CN101310498A - 相位控制器设备、以及使用相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器 - Google Patents

Abstract

正交调制器将作为本地信号而输入的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号，并通过向I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压，而输出具有相对于第一信号的期望的相位延迟的第二信号。相位比较单元检测输入到正交调制器的第一信号和从正交调制器输出的第二信号之间的相位差θ。设置单元设置期望的相位延迟。控制器部分控制在正交调制器中分别赋予I信道信号和Q信道信号的直流电压，使得与由相位比较单元检测的相位差θ相对应的输出值等于与由设置单元设置的期望的相位延迟相对应的值，并将该直流电压控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的直流电压Vi和Vq。

Description

相位控制器设备、以及使用相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器

技术领域

本发明涉及相位控制器设备、以及使用该相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器，并且，更具体地，涉及：相位控制器设备，其通过使用正交调制器而赋予期望延迟，其中，在即使在信号频率变化为宽带时，也不受正交调制器中的误差的影响；以及使用该相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器。

背景技术

例如，在使用脉冲模式生成器和误差检测器的用于数据信号的测量系统中，使用了对时钟信号赋予期望延迟的相位控制器设备。

作为对信号赋予期望延迟的延迟装置，例如，如在日本专利申请特开第11-163608号中公开的，迄今，已知晓了长号形(trombone-shaped)延迟装置，其以机械方式改变信号线的长度。

然而，长号形延迟装置具有规模扩大和响应速度的问题。

当要被延迟的信号的频率在相当宽的范围(例如，从100MHz到10GHz)中变化时，长号形延迟装置需要用于最小频率的波长的可移动范围、以及在最大频率的波长上的期望的分辨率，由此增大了尺寸，并需要极高的机械精度。

另一方面，作为以电方式赋予延迟的延迟装置，已知使用正交调制器的延迟装置。

通常，正交调制器用于数字调制器，其利用两相数字基带信号I和Q而调制较高频率的本地信号。

正交调制器可用作电子延迟装置，其赋予直流电压，而不是基带信号I和Q，由此，提供并输出作为具有与直流电压相对应的延迟的本地信号输入的信号。

图11A是示出根据现有技术的、在通过使用正交调制器作为相位控制器设备而执行信号延迟的情况下的结构的框图。

如图11A所示，在用作电子延迟装置的正交调制器中，将作为频率f的本地信号的第一信号C提供到90度移相器11。

90度移相器11将第一信号C划分为彼此具有90度的相位差的两个信号Ci和Cq，并输出它们。

将从90度移相器11输入的两个信号Ci和Cq输出到第一混频器12和第二混频器13的各自的一端。

将满足下面的关系的期望直流电压Vi和Vq提供到第一混频器12和第二混频器13的各自的另一端。

Vi＝cosθ

Vq＝sinθ

在加法器14中，将来自第一混频器12和第二混频器13的各个输出彼此组合。

图11B是用于描述根据现有技术的、在通过使用正交调制器作为相位控制器设备而执行信号延迟的情况下的操作原理的矢量图。

如图11B所示，通过将满足Vi＝cosθ和Vq＝sinθ的关系的期望直流电压Vi和Vq提供到第一和第二混频器12和13的各自的另一端，并在加法器14中将它们组合，可得到相对于第一信号C、仅在期望的相角θ(单位为弧度)上延迟的第二信号C′。

更具体地，当将具有彼此不同的90度的相位差的两个信号Ci和Cq定义为Ci＝cos(2πft)＝C、Cq＝sin(2πft)时，从加法器14输出的第二信号C′变为：

C′＝Ci·Vi+Cq·Vq

＝cos(2πft)·cosθ+sin(2πft)·sinθ

＝[cos(2πft+θ)+cos(2πft-θ)]/2-[cos(2πft+θ)-cos(2πft-θ)]/2

＝cos(2πft-θ)

因此，可得到相对于第一信号C、仅在期望的相角θ(单位为弧度)上延迟的第二信号C′。

通过变化上述关系中的直流电压Vi和Vq，可得到具有相对于原始的第一信号C的期望延迟的第二信号C′。

如下，通过直流电压Vi和Vq的比，而确定相角θ。

θ＝tan^-1(Vq/Vi)

当第一信号C的周期为T时，在相角θ和延迟时间τ之间满足θ＝2πτ/t。

因此，可将第二信号C′表示为：

C′＝cos[(2π/t)(t-τ)]。

这里，(t-τ)定义第二信号C′相对于第一信号C的延迟量。

然而，正交调制器具有移相器11中的正交误差、混频器12和13中的增益误差、以及独立于直流电压Vi和Vq的偏移误差。

因此，有必要补偿这些误差，以便对正交调制器所得到的第二信号C′赋予作为(t-τ)的适当的延迟量。

例如，当在输出信号Cq的一侧，在移相器11中存在相位误差φ时，满足Cq′＝sin(2πft+φ)，并且，此时的第二信号C″变为如下：

C″＝cos(2πft)·cosθ+sin(2πft+φ)·sinθ

＝[cos(2πft+θ)+cos(2πft-θ)]/2-[cos(2πft+φ+θ)-cos(2πft+φ-θ)]/2

＝A·cos(2πft-θ+φ/2)+B·sin(2πft+θ+φ/2)

其中，A＝cos(φ/2)，B＝sin(φ/2)

结果，与上述理想的第二信号C′相比，通过上面的公式得到的第二信号C″在幅度上减小了相位误差φ，并且变为这样的配置，即：具有超前φ/2的相位的第一项中的信号与相位和第一项的相位完全不同的第二项中的信号重叠。

此外，由于在上面的公式中、第一项的频率等于第二项的频率，所以，即使在将其通过滤波器时，第一项和第二项也不能被分离。

当在正交调制器中存在独立于直流电压Vi和Vq的偏移误差时，在通过施加直流电压Vi和Vq而得到的信号的相位延迟中，出现误差。

为了补偿正交调制器中的这些误差，例如，可采用如在US2004/0250192A1中公开的有关正交调制器和正交调制装置的载波正交误差检测方法的技术。

在根据US2004/0250192A1的正交调制器的载波正交误差检测方法中，在使I和Q的信号电平各自为0的状态下，将用于使从正交调制器输出的调制信号处于预定的基准电平的直流电压对各自加到I和Q信号。在各自改变了该直流电压对、且将其顺序地加到I和Q信号的状态下，检索用于使从正交调制器输出的调制信号处于预定的基准电平的直流电压对的多个组合。随后，根据联立公式而计算正交误差，其中，将所检索的直流电压对的多个组合、从正交调制器输出的调制信号的信号电平、以及载波信号的正交误差的各个值定义为变量。

由于正交调制器的每个误差显示出频率依赖性，所以，当如上所述、要控制的信号的频率在宽范围中变化时，非常难以根据在US2004/0250192A1中公开的技术而处理该误差。

因此，当实现使用正交调制器作为相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器时，很难在高精度下分别实现它们。

发明内容

为了解决所述问题，本发明的目的在于提供：相位控制器设备，其对要被相位调制的信号赋予期望延迟，其中，即使在信号频率在宽范围中变化时，也不受正交调制器中的误差的影响；以及使用该相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器。

根据用于实现以上目的的本发明的第一方面，提供了一种相位控制器设备(20、20′)，包括：

正交调制器(22)，其将作为本地信号而输入的第一信号(C)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，并通过向I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)，而输出具有相对于第一信号(Ca)的期望的相位延迟(D)的第二信号(C′)；

相位比较单元(25)，其检测第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)；

设置单元(31)，其设置期望的相位延迟(D)；以及

控制器部分(30)，其控制在正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得与由相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值等于与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的值，并将该直流电压(Vi、Vq)控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

根据用于实现以上目的的本发明的第二方面，提供了根据第一方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该相位比较单元(25)具有：

第一分频器(25a)，其通过预定的分频比(M)而对第一信号(C)进行分频；

第二分频器(25b)，其通过与第一分频器(25a)的分频比相同的分频比而对第二信号(C′)进行分频；

相位比较器(25c)，其检测来自第一分频器(25a)的输出信号(U)和来自第二分频器(25b)的输出信号(U′)之间的相位差(θ)；以及

滤波器(25d)，其从指示由该相位比较器(25c)检测的相位差的输出信号(V)提取直流分量的输出电压(Vp)，并且

该相位控制器设备(20、20′)还包括模数转换器(26)，其将由该滤波器(25d)提取的直流分量的输出电压(Vp)转换为数字值，并将该数字值提供给该控制器部分(30)，作为与由该相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值。

根据用于实现以上目的的本发明的第三方面，提供了根据第二方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该控制器部分(30)包括：

初始化单元(30a)，其设置从相位比较单元(25)提供的输出电压，以便与在预定范围内的、第二信号(C′)相对于第一信号(C)的相位差(θ)的单调改变相对应而单调地改变，由此使第一分频器(25a)的内部条件与第二分频器(25b)的内部条件在启动时相匹配；

校准单元(30b)，其通过改变在该正交调制器(22)中分别提供给I信道信号和Q信道信号的直流电压(Vi、Vq)而从相位比较单元(25)得到初始输出值(Vp1)和最终输出值(Vp2)，由此，在由初始化单元设置之后，将第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp2+Vp1)/2

(其中，θ的单位为UI)，

该公式指示来自赋予与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟相对应的相位差(θ)的相位比较单元(25)的输出参考值(Vr)、以及初始值(Vp1)和最终值(Vp2)之间的关系，作为相位比较单元(25)的理论特征公式；以及

