CN101276227A - 基准电流电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种基准电流电路，即使在使用具有非常低温度依存性的电阻的电阻器的情形下也能够降低基准电流的温度依存性。该基准电流电路包括：接收温度补偿的基准电压V_BG并且在输出点处产生电压V_out1的非反相放大器电路110；电流源电路120，由通过电阻器连接到输出点的晶体管Q1和接收等于在Q1的端子间产生的电压V_BE1的电压并且产生相应的电流的晶体管Q2。电路110(i)包括第三晶体管Q3，在它的端子间产生的电压V_BE3具有与V_BE1相同的温度特性，以及(ii)被构造为使得V_out1是(a)基于基准电压V_BG的温度补偿电压成分和(b)等于电压V_BE3的电压成分之和。

Description

基准电流电路

技术领域

本发明涉及一种产生提供给模拟电路的偏置电流的基准电流电路。

背景技术

图4示出了现有的基准电流电路的结构。

基准电流电路400包括非反相放大电路410和电流源电路120。

非反相放大电路410由放大器电路OP40、电阻器R1和电阻器R2构成。放大器电路OP40包括反相输入端子、非反相输入端子和输出端子；电阻器R1插入到布线中连接反相输入端子和接地端子；电阻器R2插入到布线中连接输出端子和反相输入端子。放大器电路OP40的非反相输入端子接收不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压V_BG的输入。换句话说，基准电压V_BG是温度补偿的。

电流源电路120由电阻器R3、晶体管Q1和晶体管Q2构成。电阻器R3的一个端子连接到放大器电路OP40的输出端子上；晶体管Q1的集电极和基极连接到电阻器R3的另一个端子上，而晶体管Q1的发射极接地；晶体管Q2的基极连接到晶体管Q1的集电极和基极上。

一般来说，经常采用带隙基准电路作为输出基准电压V_BG的基准电压电路500。图5示出了这种带隙基准电路的一个例子。基准电压电路500由放大器电路OP5、电阻器R1a、晶体管Q1a、电阻器R2a、电阻器R3a和晶体管Q2a构成。电阻器R1a插入到布线中连接非反相输入端子和放大器电路OP5的输出端子；晶体管Q1a的基极和集电极接地；电阳器R2a插入到布线中连接反相输入端子和放大器电路OP5的输出端子；电阻器R3a插入到布线中连接反相输入端子和晶体管Q2a的发射极；晶体管Q2a的基极和集电极接地。

下面关于如上结构的基准电流电路400说明产生具有低温度依存性的基准电流的原理。

下面的等式对于非反相放大器电路410成立。

$V_{\mathrm{BG}}=\frac{R_1}{R_1+R_2}\·V_{\mathrm{out}4}---\left(4.1\right)$

下面的等式是从等式(4.1)中得出的。

$V_{\mathrm{out}4}=(1+\frac{R_2}{R_1})\·V_{\mathrm{BG}}---\left(4.2\right)$

其中，V_BG是不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压；R₁和R₂是具有正温度系数的电阻器。当温度是T时，下面的等式成立。

$\frac{\∂V_{\mathrm{BG}}}{\∂T}=0,$ $\frac{{\∂R}_1}{\∂T}=\frac{\∂R_2}{\∂T}>0$

因为R₁和R₂的比随温度变化保持不变，所以等式(4.2)表示输出电压V_out4不依存于温度。

而且，对于电流源电路120下面的等式成立。

V_out4＝R₃·I_ref4+V_BE                                 (4.3)

等式(4.3)导出下面的等式。

$I_{\mathrm{ref}4}=\frac{V_{\mathrm{out}4}-V_{\mathrm{BE}}}{R_3}---(4.4)$

通过用温度T对等式(4.4)的两边进行偏微分，可以得到下面的等式。

$\frac{{\∂I}_{\mathrm{ref}4}}{\∂T}=-\frac{1}{R_3}\·\frac{\∂V_{\mathrm{BE}}}{\∂T}-\frac{V_{\mathrm{out}4}-V_{\mathrm{BE}}}{{R_3}^2}\·\frac{{\∂R}_3}{\∂T}---\left(4.5\right)$

而且，根据下面的等式，

$\frac{{\&PartialD;V}_{\mathrm{BE}}}{\&PartialD;T}<0$

和“V_out4＞V_BE”，在等式(4.5)的右侧，第一项为正，而第二项为负。从而，通过调整每一个参数使得等式(4.5)的右侧为0，产生具有低温度依存性的基准电流I_ref4。这就是晶体管Q1的温度特性如何由电阻器R3的温度特性所补偿的。

