)的输入连接。并且，串联((M+K-1)-(K+3))级的变换器(未图示)后的第(M+K-1)个变换器(未图示)的输出与第(M+K)个变换器459的输入连接。此外，第(M+K)个变换器459的输出与下一级变换器(未图示)的输入连接。并且，串联((M+M+1)-(M+K))级的变换器(未图示)后的第(M+M-1)个变换器(未图示)的输出与第(M+M)个变换器460的输入连接，第(M+M)个变换器460的输出与第一个变换器451的输入连接。

其次，对第二环状振荡部433b的详细结构进行说明。第二环状振荡部433b具备反转并输出输入信号的(2×M)个变换器461～470。并且，第一个变换器461的输出与变换器451的输出以及第三个变换器463的输入连接。并且，第三个变换器463的输出与变换器453的输出连接，并且，经由((M-2)-3)级串联的第(M-2)个变换器(未图示)与第M个变换器465的输入连接。此外，第M个变换器465的输出与变换器455的输出以及第(M+2)个变换器467的输入连接。并且，第(M+2)个变换器467的输出与变换器457的输出连接，并且经由((M+K-2)-(M+2))级串联的第(M+K-2)个变换器(未图示)与第(M+K)个变换器469的输入连接。此外，第(M+K)个变换器469的输出与变换器459的输出连接，并且与第(M+K+2)个变换器(未图示)的输入连接(K为M-2以下)。此外，第一个变换器461的输入与第(M+M-1)个变换器(未图示)的输出连接。

并且，第二个变换器462的输出与变换器452的输出连接，并且，经由((K-2)-2)级串联的第(K-2)个变换器(未图示)与第K个变换器464的输入连接。并且，第K个变换器464的输出与变换器454的输出连接，并且经由((M-1)-K)级串联的第(M-1)个变换器(未图示)与第(M+1)个变换器466的输入连接。并且，第(M+1)个变换器466的输出与变换器456的输出以及第(M+3)个变换器468的输入连接。此外，第(M+3)个变换器468的输出与变换器458的输出连接，并且，经由((M+M-2)-(M+3))级串联的第(M+M-2)个变换器(未图示)与第(M+M)个变换器470的输入连接。此外，第(M+M)个变换器470的输出与变换器460的输出以及第二个变换器462的输入和变换器451的输入连接。

即，环状振荡电路433包含第一环状振荡部433a和第二环状振荡部433b。第一环状振荡部433a由第一个变换器451～第L个(L是1～2M顺次相加的自然数)变换器～第(L+2)个变换器～第(M+M-1)个变换器、以及第(M+M)个变换器460形成。

此外，第二环状振荡部433b由第一个变换器461～第L个变换器～第(L+2)个变换器～第(M+M-1)个变换器、以及第(M+M)个变换器470形成。

并且，构成第一环状振荡部433a的第L个变换器的输出与构成第二环状振荡部433b的第L个变换器的输出连接。

并且，L在(M+M-2)以下时，第二环状振荡部433b包含的第L个变换器的输出和第二环状振荡部433b包含的第(L+2)个变换器的输入连接。

此外，L为(M+M-1)时，第二环状振荡部433b包含的第(M+M-1)个变换器(未图示)的输出和第二环状振荡部433b包含的第一个变换器461的输入连接。

此外，L为(M+M)时，第二环状振荡部433b包含的第(M+M)个变换器570的输出和第一环状振荡部433a包含的第一个变换器451的输入、以及第二环状振荡部433b包含的第二个变换器462的输入连接。

另外，M为4时K必然为4。因此，与附图的标示不同，变换器454和变换器455相同。同样，变换器459和变换器460相同。此外，变换器464和变换器465相同。同样，变换器469和变换器470相同。因此，此处省略关于该情况的说明。

此外，变换器451～460的输出与设置在环状振荡电路433上的(2×M)个输出端子435～444分别连接。这些输出端子435～444作为平衡输入与混频器371～375的另一个输入分别连接。