相位控制单元(30c)，其在校准单元(30b)得到该理论特征公式之后，将来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)、以及针对与期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)而通过该理论特征公式得到的输出参考值(Vr)相比较，其中，通过在正交调制器中将与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)所涉及的直流电压(Vi、Vq)分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，而得到所述来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)，并且，该相位控制单元(30c)控制在该正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)在为输出参考值(Vr)设置的允许范围内。

根据用于实现以上目的的本发明的第四方面，提供了根据第二方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，预定的分频比(M)包括16和32之一。

根据用于实现以上目的的本发明的第五方面，提供了根据第一方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该相位比较单元(25)包括异或型(EX-OR)相位比较器(25c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第六方面，提供了根据第一方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该正交调制器(22)包括：

90度移相器(22a)，其将作为本地信号输入的第一信号(Ca)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)；

第一混频器(22b)和第二混频器(22c)，其向从90度移相器(22a)输出的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)；以及

加法器(22d)，其将来自第一混频器(22b)和第二混频器(22c)的每个输出相加，并输出具有根据直流电压(Vi、Vq)的期望的相位延迟(D)的第二信号(Cb)。

根据用于实现以上目的的本发明的第七方面，提供了根据第六方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该控制器部分(30)具有：

sin/cos表(30d)，其中，将与设置单元(31)以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的预定的直流电压(Vi、Vq)存储为数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将从控制器部分(30)的sin/cos表(30d)读出的预定的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第八方面，提供了根据第六方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，该控制器部分(30)具有：

sin/cos运算单元(30e)，其计算与设置单元(31)在预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的预定的直流电压(Vi、Vq)的数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将在控制器部分(30)的sin/cos运算单元(30e)中计算的预定的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第九方面，提供了根据第一方面的相位控制器设备(20、20′)，还包括：

第一滤波器块(21)，当接收到作为第一信号(C)的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号(C)转换为正弦波的第一信号(Ca)，并将第一信号提供给正交调制器(22)；

第二滤波器块(23)，其接收从正交调制器(22)输出的第二信号(Cb)，从第二信号(C′)中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(Cb′)；以及

波形整形器(24)，其将从第二滤波器块(23)输出的正弦波的第二信号(Cb′)转换为矩形波的第二信号(C′)，并输出矩形波的第二信号(C′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第十方面，提供了根据第九方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作第一滤波器块(21)和第二滤波器块(23)的每个滤波器部件。

根据用于实现以上目的的本发明的第十一方面，提供了根据第一方面的相位控制器设备(20、20′)，还包括滤波器块(23)，在接收到作为第一信号(C)的正弦波的信号的情况下，该滤波器块(23)接收从正交调制器(22)输出的信号(Cb)，消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(Cb′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第十二方面，提供了根据第十一方面的相位控制器设备(20、20′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作该滤波器块的滤波器部件。

根据用于实现以上目的的本发明的第十三方面，提供了一种脉冲模式生成器(100、100′)，包括：

脉冲模式生成单元(40)，其生成期望的脉冲模式信号；

相位控制器设备(20、20′)，其控制来自脉冲模式生成单元(40)的期望的脉冲模式信号和时钟信号之间的相位差；以及

脉冲模式输出单元(46)，其输出具有被应用于期望的脉冲模式信号的预定校正的期望的脉冲模式信号，其中，在该脉冲模式生成单元(40)生成期望的脉冲模式信号之后，由该相位控制器设备(20、20′)控制期望的脉冲模式信号相对时钟信号的相位差，并且，

其中，该相位控制器设备(20、20′)包括：

正交调制器(22)，其将作为本地信号而输入的时钟信号的第一信号(C)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，并通过向I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)，而输出具有相对于第一信号(C)的期望的相位延迟(D)的第二信号(C′)；

相位比较单元(25)，其检测第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)；

设置单元(31)，其设置期望的相位延迟(D)；以及

控制器部分(30)，其控制在正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得与由相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值等于与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的值，并将该直流电压(Vi、Vq)控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

根据用于实现以上目的的本发明的第十四方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该脉冲模式生成单元(40)包括：

时钟生成电路(41)，其生成时钟信号；

字模式生成单元(42)，其基于来自时钟生成电路(41)的时钟信号而生成字模式信号；

伪随机模式生成单元(42)，其基于来自时钟生成电路(41)的时钟信号而生成伪随机模式信号；以及

切换器(SW)，其切换来自字模式生成单元(42)的字模式信号、以及来自伪随机模式生成单元(42)的伪随机模式信号，以作为期望的脉冲模式信号而输出。

根据用于实现以上目的的本发明的第十五方面，提供了根据第十四方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该脉冲模式输出单元(46)具有：

D触发器(44)，其通过在其数据输入端(D)从切换器(SW)接收期望的脉冲模式信号、并还在其时钟输入端(CK)接收具有相对于来自相位控制器设备(20、20′)的第一信号(C)的与预定的直流电压(Vi、Vq)相对应的期望的相位延迟(D)的第二信号(C′)，而输出期望的脉冲模式信号，其中，由控制相对于从时钟生成电路(41)提供的时钟信号的相位差的相位控制器设备(20、20′)来控制期望的脉冲模式信号相对于从时钟生成电路(41)提供的时钟信号的相位差(θ)；以及

输出电路(45)，其将幅度校正和直流(DC)分量校正应用于经过相位差(θ)控制且从D触发器(44)提供的期望的脉冲模式信号，以作为数据输出而输出。

根据用于实现以上目的的本发明的第十六方面，提供了根据第十五方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，连同数据输出一起，将来自时钟生成电路(41)的时钟信号作为时钟输出而输出到外部。

根据用于实现以上目的的本发明的第十七方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，相位控制器设备(20、20′)的相位比较单元(25)具有：

第一分频器(25a)，其通过预定的分频比(M)而对第一信号(C)进行分频；

第二分频器(25b)，其通过与第一分频器(25a)的分频比相同的分频比而对第二信号(C′)进行分频；

相位比较器(25c)，其检测来自第一分频器(25a)的输出信号和来自第二分频器(25b)的输出信号之间的相位差(θ)；以及

滤波器(25d)，其从指示由该相位比较器(25c)检测的相位差(θ)的输出信号(V)提取直流分量的输出电压(Vp)，并且

该相位控制器设备(20、20′)还包括模数转换器(26)，其将由该滤波器提取的直流分量的输出电压(Vp)转换为数字值，并将该数字值提供给该控制器部分(30)，作为与由该相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值。

根据用于实现以上目的的本发明的第十八方面，提供了根据第十四方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)包括：

初始化单元(30a)，其设置从相位比较单元(25)提供的输出电压(Vp)，以便与在预定范围内、第二信号(C′)相对于第一信号(C)的相位差(θ)的单调改变相对应而单调地改变，由此使第一分频器(25a)的内部条件与第二分频器(25b)的内部条件在启动时相匹配；

校准单元(30b)，其通过改变在该正交调制器(22)中分别提供给I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)而从相位比较单元(25)得到初始输出值(Vp 1)和最终输出值(Vp2)，由此，在由初始化单元设置之后，将第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp2+Vp1)/2

(其中，θ的单位为UI)，

该公式指示来自赋予与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)的相位比较单元(25)的输出参考值(Vr)、以及初始值(Vp1)和最终值(Vp2)之间的关系，作为相位比较单元(25)的理论特征公式；以及

相位控制单元(30c)，其在校准单元(30b)得到该理论特征公式之后，将来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)、以及针对与期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)而通过该理论特征公式得到的输出参考值(Vr)相比较，其中，通过在正交调制器中将与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)所涉及的直流电压(Vi、Vq)分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，而得到所述来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)，并且，该相位控制单元(30c)控制在该正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)在为输出参考值(Vr)设置的允许范围内。

根据用于实现以上目的的本发明的第十九方面，提供了根据第十四方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，预定的分频比(M)包括16和32之一。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的相位比较单元(25)包括异或型(EX-OR)相位比较器(25c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十一方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的正交调制器(22)包括：

90度移相器(22a)，其将作为本地信号输入的时钟信号的第一信号(Ca)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)；

第一混频器(22b)和第二混频器(22c)，其向从90度移相器(22a)输出的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)；以及

加法器(22d)，其将来自第一混频器(22b)和第二混频器(22c)的每个输出相加，并输出具有根据直流电压(Vi、Vq)的期望的相位延迟(D)的第二信号(Cb)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十二方面，提供了根据第二十一方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)具有：

sin/cos表(30d)，其中，将与设置单元(31)以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压(Vi、Vq)存储为数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将从控制器部分(30)的sin/cos表(30d)读出的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十三方面，提供了根据第二十一方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)具有：

sin/cos运算单元(30e)，其计算与设置单元(31)以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压(Vi、Vq)的数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将在控制器部分(30)的sin/cos运算单元(30e)中计算的预定的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十四方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)还包括：

第一滤波器块(21)，当接收到作为第一信号(C)的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号(C)转换为正弦波的第一信号(Ca)，并将第一信号输入到正交调制器(22)；

第二滤波器块(23)，其接收从正交调制器(22)输出的第二信号(Cb)，从第二信号(C′)中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(Cb′)；以及

波形整形器(24)，其将从第二滤波器块(23)输出的正弦波的第二信号(Cb′)转换为矩形波的第二信号(C′)，并输出矩形波的第二信号(C′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十五方面，提供了根据第二十四方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作第一滤波器块(21)和第二滤波器块(23)的每个滤波器部件。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十六方面，提供了根据第十三方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)还包括滤波器块(23)，在接收到作为第一信号(C)的正弦波的信号的情况下，该滤波器块接收从正交调制器(22)输出的信号(Cb)，消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(Cb′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十七方面，提供了根据第二十六方面的脉冲模式生成器(100、100′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作该滤波器块(23)的滤波器部件。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十八方面，提供了一种误差检测器(200、200′)，包括：