然而，近些年来，在半导体集成电路领域中，随着电阻器的小型化，电阻的温度依存性变得非常低。而且，当调整每一个参数时，实际的调整范围存在着限制。从而，在上述的现有结构中，降低基准电流的温度依存性变得越来越难。

非专利文献1：Fundamentals of Analogue LSI Design(模拟LSI设计基本原理)，作者：Kajiro Watanabe和Tetsuo Nakamura，Ohmsha，2006，pp.149-151。

发明内容

本发明是考虑上述问题完成的，目的是提供一种即使在使用具有极低的温度依存性的电阻值的电阻器的情况下也能够降低基准电流的温度依存性的基准电流电路。

为了实现上述目的，本发明提供一种基准电流电路，包括：由温度补偿的基准电压在输出点处产生预定电压的电压产生电路、以及包括由(i)通过电阻器连接到输出点的第一半导体器件和(ii)接收等于第一半导体器件端子间电压的电压，从而产生与接收的电压相对应的电流的第二半导体器件所构成的电流镜的电流源电路。其中，电压产生电路(i)包括第三半导体器件，其端子间电压具有与第一半导体器件端子间电压的温度特性相同的温度特性，并且(ii)构造为该预定电压是(a)基于基准电压的温度补偿电压成分和(b)等于第三半导体器件的端子间电压的电压成分之和。

根据上述结构，即使在使用非常低的温度依存性的电阻器的情形下也能够降低基准电流的温度依存性。

附图说明

结合附图，本发明的这些和其它目的、优势和特征将从下面的描述中变得显而易见，其中附图图示了本发明的特定实施例。在附图中：

图1示出了本发明第一实施例的基准电流电路的结构；

图2示出了本发明第二实施例的基准电流电路的结构；

图3示出了本发明第三实施例的基准电流电路的结构；

图4示出了现有基准电流电路的结构；

图5示出了基准电压电路的结构；

图6示出了第一、第二或第三实施例的变形实施例的结构；

图7示出了第二或第三实施例的温度补偿电路的变形实施例的结构；

图8示出了使用第二或第三实施例的温度补偿电路的MOS晶体管的变形实施例的结构。

具体实施方式

下面将参照附图描述本发明的实施例。

<第一实施例>

图1示出了本发明第一实施例的基准电流电路的结构。

基准电流电路100包括非反相放大器电路110和接收来自于非反相放大器电路110的输入的电流源电路120。

非反相放大器电路110由放大器电路OP10、电阻器R1、电阻器R2和晶体管Q3构成。放大器电路OP10具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子；电阻器R1插入到布线中连接反相输入端子和接地端子；电阻器R2和起温度补偿元件作用的晶体管Q3插入到布线中连接输出端子和反相输入端子。放大器电路OP10的非反相输入端子接收不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压V_BG的输入。换句话说，基准电压V_BG是温度补偿的。

因为电流源电路120和基准电压电路500的结构与在现有技术中描述的相同，因此在此省略对它们的描述。

接下来，对于第一实施例的上述结构的基准电流电路100，概括说明在电阻器的温度系数大致为0的情形下产生具有低温度依存性的基准电流的原理。

下面的等式对于非反相放大器电路110成立。

$V_{\mathrm{BG}}=\frac{R_1}{R_1+R_2}\&CenterDot;(V_{\mathrm{out}1}-V_{\mathrm{BE}3})---\left(1.1\right)$

根据等式(1.1)，获得非反相放大器电路的输出电压V_out1如下：

$V_{\mathrm{out}1}=(1+\frac{R_2}{R_1})\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}+V_{\mathrm{BE}3}---\left(1.2\right)$

其中，V_BG是不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压；R₁、R₂和R₃是温度系数大致为0的电阻。当温度为T时，下面的等式成立。

$\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}=0,$ $\frac{{\&PartialD;R}_1}{\&PartialD;T}=\frac{{\&PartialD;R}_2}{\&PartialD;T}=0$

因此，虽然等式(1.2)右侧的第一项不依存于温度，但是V_BE3依存于温度。而且，对于电流源电路120下面的等式成立。

V_out1＝R₃·I_ref1+V_BE1                               (1.3)

根据等式(1.2)和(1.3)，可以获得下面的等式。

$R_3\&CenterDot;I_{\mathrm{ref}1}+V_{\mathrm{BE}1}=(1+\frac{R_2}{R_1})\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}+V_{\mathrm{BE}3}$