并且，变换器451～470的各电源输入均与电源端子434连接。

对如上所述构成的环状振荡电路433的振荡工作进行说明。第一环状振荡部433a中，变换器451的输入信号被变换器451～460反转放大并返回变换器451的输入。第二环状振荡部433b中，变换器461的输出信号与变换器451的输出信号连接。作为变换器451的前两级的变换器(未图示)的输出信号被输入到变换器461的输入。

同样，来自对应的变换器462～470的输出信号被分别输入到变换器452～460的各输出信号。并且，作为变换器452～460的各前两级的变换器460～458的输出信号被输入到变换器462～470的输入。

这样，构成第一环状振荡部433a的各变换器的输入是来自前级变换器的输出信号和来自被输入来自前两级变换器的输出信号的第二环状振荡部433b内的变换器的输出信号之和。由此，环状振荡电路433不会成为不振荡的状态。

该状态中，第一环状振荡部433a和第二环状振荡部433b的环路放大率为1以上，来自变换器460的相位比变换器451的输入信号的相位延迟(-2∏)弧度的频率下能够振荡。

如下所述确定该相位延迟。即，从变换器451～460输出的输出电流对与变换器451～460的输出分别连接的后级变换器以及混频器等的输入电容器、输入电阻进行充电或放电。由于该充放电所需时间产生相位延迟。

这样，变换器451的输出信号相位延迟。同样，变换器452的输出信号进一步相位延迟。变换器453～460的输出信号进一步顺次相位延迟。

其次，对变换器451～460的各输出的相位进行说明。这些变换器451～460由(2×M)个变换器构成。因此，每一个变换器的输入输出间的相位差可以是将来自变换器456的相位比变换器451的输入信号的相位延迟的(-2∏)弧度除以变换器的个数(2×M)得到的(-2∏/2M)即(-∏/M)弧度。

由此，变换器451～460中，相对于输入信号的相位，输出信号的相位分别延迟(-K∏/M)弧度。因此，相对于变换器451的输入信号的相位，变换器451～460的输出信号的相位分别延迟(-∏/M)弧度、(-2∏/M)弧度、(-3∏/M)弧度、...、(-K∏/M)弧度、...、(-2M∏/M)弧度。

经由各输出端子435～444，这些信号被平衡输入至混频器371～375的各自的另一个输入371b～375b。

此外，能够利用供给到电源端子434的电压值控制从形成环状振荡电路433的变换器451～470输出的输出电流。由此，能够改变环状振荡电路433的振荡频率。例如，通过将供给到电源端子434的电压的电压值控制在0.5～3.0V，能够将环状振荡电路433的振荡频率改变为接收UHF带所需的450～1000MHz。

另外，本实施方式中，通过向混频器371～375的各自的另一个输入371b～375b分别输入来自环状振荡电路433的振荡信号作为平衡输入，但是例如不连接另一个输入371b～375b和输入端子386～390，则能够作为不平衡输入使用。

(第四实施方式)

图7是本发明第四实施方式的混频装置531的框图。第三实施方式中，环状振荡电路433由第一环状振荡部433a和第二环状振荡部433b构成。与之不同的是本实施方式中，环状振荡电路533由第三环状振荡部533a、第四环状振荡部533b、控制第三环状振荡部533a以及第四环状振荡部533b的振荡控制部533c构成。

根据该不同，能够使第三环状振荡部533a和第四环状振荡部533b作为互相独立的振荡电路，因此能够稳定地振荡工作。例如，即使在苛刻的温度、湿度环境下也能够使用。

此外，本实施方式中，为了方便，图7仅描述M个混频器的五个混频器371～375，其他省略。此外，为了方便仅描述(4×M)个变换器的二十个变换器551～555、561～565、567～576，其他省略。此外，图7中为了清楚易懂，表示M为5以上的情况。此外，为了方便并结合附图进行说明，假设K为4以上的情况，但K为1到M能够适用本发明。另外，M为3或者4的情况虽与图7不同但是能够适用本发明。但是，此处不作详细说明。