相位控制器设备(20、20′)，其控制从外部输入的时钟信号(C)的相位；

参考模式生成电路(52)，其基于由相位控制器设备(20、20′)进行相位控制的时钟信号(C′)，而生成期望的参考模式信号；

异或电路(53)，其以位为单位，将要作为从外部输入的数据输入信号而进行误差检测的信号与从参考模式生成电路(52)提供的期望的参考模式信号相比较，并输出位误差信号；

同步控制电路(54)，其控制同步信号的相位，其中，该同步信号用于以位为单位，使得基于从异或电路(53)提供的位误差信号、以及由相位控制器设备(20、20′)进行相位控制的时钟信号(C′)而从参考模式生成电路(52)输入的期望的参考模式信号的输出定时与从外部输入的误差检测后的信号的输入定时相符；以及

误差计数电路(55)，其对来自异或电路(53)的位误差信号进行计数，并输出该信号，

其中，该相位控制器设备(20、20′)包括：

正交调制器(22)，其将作为本地信号而输入的时钟信号的第一信号(C)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，并通过向I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)，而输出具有相对于第一信号(C)的期望的相位延迟(D)的第二信号(C′)；

相位比较单元(25)，其检测第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)；

设置单元(31)，其设置期望的相位延迟(D)；以及

控制器部分(30)，其控制在正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得与由相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值等于与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的值，并将该直流电压(Vi、Vq)控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

根据用于实现以上目的的本发明的第二十九方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，还包括：

时钟生成电路(51)，其再现在从外部输入的作为数据输入信号的误差检测后的信号中包括的矩形波的时钟信号，并输出该时钟信号；以及

切换器(SW10)，其切换从时钟生成电路(51)提供的时钟信号、以及从外部输入的时钟信号，以作为第一信号(C)而输出到相位控制器设备(20、20′)，其中，该第一信号(C)为作为本地信号而输入的时钟信号。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十方面，提供了根据第二十九方面的误差检测器(200、200′)，其中，当难以再现作为数据输入信号而在误差检测后的信号中包括的矩形波的时钟信号时，该时钟生成电路(51)使用从外部输入的时钟信号。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十一方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该参考模式生成电路(52)具有：

字模式生成单元(42)，其基于该时钟信号而生成字模式信号；

伪随机模式生成单元(43)，其基于该时钟信号而生成伪随机模式信号；以及

切换器(SW)，其切换来自字模式生成单元(42)的字模式信号、以及来自伪随机模式生成单元(43)的伪随机模式信号，以作为期望的脉冲模式信号而输出。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十二方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的相位比较单元(25)具有：

第一分频器(25a)，其通过预定的分频比(M)而对第一信号(C)进行分频；

第二分频器(25b)，其通过与第一分频器(25a)的分频比相同的分频比而对第二信号(C′)进行分频；

相位比较器(25c)，其检测来自第一分频器(25a)的输出信号和来自第二分频器(25b)的输出信号(U)之间的相位差(θ)；以及

滤波器(25d)，其从指示由该相位比较器(25c)检测的相位差(θ)的输出信号(V)提取直流分量的输出电压(Vp)，并且

该相位控制器设备(20、20′)还包括：

模数转换器(26)，其将由该滤波器提取的直流分量的输出电压(Vp)转换为数字值，并将该数字值提供给该控制器部分(30)，作为与由该相位比较单元(25)检测的相位差(θ)相对应的输出值。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十三方面，提供了根据第二十九方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)包括：

初始化单元(30a)，其设置从相位比较单元(25)提供的输出电压(Vp)，以便与在预定范围内的、第二信号(C′)相对于第一信号(C)的相位差(θ)的单调改变相对应而单调地改变，由此使第一分频器(25a)的内部条件与第二分频器(25b)的内部条件在启动时相匹配；

校准单元(30b)，其通过改变在该正交调制器(22)中分别提供给I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)而从相位比较单元(25)得到初始输出值(Vp1)和最终输出值(Vp2)，由此，在由初始化单元设置之后，将第一信号(C)和第二信号(C′)之间的相位差(θ)改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp2+Vp1)/2

(其中，θ的单位为UI)，

该公式指示来自赋予与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)的相位比较单元(25)的输出参考值(Vr)、以及初始值(Vp1)和最终值(Vp2)之间的关系，作为相位比较单元(25)的理论特征公式；以及

相位控制单元(30c)，其在校准单元(30b)得到该理论特征公式之后，将来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)、以及针对与期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)而通过该理论特征公式得到的输出参考值(Vr)相比较，其中，通过在正交调制器中将与由设置单元(31)设置的期望的相位延迟(D)相对应的相位差(θ)所涉及的直流电压(Vi、Vq)分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)，而得到所述来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)，并且，该相位控制单元(30c)控制在该正交调制器(22)中分别赋予I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)的直流电压(Vi、Vq)，使得来自相位比较单元(25)的输出电压(Vp)在为输出参考值(Vr)设置的允许范围内。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十四方面，提供了根据第二十九方面的误差检测器(200、200′)，其中，预定的分频比(M)包括16和32之一。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十五方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的相位比较单元(25)包括异或型(EX-OR)相位比较器(25c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十六方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的正交调制器(22)包括：

90度移相器(22a)，其将作为本地信号输入的时钟信号的第一信号(Ca)划分为彼此正交的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)；

第一混频器(22b)和第二混频器(22c)，其向从90度移相器(22a)输出的I信道信号(Ci)和Q信道信号(Cq)分别赋予直流电压(Vi、Vq)；以及

加法器(22d)，其将来自第一混频器(22b)和第二混频器(22c)的每个输出相加，并输出具有根据直流电压(Vi、Vq)的期望的相位延迟(D)的第二信号(C′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十七方面，提供了根据第三十六方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)具有：

sin/cos表(30d)，其中，将与设置单元(31)以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压(Vi、Vq)存储为数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将从控制器部分(30)的sin/cos表(30d)读出的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十八方面，提供了根据第三十六方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)的控制器部分(30)具有：

sin/cos运算单元(30e)，其计算与设置单元(31)以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟(D)相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压(Vi、Vq)的数字数据，并且

该相位控制器设备(20、20′)还具有：

数模转换器(32)，其将在控制器部分(30)的sin/cos运算单元(30e)中计算的预定的直流电压(Vi、Vq)的数字数据转换为模拟值，并将所述模拟值分别提供给第一混频器(22b)和第二混频器(22c)。

根据用于实现以上目的的本发明的第三十九方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)还包括：

第一滤波器块(21)，当接收到作为第一信号(C)的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号(C)转换为正弦波的第一信号(Ca)，并将第一信号(Ca)提供给正交调制器(22)；

第二滤波器块(23)，其接收从正交调制器(22)输出的第二信号(Cb′)，从第二信号(C′)中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(C′)；以及

波形整形器(24)，其将从第二滤波器块(23)输出的正弦波的第二信号(Cb′)转换为矩形波的第二信号(C′)，并输出矩形波的第二信号(C′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第四十方面，提供了根据第三十九方面的误差检测器(200、200′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作第一滤波器块(21)和第二滤波器块(23)的每个滤波器部件。

根据用于实现以上目的的本发明的第四十一方面，提供了根据第二十八方面的误差检测器(200、200′)，其中，该相位控制器设备(20、20′)还包括滤波器块，在接收到作为第一信号(C)的正弦波的信号的情况下，该滤波器块接收从正交调制器(22)输出的信号，消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号(Cb′)。

根据用于实现以上目的的本发明的第四十二方面，提供了根据第四十一方面的误差检测器(200、200′)，其中，控制器部分(30)根据第一信号(C)的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作该滤波器块的滤波器部件。

这样，在根据本发明的相位控制器设备中，将输入到正交调制器的第一信号和从正交调制器输出的第二信号输入到相位比较单元，并且，以可变方式控制输入到正交调制器的直流电压，以使相位比较单元的输出值为与期望的相位延迟相对应的值，由此得到具有相对于要进行相位控制的第一信号的期望的延迟的第二信号，而不会受到正交调制器中的正交误差的影响。

此外，如上所述，根据本发明的脉冲模式生成器和误差检测器使用该相位控制器设备，其中，将输入到正交调制器的第一信号和从正交调制器输出的第二信号输入到相位比较单元，并且，以可变方式控制输入到正交调制器的直流电压，以使相位比较单元的输出值为与期望的相位延迟相对应的值，由此得到具有相对于要进行相位控制的第一信号的期望的延迟的第二信号，而不会受到正交调制器中的正交误差的影响。因此，有可能实现具有高精度的脉冲模式生成器和误差检测器。

附图说明

图1A是示出作为第一实施例的、当根据本发明的相位控制器设备控制矩形波信号的相位时的结构的框图。

图1B是用于描述根据本发明的第一实施例的、在在相位控制器设备20中形成反馈控制电路的相位比较单元25中使用的异或型相位比较器25c的操作的时序图。

图1C是用于描述根据本发明的第一实施例的、在在相位控制器设备20中形成反馈控制电路的控制器部分30中使用的sin/cos表30d的内容的图。

图1D是示出根据本发明的第一实施例的、使用在相位控制器设备20中形成反馈控制电路的控制器部分30中的sin/cos运算单元30e的修改例子的结构的框图。

图2是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的特性的图。

图3是以放大的方式示出用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分特性的图2的一个部分的图。

图4是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的流程图。

图5是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的流程图。

图6是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的流程图。

图7是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的流程图。

图8是用于示出在根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中、在补偿前和补偿后之间的比较中的设置相位对输出相位(set phase-vs-output phase)的特性的图。