因此，可以获得下面的等式。

$I_{\mathrm{ref}1}=\frac{R_1+R_2}{R_1\&CenterDot;R_3}\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}+\frac{V_{\mathrm{BE}3}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_3}---\left(1.4\right)$

其中，当V_BE3和V_BE1相等或大致相等时，可以认为等式(1.4)右侧的第二项为0。也就是说，下面的等式成立。

$I_{\mathrm{ref}1}\&ap;\frac{R_1+R_2}{R_1\&CenterDot;R_3}\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}---\left(1.5\right)$

其中，当电阻表示为如下时，

$f\left(R\right)\&equiv;\frac{R_1+R_2}{R_1\&CenterDot;R_3}$

因为R₁、R₂和R₃是温度系数大致为0的电阻，所以下面的等式成立。

$\frac{\&PartialD;f\left(R\right)}{\&PartialD;T}=0$

用温度T对等式(1.5)的两边进行偏微分，可以得到下面的等式。

$\frac{\&PartialD;I_{\mathrm{ref}1}}{\&PartialD;T}=\frac{\&PartialD;f\left(R\right)}{\&PartialD;T}\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}+f\left(R\right)\&CenterDot;\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}=0---\left(1.6\right)$

等式(1.6)表示基准电流I_ref1不依存于温度T。

因此，图1中示出的结构能够降低基准电流I_ref1的温度依存性。

如上所述，可以通过在非反相放大器电路110的负反馈电路上插入温度特性与晶体管Q1相同的晶体管Q3来抵消晶体管Q1的温度特性。换句话说，基准电流I_ref1的温度依存性可以被消除或降低。

需注意的是，虽然在第一实施例的电流源电路120中采用晶体管Q1和Q2，但是如在图6中示出的电流源121的情形下可以使用MOS(半导体金属氧化物)晶体管M1和M2。在这种情形下，优选使用具有与MOS晶体管M1相同的温度特性的MOS晶体管代替晶体管Q3。

而且，虽然使用NPN双极晶体管作为非反相放大器电路110中所包括的晶体管Q3，但是只要没有特定的限制，晶体管Q3可以是连接二极管的PNP双极晶体管或者P-N结二极管，或者还可以是具有类似温度特性的任何器件或电路。

<第二实施例>

图2示出了本发明第二实施例的基准电流电路的结构。

基准电流电路200包括温度补偿电路210、接收温度补偿电路210的输出作为输入的电压跟随器220和接收电压跟随器220的输出作为输入的电流源电路120。

温度补偿电路210由晶体管Q4和电阻器R4构成。晶体管Q4接收来自于其发射极的基准电压V_BG的输入，晶体管Q4的集电极和基极彼此连接。电阻器R4插入到布线中连接电源端子和晶体管Q4的集电极。

电压跟随器220由包括反相输入端子、非反相输出端子和输出端子的放大器电路OP20构成。晶体管Q4的集电极和基极连接到放大器电路OP20的非反相输入端子，放大器电路OP20的输出端子和反相输出端子彼此连接。

因为电流源电路120和基准电压电路500的结构与在现有技术中描述的相同，所以在此省略它们的描述。

接下来，对于第二实施例的上述结构的基准电流电路200，概括说明在电阻的温度系数大致为0的情形下产生具有低温度依存性的基准电流的原理。

温度补偿电路210的输出电压V_TC可以表示为如下：

V_TC＝V_BG+V_BE4                                 (2.1)

V_out2＝V_BG+V_BE4                               (2.2)

因此，电压跟随器220的输出电压V_out2可以表示为如下：

而且，对于电流源电路120，下面的等式成立，与第一实施例的情形相同。

V_out2＝R₃·I_ref2+V_BE1                         (2.3)

根据等式(2.2)和(2.3)，可以获得下面的等式。

R₃·I_ref2+V_BE1＝V_BG+V_BE4

从而，可以获得下面的等式。

$I_{\mathrm{ref}2}=\frac{V_{\mathrm{BG}}+V_{\mathrm{BE}4}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_3}---\left(2.4\right)$

其中，当V_BE4和V_BE1相等或大致相等时，下面的等式成立。

$I_{\mathrm{ref}2}=\frac{V_{\mathrm{BG}}}{R_3}---\left(2.5\right)$

其中，V_BG是不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压；R₃是温度系数大致为0的电阻。因此，当温度为T时，下面的等式成立。

$\frac{{\&PartialD;V}_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}=0,$ $\frac{{\&PartialD;R}_3}{\&PartialD;T}=0$