另外，关于混频装置531的工作，由于与第一实施方式基本相同故简化说明。

图7中，混频装置531由混频电路332、向该混频电路332供给振荡信号的环状振荡电路533构成。

首先，下面对环状振荡电路533的结构进行说明。环状振荡电路533由第一环状振荡部和振荡控制部533c构成，第一环状振荡部由第三环状振荡部533a和第四环状振荡部533b形成，振荡控制部533c连接于第三环状振荡部533a和第四环状振荡部533b之间并控制振荡工作。

第三环状振荡部533a与反转并输出输入信号的M个变换器551～555按标记顺次串联成环状。

第一个变换器551的输出与第二个变换器552的输入连接，第二个变换器552的输出与第三个变换器553的输入连接，第三个变换器553的输出与下一级的变换器的输入连接。并且，串联((K-1)-3)级的变换器后的第(K-1)个变换器的输出与第K个变换器554的输入连接。此外，第K个变换器554的输出与下一级的变换器的输入连接。并且，串联((M-1)-K)级的变换器后的第(M-1)个变换器的输出与第M个变换器555的输入连接，变换器555的输出与变换器551的输入连接。

同样，第四环状振荡部533b由反转并输出输入信号的M个变换器561～565构成。第(M+1)个变换器561的输出与第(M+2)个变换器562的输入连接，第(M+2)个变换器562的输出与第(M+3)个变换器563的输入连接，第(M+3)个变换器563的输出与下一级的变换器的输入连接。并且，串联((M+K-1)-(M+3))级的变换器后的第(M+K-1)个变换器的输出与第(M+K)个变换器564的输入连接。此外，第(M+K)个变换器564的输出与下一级的变换器的输入连接。并且，串联((M+K-1)-(M+K))级的变换器后的的第(M+M-1)个变换器的输出与第(M+M)个变换器565的输入连接，第(M+M)个变换器565的输出与第(M+1)个变换器561的输入连接。

并且，振荡控制部533c由反转并输出输入信号的(2×M)个变换器567～576构成。从变换器551的输出到变换器561的输出的方向上，连接作为第一个正向变换器的变换器567，使其具有正极性，连接作为第一个反向变换器的变换器568，使其具有反极性。

从变换器552的输出到变换器562的输出的方向上，连接作为第二个正向变换器的变换器569，使其具有正极性，连接作为第二个反向变换器的变换器570，使其具有反极性。

从变换器553的输出到变换器563的输出的方向上，连接作为第三个正向变换器的变换器571，使其具有正极性，连接作为第三个反向变换器的变换器572，使其具有反极性。

从变换器554的输出到变换器564的输出的方向上，连接作为第K个正向变换器的变换器573，使其具有正极性，连接作为第K个反向变换器的变换器574，使其具有反极性。

从变换器555的输出到变换器565的输出的方向上，连接作为第M个正向变换器的变换器575，使其具有正极性，连接作为第M个反向变换器的变换器576，使其具有反极性。

如上所述，振荡控制部533c中，在构成第三环状振荡部533a的第K个变换器的输出和构成第四环状振荡部533b的第M+K个变换器的输出之间，分别设有正向连接的第K个正向变换器和反向连接的第K个反向变换器，并控制第三环状振荡部533a和第四环状振荡部533b。

另外，M为4时K必然为4。因此，与附图的标示不同，变换器554和变换器555相同。同样，变换器564和变换器565相同。此外，变换器464和变换器465相同。同样，变换器573和变换器575相同。并且，变换器574和变换器576相同。因此，此处省略关于该情况的说明。

此外，变换器551～555、561～565、567～576的各自的电源输入均与电源端子534连接。

并且，变换器551～555的输出与设置在环状振荡电路533上的输出端子535～539分别连接。变换器561～565的输出与设置在环状振荡电路533上的输出端子540～544分别连接。

这些输出端子535～544作为平衡输入分别与混频器371～375的各自的另一个输入371b～375b连接。

对如上所述构成的环状振荡电路533的工作进行说明。首先，对环状振荡电路533的振荡条件进行说明。即，第三环状振荡部533a以及第四环状振荡部533b的环路放大率为1以上，在第三环状振荡部533a以及第四环状振荡部533b的环路相位延迟是(-2∏)弧度的频率中振荡。