图9是用于示出在根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中、在补偿前和补偿后之间的比较中的设置相位对输出相位误差之间的误差的特性的图。

图10A是示出当根据本发明的第二实施例的相位控制器设备控制正弦波信号的相位时的结构的框图。

图10B是示出当根据本发明的第二实施例的相位控制器设备控制正弦波信号的相位时的修改例子的结构的框图。

图10C是示出作为根据本发明的第三实施例的、使用根据第一实施例的相位控制器设备的脉冲模式生成器的结构的框图。

图10D是示出作为根据本发明的第三实施例的修改例子的、使用根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备的脉冲模式生成器的结构的框图。

图10E是示出作为根据本发明的第四实施例的、使用根据第二实施例的相位控制器设备的脉冲模式生成器的结构的框图。

图10F是示出作为根据本发明的第四实施例的修改例子的、使用根据第二实施例的修改例子的相位控制器设备的脉冲模式生成器的结构的框图。

图10G是示出作为根据本发明的第五实施例的、使用根据第一实施例的误差检测器的误差检测器的结构的框图。

图10H是示出作为根据本发明的第五实施例的修改例子的、使用根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备的误差检测器的结构的框图。

图10I是示出作为根据本发明的第六实施例的、使用根据第二实施例的误差检测器的误差检测器的结构的框图。

图10J是示出作为根据本发明的第六实施例的修改例子的、使用根据第二实施例的修改例子的相位控制器设备的误差检测器的结构的框图。

图11A是示出根据现有技术的、在通过使用正交调制器作为相位控制器设备而延迟信号时的结构的框图。

图11B是用于描述根据现有技术的、在通过使用正交调制器作为相位控制器设备而延迟信号时的操作原理的矢量图。

具体实施方式

下文中，将基于附图而描述本发明的实施例。

(第一实施例)

图1A是示出作为第一实施例的、当根据本发明的相位控制器设备20控制矩形波信号的相位时的结构的框图。

图1A中示出的根据第一实施例的相位控制器设备20基本上包括：正交调制器22，其将作为本地信号而输入的第一信号C划分为彼此正交的I信道信号Ci和Q信道信号Cq，并通过向I信道信号Ci和Q信道信号Cq分别赋予直流电压Vi和Vq，而输出具有针对于第一信号C的与直流电压Vi和Vq相对应的期望的相位延迟D的第二信号C′；相位比较单元25，其检测输入到正交调制器22的第一信号C和从正交调制器22输出的第二信号C′之间的相位差θ；设置单元31，用于设置期望的相位延迟D；以及控制器部分30，其控制在正交调制器22中分别赋予I信道信号Ci和Q信道信号Cq的直流电压，使得与由相位比较单元25检测的相位差θ相对应的输出值可等于与由设置单元31设置的期望的相位延迟D相对应的值，并将该直流电压Vi和Vq控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的值Vi和Vq。

更具体地，如图1A所示，相位控制器设备20接收作为第一信号C的、例如其频率在100MHz到10GHz的范围中变化的时钟信号的矩形波信号，并最终输出具有赋予第一信号C的期望延迟的矩形波的第二信号C′。

通过第一滤波器块21，将第一信号C转换为正弦波的第一信号Ca，并将其输入到正交调制器22。

通过后面描述的控制器部分30，根据第一信号C的频率，从多个低通滤波器(LPF)和带通滤波器(BPF)之中设置要选择性地用作第一滤波器块21的滤波器部件。

正交调制器22包括90度移相器22a、第一混频器22b、第二混频器22c、以及加法器22d。

将来自第一滤波器块21的正弦波的第一信号Ca作为本地信号(也被称为载波信号)输入到90度移相器22a。

90度移相器22a将作为本地信号输入的正弦波的第一信号Ca划分为彼此正交的I信道信号Ci和Q信道信号Cq，并输出它们。

为了分别向从90度移相器22a输出的I信道信号Ci和Q信道信号Cq施加预定的直流电压Vi和Vq(其中，Vi和Vq满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系)，在I信道的一侧，将从90度移相器22a输出的I信道信号Ci和来自后面描述的数模(D/A)转换器32直流电压Vi输入到第一混频器22b，并且，在Q信道的一侧，将从90度移相器22a输出的Q信道信号Cq和来自后面描述的D/A转换器32的直流电压Vq输入到第二混频器22c。

在加法器22d中，将来自混频器22b和22c的各个输出相加，由此被输出为基本上正弦波的第二信号Cb。

将第二信号Cb输入到具有与第一滤波器块21基本上同样的结构的第二滤波器块23，其中，从第二信号Cb中消除伪分量和/或直流分量。将其作为正弦波的第二信号Cb′而从块23输出到波形整形器24，其中，将信号Cb′转换为矩形波的第二信号C′，并输出第二信号C′。

来自波形整形器24的第二信号C′包括正交调制器22的正交误差、以及偏移误差所引起的相位误差。

随后，为了补偿在来自波形整形器24的第二信号C′中包括的正交调制器22的正交误差、以及偏移误差所引起的相位误差，将第二信号C′连同第一信号C一起输入到形成反馈控制电路的相位比较单元25。

由分别对第一信号C和第二信号C′进行M分频(例如，M为16、32等)的第一分频器25a和第二分频器25b、用于检测来自各个分频器25a和25b的各个输出信号U和U′之间的相位差θ的异或型(EX-OR，异或)相位比较器25c、以及从由相位比较器25c提供的输出信号V提取平均值(直流分量)Vp的输出电压的滤波器25d形成相位比较单元25。

在此情况下，假定使用具有简单的内部结构和较小的内部延迟的异或型相位比较器25c。

第一分频器25a和第二分频器25b用于减小到异或型相位比较器25c的输入信号的频率、将占空比设置为一比一(50％)、以及将在信号C和C′之间的相位差θ为±π时的滤波器25d的输出电压范围设置在根据相位差θ的改变而单调改变的范围内，从而避免了异或型相位比较器25c的死区(dead band，输出不根据相位差的改变而改变的区域)。

图1B是用于描述在在根据本发明的相位控制器设备20的第一实施例中形成反馈控制电路的相位比较单元25中使用的异或型相位比较器25c的操作的时序图。

如图1B所示，一旦从第一分频器25a和第二分频器25b接收到各个输出信号U和U′，异或型相位比较器25c便输出这样的相位差检测信号V，即，其在U和U′之一处于高电平的周期期间变为高电平，而其在U和U′两者均处于低电平的周期期间变为低电平。

在相位差检测信号V中，通过滤波器25d提取由虚线示出的直流平均值Vp。

作为相位比较器25c，不仅可使用异或型，还可使用触发器(flip flop)。

在此情况下，除了上面的输入信号之外，通常的触发器还需要时钟信号的另一个输入。

通过模数(A/D)转换器26，将来自相位比较单元25的输出电压Vp转换为数字值，以被输入到控制器部分30。

控制器部分30包括下面描述的初始化单元30a、校准单元30b、相位控制单元30c、以及sin/cos表30d。

图1C是用于描述根据本发明的第一实施例的、在在相位控制器设备20中形成反馈控制电路的控制器部分30中使用的sin/cos表30d的内容的图。

如图1C所示，sin/cos表30d存储由作为数字数据的正弦值/余弦值指示的直流电压Vi和Vq，其中，所述正弦值/余弦值对应于由设置单元31以例如当单位为单位间隔UI时的0.000200UI的间隔来在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟。

控制器部分30接收由设置单元31设置的期望的相位延迟D的设置值，从sin/cos表30d读出与设置值D相对应的连续电压(serial voltage)Vi和Vq，将它们通过D/A转换器32而提供给正交调制器22，并且，可变地控制直流电压Vi和Vq，使得相位比较单元25的输出电压Vp可变为与设置值D相对应的值。

当由设置单元31设置了期望的相位延迟D的设置值(0至2π)时，如上所述，控制器部分30从sin/cos表30d读出用于赋予与期望的相位延迟D相对应的直流电压Vi和Vq的正弦值和余弦值，并将它们通过D/A转换器32而提供给正交调制器22。这样驱动包括相位比较单元25和控制器部分30的反馈控制电路，以可变地控制直流电压Vi和Vq，使得相位比较单元25的输出电压Vp可变为与期望的相位延迟D相对应的值。

由于反馈控制电路的此功能，对从相位控制器设备20最终输出的第二信号C′补偿由于正交调制器22中的正交误差、以及偏移误差的影响而产生的相位误差。

控制器部分30具有用于检测第一信号C的频率的功能，并执行根据所检测的频率f而选择第一滤波器块21或第二滤波器块23的设置处理。

下文中，将描述控制器部分30的处理的概要。

图2是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的特性的图。

具体地，图2示出了分频信号U和U′之间的相位差φ、信号C和C′之间的相位差θ、以及相位比较单元25的输出电压Vp之间的关系。

如图2所示，随着分频信号U和U′之间的相位差φ的增大，在分频信号U和U′从基本上同相(φ＝2nπ，n＝0、1、......)改变为基本上反相(φ＝2(n+1)π)的周期中，输出电压Vp线性且单调地增大。

反之，如图2所示，在分频信号U和U′从基本上反相(φ＝2(n+1)π)改变为基本上同相(φ＝2(n+2)π)的周期中，输出电压Vp线性且单调地减小。

如图2所示，在针对于所述两个信号U和U′之间的相位差φ的同相(φ＝2nπ，n＝0、1、......)、以及反相(φ＝2(n+1)π)的附近，出现了死区区域。

另一方面，所述两个信号C和C′之间的相位差0具有θ＝M·φ的关系。由于通过分频而将相位差θ变化±π的区域压缩到1/M，所以，使用如图2所示的处于单调增大区域中的中心电压Vm周围的相位差θ变化2π(φ变化2π/M)的区域作为检测操作区域，由此，避免了在检测相位时的死区区域。

然而，如上所述，相位比较单元25包括第一分频器25a和第二分频器25b，并且，在每次启动该设备时，在类似于分频比M的M个情况的某个定时，确定第一分频器25a和第二分频器25b的输出信号的它们的上升/下降沿。

随后，控制器部分30重置所述两个分频器25a和25b，以便将检测操作区域固定在单调增大区域的中心，从而，初始化单元30a可在启动该设备时确定所述两个分频器25a和25b的输出信号的上升/下降沿。

图3是以放大的方式示出用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分特性的图2的一个部分的图。

具体地，图3以放大的方式示出了图2中的所述两个信号C和C′之间的相位差θ变化2π(1UI)(即，0+π(0±0.5UI))的区域。

如图3所示，当相位差θ从-π(-0.5UI)变化为π(0.5UI)时，尽管输出电压Vp从Vp1到Vp2而单调地增大，但是，由于正交调制器22的误差，改变特性G不一定与规则梯度的直线R(相位比较单元25的原始特性)相符。

由于在改变特性G的电压从Vp1变化到Vp2之后的相位差θ为2π，所以，改变特性G在输出电压Vp1和Vp2的时刻与直线R相交。

在控制器部分30中，在由初始化单元30a进行的初始化处理之后，校准单元30b得到上面的输出电压Vp1和Vp2、以及随后的表示示出相位比较单元25的特性的直线R的公式(理论特征公式)：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp1+Vp2)/2

(其中，单位θ为UI)

在校准单元30b完成了该处理之后，相位控制单元30c可变地控制要赋予正交调制器22的直流电压Vi和Vq，使得从相位比较单元25实际输出的电压Vp可等于利用设置单元31所指定的期望的相位延迟D以及理论特征公式(在容许范围内)、而得到的输出基准值Vr，并得到具有期望的相位延迟D的第二信号C′。

下文中，将描述控制器部分30的具体处理过程。

图4是用于描述根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的流程图。

首先，将描述控制器部分30所进行的总体处理。

如图4所示，控制器部分30在启动该设备时(在开启电源时)检测第一信号C的频率f(步骤S1)。

接下来，控制器部分30基于在步骤S1中检测的第一信号C的频率f，而执行第一滤波器块21和第二滤波器块23的选择设置处理(步骤S2)。

在步骤S3中，控制器部分30在初始化单元30a中执行初始化处理。

在校准单元30b在步骤S4中执行了校准处理之后，在步骤S5中，控制器部分30在相位控制单元30c中对所确定的期望的相位延迟D执行控制处理。

如图5所示，在控制器部分30的初始化单元30a所进行的初始化处理步骤S3中，消除通过所述两个分频器25a和25b之间的内部初始条件的差异而生成的分频信号U和U′之间的相位差，并且，在于中心电压Vm周围设置的电压范围Vm±Vu的范围内、以及在单调增大的范围内，布置相位比较单元25的输出电压Vp。

图5是用于描述作为根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的、初始化处理步骤S3的处理过程的流程图。

如图5所示，控制器部分30在此初始化处理步骤S3中检查相位比较单元25的输出电压Vp是否在Vm+Vu的范围内，当电压Vp不在该范围内时重置第一分频器25a(或第二分频器25b)，并且，再次重复地检查相位比较单元25的输出电压Vp(步骤S3a和S3b)。

如图5所示，在初始化处理步骤S3中，在相位比较单元25的输出电压Vp在Vm+Vu的范围内的情况下，控制器部分30将分频信号U和U′之间的相位差增大例如0.1UI，并检查此时的相位比较单元25的输出电压Vp是增大还是减小了(步骤S3c)。

当在步骤S3c中、电压Vp减小时，控制器部分30执行第一分频器25a的重置处理，并将相位比较单元25的输出电压Vp控制在Vm+Vu的范围内、以及在单调增大的范围内(步骤S3d)。

由控制器部分30中的校准单元30b进行的校准处理步骤S4在于：在下面描述的图6中示出的过程中，确定上面的理论特征公式(直线R的公式)。

图6是用于描述作为根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的、用于确定理论特征公式的处理过程的流程图。

如图6所示，在校准处理步骤S4中，控制器部分30将要赋予正交调制器22的直流电压Vi和Vq设置为与当分频信号U和U′之间的相位差变为0UI时的值相对应(步骤S4a)。

接下来，控制器部分30改变要赋予正交调制器22的直流电压Vi和Vq，直到分频信号U和U′之间的相位差变为-0.5UI为止，并存储此时的相位比较单元25的输出电压Vp1(步骤S4b)。

控制器部分30改变要赋予正交调制器22的直流电压Vi和Vq，直到分频信号U和U′之间的相位差变为0.5UI为止，并存储此时的相位比较单元25的输出电压Vp2(步骤S4c)。

控制器部分30基于相位比较单元25的输出电压Vp1和Vp2，而确定理论特征公式(直线R的公式)(步骤S4d)。

图7是用于描述作为根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中的重要部分的处理过程的、相位控制处理步骤S5的处理过程的流程图。

如图7所示，在由控制单元30c进行的相位控制处理步骤S5中，控制器部分30将与由设置单元31设置的期望的相位延迟D相对应的直流电压Vi和Vq提供给正交调制器22。(步骤S5a)。

如图3所示，控制器部分30得到在相位比较单元25的输出电压Vp和通过将相位延迟D分配给理论特征公式而得到的输出基准值Vr之间生成的差ΔV(步骤S5b)。

接下来，控制器部分30可变地控制(连续控制(run-on control))直流电压Vi和Vq，使得差ΔV可在预定的容许范围内(步骤S5c和S5d)。

由于相位控制处理，赋予正交调制器22的直流电压Vi和Vq最终变为与图3的相位延迟D′相对应的值。因此，消除了正交调制器22所生成的正交误差。

由于以上处理，有可能将由设置单元31设置的期望的相位延迟D赋予从相位控制器设备20最终输出的第二信号C′，而不会受到正交调制器22中的误差的影响。

图8是用于示出在根据本发明的第一实施例的相位控制器设备20中、在由包括相位比较单元25和控制器部分30的反馈控制电路进行的补偿前和补偿后之间的比较中的设置相位对输出相位的特性的图。

具体地，图8示出了在根据本发明的第一实施例的相位控制器设备20中、在由包括相位比较单元25和控制器部分30的反馈控制电路进行的补偿前和补偿后之间的比较中的、针对于具有6.25GHz的频率的第一信号C而得到的设置相位对输出相位的测定结果。

图9是用于示出在根据本发明的第一实施例的相位控制器设备中、在由包括相位比较单元25和控制器部分30的反馈控制电路进行的补偿前和补偿后之间的比较中的设置相位对输出相位误差的特性的图。

具体地，图9示出了图8的误差分量。根据图9，可以发现：与未由包括相位比较单元25和控制器部分30的反馈控制电路执行相位控制的情况(补偿之前)相比，在补偿之后，得到基本上线性的特性。

在该实施例中，有可能超过2π的范围而改变与赋予用于相位控制的目标信号的期望的相位延迟D相对应的相位差θ。

在此情况下，以较小的步阶(例如，π/4或更小)改变相位，以接近目标相位。当与目标相位的差变为比此步阶小时，以对于此差的更小的步阶来改变相位，由此符合与期望的相位延迟D相对应的相位。

图1D是示出根据本发明的第一实施例的、使用在相位控制器设备20中形成反馈控制电路的控制器部分30中的sin/cos运算单元30e的修改例子的结构的框图。

在该修改例子中，在控制器部分30中包括sin/cos(三角函数)运算单元30e，而不是sin/cos表30d。

在该修改例子中，使用sin/cos(三角函数)运算单元30e，以计算与设置单元31以例如当单位为单位间隔UI时的0.000200UI的间隔来在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟D的设置值相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq。

(第二实施例)

图10A是示出当根据本发明的第二实施例的相位控制器设备20′控制正弦波信号的相位时的结构的框图。

在图10A中，将与图1A的附图标记相同的附图标记附加到与根据第一实施例的相位控制器设备20相同的部件，并省略其描述。

第一实施例是关于将相位延迟赋予例如时钟信号的矩形波信号的第一信号C、并输出它的相位控制器设备20。

另一方面，图10A中示出的根据第二实施例的相位控制器设备20′控制正弦波信号的第一信号C和第二信号C′的相位。

在此情况下，在图10A中示出的相位控制器设备20′中，由于将正弦波信号的第一信号C输入到相位控制器设备20′，所以，省略用于第一实施例的第一滤波器块21和波形整形器24，并仅使用与第二滤波器块22相对应的滤波器块23。