第三环状振荡部533a中，变换器551的输出信号主要对变换器552和变换器567的输入电容进行充放电工作。

这样，变换器551的输出信号相位延迟。同样，变换器552的输出信号进一步相位延迟。变换器553、变换器554、以及变换器555的输出信号进一步相位延迟。由变换器561～565组成的第四环状振荡部533b中也与第三环状振荡部533a同样相位延迟。

通过振荡控制部533c，将这些第三环状振荡部533a以及第四环状振荡部533b连接。由此，通过变换器567以及变换器568，将变换器551的输出和变换器561的输出连接。为此，变换器561的输出相对于变换器551的输出延迟∏弧度。在变换器552以及变换器562之间、变换器553以及变换器563之间、变换器554以及变换器564之间、变换器555以及变换器565之间也同样有这种情况。

其次，对变换器551～555、以及变换器561～565的各输出的相位进行说明。这些变换器551～555、以及变换器561～565由(2×M)个变换器构成。因此，每一个变换器的输入输出间的相位差可以是将来自变换器555的输出信号的相位比变换器551的输入信号的相位延迟的(-2∏)弧度除以变换器的个数(2×M)得到的(-2∏/2M)弧度即(-∏/M)弧度。

由此，变换器551～555中，相对于输入信号的相位，输出信号的相位分别延迟(-K∏/M)弧度。因此，相对于变换器551的输入信号的相位，变换器551～555的输出信号的相位分别延迟(-∏/M)弧度、(-2∏/M)弧度、(-3∏/M)弧度、...、(-K∏/M)弧度、...、(-2M∏/M)弧度。

经由各自的输出端子535～544，这些信号分别被平衡输入至混频器371～375的另一个输入371b～375b。

并且，通过改变向电源端子534供给的电压的电压值，能够改变变换器551～555以及变换器561～565的充电电流。由此，能够改变环状振荡电路533的振荡频率。

另外，本实施方式中，通过向混频器371～375的各自的另一个输入371b～375b分别输入来自环状振荡电路533的振荡信号作为平衡输入，但是例如不连接另一个输入371b～375b和输入端子386～390，则能够作为不平衡输入使用。

(第五实施方式)

图8表示本发明第五实施方式的高频接收装置602的框图。用于该高频接收装置602的混频装置601能够使用本发明第一、第二、第三、第四实施方式的混频装置的任一个。

如图8所示，本实施方式的高频接收装置602中，输入至输入端子602a的高频信号在滤波器603中衰减期望信号以外的信号后，被输入至混频装置31、331、431、531的任一个。此外，作为混频装置31、331、431、531的任一个的输出的IF信号从输出端子602b输出。

例如，使用混频器的数量是3的混频装置31作为混频装置601时，能够抑制图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、以及具有相对于来自环状振荡电路33的基频的五倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号的任一个。因此，对于图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路33的基频的三倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、以及具有相对于来自环状振荡电路33的基频的五倍的频率，向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号的频率，与使用现有混频装置的情况相比，可以缓和滤波器603的衰减特性。其结果是能够使混频装置601小型化以及低成本化。

此外，使用混频器的数量是M的混频装置331、431、531作为混频装置时，通过相位消除能够抑制图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的三倍以上至(2M-3)倍的频率，向下侧以及向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号。因此，对于图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路333的基频的三倍以上至(2M-3)倍的频率，向下侧以及向上侧仅偏离了IF的频率的干扰信号，与使用现有混频装置的情况相比，可以缓和滤波器603的衰减特性。其结果是能够进一步使混频装置601小型化以及低成本化。

工业利用可能性

本发明的混频装置能够由多级变换器组成的环状振荡电路和多个混频器组成的混频电路构成，能够完全抑制包含图像干扰信号的各种干扰信号。因此，能够适用于高频接收装置的混频装置。

Claims (6)