在图10A中示出的根据第二实施例的相位控制器设备20′中，正交调制器22的误差较小，并且，当在输出信号中包括的伪分量较小时，可省略滤波器块23。

图10B是示出当根据本发明的第二实施例的相位控制器设备20′控制正弦波信号的相位时的修改例子的结构的框图。

在该修改例子中，类似于图1D的情况，在控制器部分30中包括sin/cos(三角函数)运算单元30e，而不是sin/cos表30d。

在此修改例子中，类似于图1D的情况，使用sin/cos(三角函数)运算单元30e，以计算与由设置单元31以例如当单位为单位间隔UI时的0.000200UI的间隔来在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟D的设置值相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq。

(第三实施例)

图10C是示出作为根据本发明的第三实施例的、使用根据第一实施例的相位控制器设备20的脉冲模式生成器100的结构的框图。

在图10C中，将与图1A的附图标记相同的附图标记附加到与根据第一实施例的相位控制器设备20相同的部件，并省略其描述。

图10C中示出的脉冲模式生成器100基本上包括：脉冲模式生成单元40，其生成期望的脉冲模式信号；相位控制器设备20，其控制来自脉冲模式生成单元40的期望的脉冲模式信号和时钟信号之间的相位差；以及脉冲模式输出单元46，其输出具有被应用于期望的脉冲模式信号的预定校正的、从脉冲模式生成单元40提供的期望的脉冲模式信号，其中，由相位控制器设备20控制期望的脉冲模式信号与时钟信号的相位差。

作为基本结构，该相位控制器设备20还包括：正交调制器22，其将作为本地信号而输入的时钟信号的第一信号C划分为彼此正交的I信道信号Ci和Q信道信号Cq，并通过向I信道信号Ci和Q信道信号Cq分别赋予直流电压Vi和Vq，而分别将具有相对于第一信号C的与直流电压Vi和Vq相对应的期望的相位延迟D的第二信号C′提供给I信道信号Ci和Q信道信号Cq；相位比较单元25，其检测输入到正交调制器22的第一信号C和从正交调制器22输出的第二信号C′之间的相位差θ；设置单元31，用于设置期望的相位延迟D；以及控制器部分30，其控制在正交调制器22中分别赋予I信道信号Ci和Q信道信号Cq的直流电压Vi和Vq，使得与由相位比较单元25检测的相位差θ相对应的输出值可等于与由设置单元31设置的期望的相位延迟D相对应的值，并将该直流电压Vi和Vq控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系。

具体地，如图10C所示，脉冲模式生成单元40包括：时钟生成电路41，其生成在例如100MHz到10GHz的频率范围中变化的矩形波的时钟信号；字模式生成单元42，其基于从时钟生成电路41输出的时钟信号而生成字模式信号；伪随机模式生成单元43，其基于从时钟生成电路41输出的时钟信号而生成伪随机模式信号；以及切换器SW，其切换从字模式生成单元42输出的字模式信号、以及从伪随机模式生成单元42输出的伪随机模式信号，由此输出期望的脉冲模式信号。

脉冲模式输出单元46包括：D触发器(D-FF)44，其在其数据输入端D从切换器SW接收期望的脉冲模式信号，并还在其时钟输入端CK接收具有来自从相位控制器设备20输出的第一信号C的与预定的直流电压Vi和Vq相对应的期望的相位延迟D的第二信号C′，由此输出由相位控制器设备20利用来自时钟生成电路41的时钟信号而进行了相位控制的期望的脉冲模式信号；以及输出电路45，其将幅度校正应用于从D触发器(D-FF)44提供的经过相位控制的期望的脉冲模式信号，并且还应用直流(DC)偏移校正，以作为数据输出而输出。

连同数据输出一起，将来自时钟生成电路41的时钟信号作为时钟输出而输出到外部。

图10D是示出作为根据本发明的第三实施例的修改例子的、使用根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备20的脉冲模式生成器100的结构的框图。

在图10D中，将与图1D和10C的附图标记相同的附图标记附加到与根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备20、以及根据第三实施例的脉冲模式生成器100相同的部件，并省略其描述。

(第四实施例)

图10E是示出作为根据本发明的第四实施例的、使用根据第二实施例的相位控制器设备20′的脉冲模式生成器100′的结构的框图。

在图10E中，将与图10A和10C的附图标记相同的附图标记附加到与根据第二实施例的相位控制器设备20′、以及根据第三实施例的脉冲模式生成器100相同的部件，并省略其描述。

图10F是示出作为根据本发明的第四实施例的修改例子的、使用根据第二实施例的修改例子的相位控制器设备20′的脉冲模式生成器100′的结构的框图。

在图10F中，将与图10B和10C的附图标记相同的附图标记附加到与根据第二实施例的修改例子的相位控制器设备20′、以及根据第三实施例的脉冲模式生成器100相同的部件，并省略其描述。

(第五实施例)

图10G是示出作为根据本发明的第五实施例的、使用根据第一实施例的误差检测器20的误差检测器200的结构的框图。

在图10G中，将与图1A的附图标记相同的附图标记附加到与根据第一实施例的相位控制器设备20相同的部件，并省略其描述。

图10G中示出的误差检测器200基本上包括：相位控制器设备20，其控制从外部输入的时钟信号C的相位；参考模式生成电路52，其基于由相位控制器设备20进行相位控制的时钟信号C′，而生成期望的参考模式信号；异或电路(EX-OR)53，其以位为单位，将要作为从外部输入的数据输入信号而进行误差检测的信号与从参考模式生成电路52提供的期望的参考模式信号相比较，并输出位误差信号；同步控制电路54，其控制同步信号的相位，其中，该同步信号用于以位为单位，使得基于从异或电路(EX-OR)53提供的位误差信号、以及由相位控制器设备20进行相位控制的时钟信号C′而从参考模式生成电路52输入的期望的参考模式信号的输出定时与从外部输入的误差检测后的信号的输入定时相符；以及误差计数电路55，其对来自异或电路(EX-OR)53的位误差信号进行计数，并输出该信号。

其中，相位控制器设备20基本上包括：正交调制器22，其将作为本地信号而输入的时钟信号的第一信号C划分为彼此正交的I信道信号Ci和Q信道信号Cq，并通过向I信道信号Ci和Q信道信号Cq分别赋予直流电压Vi和Vq，而分别将具有相对于第一信号C的与直流电压Vi和Vq相对应的期望的相位延迟D的第二信号C′提供给I信道信号Ci和Q信道信号Cq；相位比较单元25，其检测输入到正交调制器22的第一信号C和从正交调制器22输出的第二信号C′之间的相位差θ；设置单元31，用于设置期望的相位延迟D；以及控制器部分30，其控制在正交调制器22中分别赋予I信道信号Ci和Q信道信号Cq的直流电压Vi和Vq，使得与由相位比较单元25检测的相位差θ相对应的输出值可等于与由设置单元31设置的期望的相位延迟D相对应的值，并将该直流电压Vi和Vq控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系。

具体地，图10G中示出的误差检测器200还包括：时钟生成电路51，其再现在从外部输入的作为数据输入信号的误差检测后的信号中包括的矩形波的时钟信号，并输出该时钟信号；以及切换器SW 10，其切换从时钟生成电路51提供的时钟信号、以及从外部输入的时钟信号，并将该时钟信号作为第一信号C而输出到相位控制器设备20，其中，该第一信号C作为本地信号而输入。

当时钟生成电路51难以再现作为数据输入信号的在误差检测后的信号中包括的矩形波的时钟信号时，使用从外部输入的时钟信号。

类似于图10C中示出的脉冲模式生成器100的脉冲模式生成单元40，参考模式生成电路52包括：字模式生成单元42，其基于时钟信号而生成字模式信号；伪随机模式生成单元43，其基于时钟信号而生成伪随机模式信号；以及切换器SW，其切换来自字模式生成单元42的字模式信号、以及来自伪随机模式生成单元43的伪随机模式信号，并输出期望的脉冲模式信号。

当基于来自EX-OR 53的位误差信号而控制同步信号的相位时，同步控制电路54控制从参考模式生成电路52输入的期望的参考模式信号的输出定时，使得EX-OR 53可以下面的次序将从外部输入的误差检测信号的每位与从参考模式生成电路52输入的期望的参考模式信号的每位比较：将误差检测信号的第一位与参考模式信号的第一位比较；分别将误差检测信号的第二位、第三位......与参考模式信号的第二位、第三位......比较。

当两个输入并非以位为单位而彼此相符(例如，误差检测信号为1，而期望的参考模式信号为0)时，EX-OR 53输出1作为位误差信号，并且，当两个输入彼此相符(例如，误差检测信号为1，且期望的参考模式信号为1)时，其输出0作为位误差信号。

因此，误差计数电路55对从EX-OR 53提供的位误差信号进行计数，由此检测误差检测信号中的位误差信号的数目。

图10H是示出作为根据本发明的第五实施例的修改例子的、使用根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备20的误差检测器200的结构的框图。

在图10H中，将与图1D和10G的附图标记相同的附图标记附加到与根据第一实施例的修改例子的相位控制器设备20、以及根据第五实施例的误差检测器200相同的部件，并省略其描述。

(第六实施例)

图10I是示出作为根据本发明的第六实施例的、使用根据第二实施例的误差检测器20′的误差检测器200′的结构的框图。

在图10I中，将与图10A和10G的附图标记相同的附图标记附加到与根据第二实施例的相位控制器设备20′、以及根据第五实施例的误差检测器200相同的部件，并省略其描述。

图10J是示出作为根据本发明的第六实施例的修改例子的、使用根据第二实施例的修改例子的相位控制器20′设备的误差检测器200′的结构的框图。

在图10J中，将与图10B和10G的附图标记相同的附图标记附加到与根据第二实施例的修改例子的相位控制器设备20′、以及根据第五实施例的误差检测器200相同的部件，并省略其描述。

如上所述，根据本发明，可以解决现有技术的相位控制器设备的问题，并提供了：相位控制器设备，其可将期望的延迟赋予要被相位控制的信号，其中，在即使在信号频率在宽带中变化时，也不受正交调制器中的误差的影响；以及使用该相位控制器设备的脉冲模式生成器和误差检测器。

Claims (42)

1、一种相位控制器设备，包括：

正交调制器，其将作为本地信号而输入的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号，并通过向所述I信道信号和所述Q信道信号分别赋予直流电压，而输出具有相对于所述第一信号的期望的相位延迟的第二信号；

相位比较单元，其检测输入到正交调制器的所述第一信号和从正交调制器输出的所述第二信号之间的相位差θ；

设置单元，其设置所述期望的相位延迟；以及

控制器部分，其控制在正交调制器中分别赋予所述I信道信号和所述Q信道信号的所述直流电压，使得与由所述相位比较单元检测到的所述相位差θ相对应的输出值等于与由所述设置单元设置的所述期望的相位延迟相对应的值，并将所述直流电压控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

2、根据权利要求1的相位控制器设备，其中，所述相位比较单元具有：

第一分频器，其通过预定的分频比M而对所述第一信号进行分频；

第二分频器，其通过与所述第一分频器的分频比相同的分频比而对所述第二信号进行分频；

相位比较器，其检测来自所述第一分频器的输出信号和来自所述第二分频器的输出信号之间的相位差；以及

滤波器，其从指示由所述相位比较器检测到的相位差的输出信号中提取直流分量的输出电压，并且

所述相位控制器设备还包括模数转换器，其将由所述滤波器提取的直流分量的输出电压转换为数字值，并将所述数字值提供给所述控制器部分，作为与由所述相位比较单元检测到的相位差相对应的输出值。

3、根据权利要求2的相位控制器设备，其中，所述控制器部分包括：

初始化单元，其设置从所述相位比较单元提供的输出电压，以便与在预定范围内的、所述第二信号相对于所述第一信号的相位差θ的单调改变相对应地单调改变，由此使所述第一分频器的内部条件与所述第二分频器的内部条件在启动时相匹配；

校准单元，其通过改变在所述正交调制器中分别提供给I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq而从相位比较单元得到初始输出值Vp1和最终输出值Vp2，由此，在由初始化单元设置之后，将所述第一信号和所述第二信号之间的所述相位差θ改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp1+Vp2)/2

(其中，θ的单位是UI)，

该公式指示来自给出与由设置单元设置的期望的相位延迟相对应的所述相位差θ的所述相位比较单元的输出参考值Vr、以及初始值Vp1和最终值Vp2之间的关系，作为所述相位比较单元的理论特征公式；以及

相位控制单元，其在所述校准单元得到所述理论特征公式之后，将来自所述相位比较单元的输出电压、以及针对与所述期望的相位延迟相对应的相位差θ而通过所述理论特征公式得到的输出参考值Vr相比较，其中，通过在所述正交调制器中将与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的相位差θ所涉及的直流电压Vi和Vq分别赋予I信道信号和Q信道信号，而得到所述来自相位比较单元的输出电压，并且，所述相位控制单元控制在所述正交调制器中分别赋予I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq，使得来自所述相位比较单元的输出电压在为输出参考值Vr设置的允许范围内。

4、根据权利要求2的相位控制器设备，其中，所述预定的分频比M包括16和32之一。

5、根据权利要求1的相位控制器设备，其中，所述相位比较单元包括异或型(EX-OR)相位比较器。

6、根据权利要求1的相位控制器设备，其中，所述正交调制器包括：

90度移相器，其将作为本地信号输入的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号；

第一混频器和第二混频器，其向从90度移相器输出的I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压Vi和Vq；以及

加法器，其将来自所述第一混频器和第二混频器的每个输出相加，并输出具有根据直流电压Vi和Vq的期望的相位延迟的第二信号。

7、根据权利要求6的相位控制器设备，其中，所述控制器部分具有sin/cos表，其中，将与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的所述期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的预定的直流电压Vi和Vq存储为数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将从控制器部分的sin/cos表读出的预定的直流电压Vi和Vq的数字数据转换为模拟值，并将该值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

8、根据权利要求6的相位控制器设备，其中，所述控制器部分具有sin/cos运算单元，其计算与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的所述期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的预定的直流电压Vi和Vq的数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将在控制器部分的sin/cos运算单元中计算的预定的直流电压的数字数据转换为模拟值，并将该模拟值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

9、根据权利要求1的相位控制器设备，还包括：

第一滤波器块，当接收到作为第一信号的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号转换为正弦波的第一信号，并将第一信号提供给正交调制器；

第二滤波器块，其接收从正交调制器输出的第二信号，从第二信号中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号；

波形整形器，其将从所述第二滤波器输出的正弦波的第二信号转换为矩形波的第二信号，并输出该矩形波的第二信号。

10、根据权利要求9的相位控制器设备，其中，所述控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述第一滤波器块和第二滤波器块的每个滤波器部件。

11、根据权利要求1的相位控制器设备，还包括滤波器块，在接收到作为第一信号的正弦波的信号的情况下，所述滤波器块接收从正交调制器输出的信号，消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号。

12、根据权利要求11的相位控制器设备，其中，所述控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述滤波器块的滤波器部件。

13、一种脉冲模式生成器，包括：

脉冲模式生成单元，其生成期望的脉冲模式信号；

相位控制器设备，其控制来自所述脉冲模式生成单元的所述期望的脉冲模式信号和时钟信号之间的相位差；以及

脉冲模式输出单元，其输出具有被应用于所述期望的脉冲模式信号的预定校正的期望的脉冲模式信号，其中，在所述脉冲模式生成单元生成所述期望的脉冲模式信号之后，由所述相位控制器设备控制所述期望的脉冲模式信号相对于所述时钟信号的相位差，

其中，所述相位控制器设备包括：

正交调制器，其将作为被作为本地信号输入的时钟信号的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号，并通过向所述I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压，而输出具有相对于第一信号的期望的相位延迟的第二信号；

相位比较单元，其检测第一信号和第二信号之间的相位差θ；

设置单元，其设置所述期望的相位延迟；以及

控制器部分，其控制在所述正交调制器中分别赋予I信道信号和Q信道信号的直流电压，使得与由相位比较单元检测的相位差θ相对应的输出值等于与由设置单元设置的期望的相位延迟相对应的值，并将所述直流电压控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

14、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，所述脉冲模式生成单元包括：

时钟生成电路，其生成时钟信号；

字模式生成单元，其基于来自所述时钟生成电路的时钟信号而生成字模式信号；

伪随机模式生成单元，其基于来自所述时钟生成电路的时钟信号而生成伪随机模式信号；以及

切换器，其切换来自所述字模式生成单元的字模式信号、以及来自所述伪随机模式生成单元的伪随机模式信号，以作为期望的脉冲模式信号而输出。

15、根据权利要求14的脉冲模式生成器，其中，所述脉冲模式生成单元具有：

D触发器，其通过在其数据输入端从切换器接收期望的脉冲模式信号、并还在其时钟输入端接收具有相对于来自相位控制器设备的第一信号的与预定的直流电压相对应的期望的相位延迟的第二信号，而输出期望的脉冲模式信号，其中，由控制相对于从所述时钟生成电路提供的时钟信号的相位差的相位控制器设备来控制期望的脉冲模式信号相对于从时钟生成电路提供的时钟信号的相位差；以及

输出电路，其将幅度校正和直流(DC)分量校正应用于经过相位差控制且从D触发器提供的期望的脉冲模式信号，以作为数据输出而输出。

16、根据权利要求15的脉冲模式生成器，其中，连同数据输出一起，将来自时钟生成电路的时钟信号作为时钟输出而输出到外部。

17、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，相位控制器设备的相位比较单元具有：

第一分频器，其通过预定的分频比M而对第一信号进行分频；

第二分频器，其通过与所述第一分频器的分频比相同的分频比而对第二信号进行分频；

相位比较器，其检测来自所述第一分频器的输出信号和来自所述第二分频器的输出信号之间的相位差；以及

滤波器，其从指示由所述相位比较器检测的相位差的输出信号中提取直流分量的输出电压，并且

所述相位控制器设备还包括模数转换器，其将由所述滤波器提取的直流分量的输出电压转换为数字值，并将所述数字值提供给所述控制器部分，作为与由所述相位比较单元检测的相位差相对应的输出值。

18、根据权利要求14的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分包括：

初始化单元，其设置从所述相位比较单元提供的输出电压Vp，以便与在预定范围内的、第二信号相对于第一信号的相位差θ的单调改变相对应地单调改变，由此使所述第一分频器的内部条件与所述第二分频器的内部条件在启动时相匹配；

校准单元，其通过改变在所述正交调制器中分别提供给I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq而从所述相位比较单元得到初始输出值Vp1和最终输出值Vp2，由此，在由所述初始化单元设置之后，将第一信号和第二信号之间的相位差θ改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp1+Vp2)/2

(其中，θ的单位是UI)，

该公式指示来自给出与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的相位差θ的所述相位比较单元的输出参考值Vr、以及初始值Vp1和最终值Vp2之间的关系，作为所述相位比较单元的理论特征公式；以及