1、一种混频装置，其具备；

输入端子，其被输入高频信号；

混频电路，其具有与所述输入端子分别连接于一个输入上的第一混频器～第M混频器(M是3以上的自然数)，且将被输入到所述输入端子的所述高频信号供给到所述一个输入；

环状振荡电路，其与所述混频电路的另一个输入连接并供给输出信号；

输出端子，其被供给所述混频电路的输出；以及

第K个移相器，其在所述第K个混频器的输出和所述输出端子之间，具有(-2_∏+K_∏/M)弧度的相移量，

所述环状振荡电路具备由至少第一个变换器～第(2×M)个变换器或者至少第一个差分放大器～第(2×M)个差分放大器形成的第一环状振荡部，

在所述环状振荡电路包含所述第一个变换器～所述第(2×M)个变换器时，

从所述第K个(K是1～M顺次相加的自然数)变换器输出的仅相移了(-K_∏/M)弧度的振荡信号和从所述第(M+K)个变换器输出的仅相移了(-(M+K)_∏/M)弧度的振荡信号，被平衡输入到所述第K个混频器的所述另一个输入，

在所述环状振荡电路包含所述第一个差分放大器～所述第(2×M)个差分放大器时，

从所述第K个差分放大器输出的仅相移了(-K_∏/M)弧度的振荡信号和从所述第(M+K)个差分放大器输出的仅相移了(-(M+K)_∏/M)弧度的振荡信号，被平衡输入到所述第K个混频器的所述另一个输入。

2、根据权利要求1所述的混频装置，其中，

所述环状振荡电路还具备第二环状振荡部，

所述环状振荡电路包括所述第一环状振荡部和所述第二环状振荡部，

所述第二环状振荡部由第一个变换器～第L个(L是1～2M顺次相加的自然数)变换器～第(L+2)个变换器～第(M+M-1)个变换器、以及第(M+M)个变换器形成，

构成所述第一环状振荡部的第L个变换器的输出与构成所述第二环状振荡部的第L个变换器的输出连接，

L在(M+M-2)以下时，

所述第二环状振荡部包含的所述第L个变换器的输出与所述第二环状振荡部包含的所述第(L+2)个变换器的输入连接，

L是(M+M-1)时，

所述第二环状振荡部包含的所述第(M+M-1)个变换器的输出与所述第二环状振荡部包含的所述第一个变换器的输入连接，

L是(M+M)时，

所述第二环状振荡部包含的所述第(M+M)个变换器的输出和所述第一环状振荡部包含的所述第一个变换器的输入、以及所述第二环状振荡部包含的所述第二个变换器的输入连接。

3、根据权利要求1所述的混频装置，其中，

所述环状振荡电路还具备振荡控制部，

所述第一环状振荡部由第三环状振荡部和第四环状振荡部形成，所述环状振荡电路包含所述第三环状振荡部、所述第四环状振荡部、以及所述振荡控制部，

所述第三环状振荡部由串联成环状的第一个变换器～第K个变换器～第M个变换器形成，

所述第四环状振荡部由串联成环状的第(M+1)个变换器～第(M+K)个变换器～第(M+M)个变换器形成，

所述振荡控制部中，

在构成所述第三环状振荡部的所述第K个变换器的输出和构成所述第四环状振荡部的所述第(M+K)个变换器的输出之间，分别设有正向连接的第K个正向变换器和反向连接的第K个反向变换器，

所述振荡控制部控制所述第三环状振荡部和所述第四环状振荡部。

4、根据权利要求1所述的混频装置，其中，

至少所述混频电路和所述环状振荡电路被集成在同一封装内。

5、根据权利要求1所述的混频装置，其中，

所述环状振荡电路还具备电源端子，

控制向所述电源端子供给的电压的电压值。

6、一种高频接收装置，其具备；

输入端子，其被输入高频信号；

滤波器，其被供给输入到所述输入端子的所述高频信号；以及

权利要求1所述的混频装置，其与所述滤波器的输出信号连接；

输出端子，其被供给所述混频装置的输出信号，

对于图像干扰信号、具有相对于来自环状振荡电路的基频的三倍的频率，向上侧以及向下侧仅偏离了IF的频率的干扰信号、以及具有相对于来自所述环状振荡电路的基频的五倍的频率，向下侧仅偏离了所述IF的频率的干扰信号的频率，所述滤波器的衰减特性被缓和。

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