相位控制单元，其在所述校准单元得到所述理论特征公式之后，将来自相位比较单元的输出电压Vp、以及针对与期望的相位延迟相对应的相位差θ而通过所述理论特征公式得到的输出参考值Vr相比较，其中，通过在所述正交调制器中将与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的相位差θ所涉及的直流电压Vi和Vq分别赋予I信道信号和Q信道信号，而得到所述来自相位比较单元的输出电压Vp，并且，所述相位控制单元控制在所述正交调制器中分别赋予I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq，使得来自所述相位比较单元的输出电压Vp在对输出参考值Vr设置的允许范围内。

19、根据权利要求14的脉冲模式生成器，其中，所述预定的分频比M包括16和32之一。

20、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备的相位比较单元包括异或型(EX-OR)相位比较器。

21、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备的正交调制器包括：

90度移相器，其将作为被作为本地信号输入的时钟信号的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号；

第一混频器和第二混频器，其向从所述90度移相器输出的I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压Vi和Vq；以及

加法器，其将来自所述第一混频器和第二混频器的每个输出相加，并输出具有根据直流电压Vi和Vq的期望的相位延迟的第二信号。

22、根据权利要求21的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分具有

sin/cos表，其中，将与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq存储为数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将从所述控制器部分的sin/cos表读出的直流电压Vi和Vq的数字数据转换为模拟值，并将该模拟值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

23、根据权利要求21的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分具有

sin/cos运算单元，其计算与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq的数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将在所述控制器部分的sin/cos运算单元中计算的预定的直流电压Vi和Vq的数字数据转换为模拟值，并将该模拟值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

24、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备还包括：

第一滤波器块，当接收到作为第一信号的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号转换为正弦波的第一信号，并将第一信号输入到正交调制器；

第二滤波器块，其接收从所述正交调制器输出的第二信号，从第二信号中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号；以及

波形整形器，其将从所述第二滤波器输出的正弦波的第二信号转换为矩形波的第二信号，并输出该矩形波的第二信号。

25、根据权利要求24的脉冲模式生成器，其中，所述控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述第一滤波器块和第二滤波器块的每个滤波器部件。

26、根据权利要求13的脉冲模式生成器，其中，所述相位控制器设备还包括滤波器块，在接收到作为第一信号的正弦波的信号的情况下，所述滤波器块接收从正交调制器输出的信号，消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号。

27、根据权利要求26的脉冲模式生成器，其中，控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述滤波器块的滤波器部件。

28、一种误差检测器，包括：

相位控制器设备，其控制从外部输入的时钟信号的相位；

参考模式生成电路，其基于由所述相位控制器设备进行相位控制的时钟信号，而生成期望的参考模式信号；

异或电路，其以位为单位，将要作为从外部输入的数据输入信号而进行误差检测的信号与从参考模式生成电路提供的期望的参考模式信号相比较，并输出位误差信号；

同步控制电路，其控制同步信号的相位，其中，所述同步信号用于基于从异或电路提供的位误差信号、以及由所述相位控制器设备进行相位控制的时钟信号，而以位为单位、使从参考模式生成电路输入的期望的参考模式信号的输出定时与从外部输入的经误差检测的信号的输入定时相符；以及

误差计数电路，其对来自所述异或电路的位误差信号进行计数，并输出信号，

其中，所述相位控制器设备包括：

正交调制器，其将作为被作为本地信号输入的时钟信号的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号，并通过向所述I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压，而输出具有相对于第一信号的期望的相位延迟的第二信号；

相位比较单元，其检测所述第一信号和第二信号之间的相位差θ；

设置单元，其设置所述期望的相位延迟；以及

控制器部分，其控制在正交调制器中分别赋予所述I信道信号和Q信道信号的直流电压，使得与由所述相位比较单元检测的相位差相对应的输出值等于与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的值，并将所述直流电压控制为满足Vi＝cosθ且Vq＝sinθ的关系的Vi和Vq。

29、根据权利要求28的误差检测器，还包括：

时钟生成电路，其再现在从外部输入的作为数据输入信号的经误差检测的信号中包括的矩形波的时钟信号，并输出所述时钟信号；以及

切换器，其切换从所述时钟生成电路提供的时钟信号、以及从外部输入的时钟信号，以作为第一信号而输出到相位控制器设备，其中，所述第一信号为被作为本地信号而输入的时钟信号。

30、根据权利要求29的误差检测器，其中，当难以再现作为数据输入信号的经误差检测的信号中包括的矩形波的时钟信号时，所述时钟生成电路使用从外部输入的时钟信号。

31、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述参考模式生成电路具有：

字模式生成单元，其基于所述时钟信号而生成字模式信号；

伪随机模式生成单元，其基于所述时钟信号而生成伪随机模式信号；以及

切换器，其切换来自所述字模式生成单元的字模式信号、以及来自所述伪随机模式生成单元的伪随机模式信号，以作为期望的脉冲模式信号而输出。

32、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的相位比较单元具有：

第一分频器，其通过预定的分频比M而对第一信号进行分频；

第二分频器，其通过与所述第一分频器的分频比相同的分频比而对第二信号进行分频；

相位比较器，其检测来自所述第一分频器的输出信号和来自所述第二分频器的输出信号之间的相位差θ；以及

滤波器，其从指示由所述相位比较器检测的相位差θ的输出信号中提取直流分量的输出电压Vp，并且

所述相位控制器设备还包括

模数转换器，其将由所述滤波器提取的直流分量的输出电压Vp转换为数字值，并将所述数字值提供给所述控制器部分，作为与由所述相位比较单元检测的相位差相对应的输出值。

33、根据权利要求29的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分包括：

初始化单元，其设置从所述相位比较单元提供的输出电压Vp，以便与在预定范围内的、第二信号相对于第一信号的相位差θ的单调改变相对应地单调改变，由此使所述第一分频器的内部条件与所述第二分频器的内部条件在启动时相匹配；

校准单元，其通过改变在所述正交调制器中分别提供给I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq而从所述相位比较单元得到初始输出值Vp 1和最终输出值Vp2，由此，在由初始化单元设置之后，将所述第一信号和第二信号之间的相位差θ改变一个周期，并且，得到表示具有恒定梯度的线性公式的如下公式：

Vr＝(Vp2-Vp1)θ+(Vp1+Vp2)/2

(其中，θ的单位是UI)，

该公式指示来自给出与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的相位差θ的相位比较单元的输出参考值Vr、以及初始值Vp1和最终值Vp2之间的关系，作为所述相位比较单元的理论特征公式；以及

相位控制单元，其在所述校准单元得到所述理论特征公式之后，将来自相位比较单元的输出电压Vp、以及针对与期望的相位延迟相对应的相位差θ而通过所述理论特征公式得到的输出参考值Vr相比较，其中，通过在所述正交调制器中将与由所述设置单元设置的期望的相位延迟相对应的相位差θ所涉及的直流电压Vi和Vq分别赋予I信道信号和Q信道信号，而得到所述来自相位比较单元的输出电压Vp，并且，所述相位控制单元控制在所述正交调制器中分别赋予I信道信号和Q信道信号的直流电压Vi和Vq，使得来自所述相位比较单元的输出电压Vp在对输出参考值Vr设置的允许范围内。

34、根据权利要求29的误差检测器，其中，所述预定的分频比M包括16和32之一。

35、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的相位比较单元包括异或型(EX-OR)相位比较器。

36、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的正交调制器包括：

90度移相器，其将作为被作为本地信号输入的时钟信号的第一信号划分为彼此正交的I信道信号和Q信道信号；

第一混频器和第二混频器，其向从所述90度移相器输出的I信道信号和Q信道信号分别赋予直流电压Vi和Vq；以及

加法器，其将来自所述第一混频器和第二混频器的每个输出相加，并输出具有根据直流电压Vi和Vq的期望的相位延迟的第二信号。

37、根据权利要求36的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分具有

sin/cos表，其中，将与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq存储为数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将从所述控制器部分的sin/cos表读出的直流电压Vi和Vq的数字数据转换为模拟值，并将该模拟值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

38、根据权利要求36的误差检测器，其中，所述相位控制器设备的控制器部分具有

sin/cos运算单元，其计算与所述设置单元以预定间隔在0至π至2π的范围中任意设置的期望的相位延迟相对应的、由正弦值/余弦值所指示的直流电压Vi和Vq的数字数据，以及

所述相位控制器设备还具有

数模转换器，其将在所述控制器部分的sin/cos运算单元中计算的直流电压Vi和Vq的数字数据转换为模拟值，并将该模拟值分别提供给所述第一混频器和第二混频器。

39、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述相位控制器设备还包括：

第一滤波器块，当接收到作为第一信号的矩形波的信号时，其将矩形波的第一信号转换为正弦波的第一信号，并将第一信号输入到正交调制器；

第二滤波器块，其接收从所述正交调制器输出的第二信号，从第二信号中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号；以及

波形整形器，其将从所述第二滤波器输出的正弦波的第二信号转换为矩形波的第二信号，并输出该矩形波的第二信号。

40、根据权利要求39的误差检测器，其中，所述控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述第一滤波器块和第二滤波器块的每个滤波器部件。

41、根据权利要求28的误差检测器，其中，所述相位控制器设备还包括滤波器块，在接收到作为第一信号的正弦波的信号的情况下，所述滤波器块接收从正交调制器输出的信号，从该信号中消除伪分量和直流分量，并输出正弦波的第二信号。

42、根据权利要求41的误差检测器，其中，所述控制器部分根据第一信号的频率，从多个低通滤波器和带通滤波器之中设置要选择性地用作所述滤波器块的滤波器部件。

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