用温度T对等式(2.5)的两边进行偏微分，可以得到下面的等式。

$\frac{{\&PartialD;I}_{\mathrm{ref}2}}{\&PartialD;T}=\frac{1}{R_3}\&CenterDot;\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}-\frac{V_{\mathrm{BG}}}{{R_3}^2}\&CenterDot;\frac{\&PartialD;R_3}{\&PartialD;T}=0---\left(2.6\right)$

等式(2.6)表示基准电流I_ref2不依存于温度T。

因此，图2中示出的结构能够降低基准电流I_ref2的温度依存性。

如上所述，可以通过在温度补偿电路210上插入温度特性与晶体管Q1相同的晶体管Q4来抵消晶体管Q1的温度特性。换句话说，基准电流I_ref2的温度依存性可以被消除或降低。

需注意的是，虽然在第二实施例的电流源电路120中采用晶体管Q1和Q2，但是如图6中示出的电流源121，可以使用MOS晶体管M1和M2。在这种情形下，优选使用具有与MOS晶体管M1相同的温度特性的MOS晶体管代替晶体管Q4。

而且，虽然在温度补偿电路210中使用电阻器R4，但是如图7中示出的温度补偿电路211的情形，可替换地使用基极接收偏置电压VBIAS的输入的PNP双极晶体管。此外，如图8中所示，可以用采用MOS晶体管M3和M4的温度补偿电路212代替温度补偿电路210。

<第三实施例>

图3示出了本发明第三实施例的基准电流电路的结构。

基准电流电路300包括温度补偿电路210、反相放大器电路320、反相放大器电路330和电流源电路120。反相放大器电路320接收温度补偿电路210的输出作为输入；反相放大器电路330接收反相放大器电路320的输出作为输入；电流源电路120接收反相放大器电路320的输出作为输入。

温度补偿电路210由晶体管Q4和电阻器R4构成。晶体管Q4的发射极接地，晶体管Q4的集电极和基极彼此连接。电阻器R4插入到布线中连接电源端子和晶体管Q4的集电极。

反相放大器电路320由放大器电路OP30、电阻器R6和电阻器R7构成。放大器电路OP30具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，并且放大器电路OP30的非反相输入端子连接到接地端子；电阻器R6插入到布线中连接放大器电路OP30的反相输入端子和温度补偿电路210的输出端子；电阻器R7插入到布线中连接放大器电路OP30的输出端子和反相输入端子。

反相放大器电路330由放大器电路OP31、电阻器R8和电阻器R9构成。放大器电路OP31具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，并且放大器电路OP31的非反相输入端子接收基准电压V_BG的输入；电阻器R8插入到布线中连接放大器电路OP31的反相输入端子和放大器电路OP30的输出端子；电阻器R9插入到布线中连接放大器电路OP31的输出端子和反相输入端子。

因为电流源电路120和基准电压电路500的结构与在现有技术中描述的相同，所以在此省略它们的描述。

接下来，对于第三实施例的上述结构的基准电流电路300，概括说明在电阻的温度系数大致为0的情形下产生具有低温度依存性的基准电流的原理。

温度补偿电路210的输出是电压V_BE4，晶体管Q4的基极-发射极电压。

接下来，假设反相放大器电路320的输出电压是V₃₂₀，下面的等式成立。

$V_{320}=-\frac{R_7}{R_6}\&CenterDot;V_{\mathrm{BE}4}---\left(3.1\right)$

而且，反相放大器电路330的输出电压V_out3可以表示为如下：

$V_{\mathrm{out}3}=\frac{R_8+R_9}{R_8}\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}-\frac{R_9}{R_8}\&CenterDot;V_{320}$

$=\frac{R_8+R_9}{R_8}\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}-\frac{R_9}{R_8}\&CenterDot;(-\frac{R_7}{R_6}\&CenterDot;V_{\mathrm{BE}4})---\left(3.2\right)$

其中，如果R＝R₆＝R₇＝R₈＝R₉，那么V_out3可以表示为

V_out3＝2·V_BG+V_BE4                                (3.3)

而且，对于电流源电路120，如同第一实施例的情形，下面的等式成立。

V_out3＝R₃·I_ref3+V_BE1                             (3.4)

根据等式(3.4)和(3.5)，下面的等式成立。

R₃·I_ref3+V_BE1＝2·V_BG+V_BE4

因此，该等式可以重新整理为如下：

$I_{\mathrm{ref}3}=\frac{2\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}+V_{\mathrm{BE}4}-V_{\mathrm{BE}1}}{R_3}---\left(3.5\right)$

其中，当V_BE4和V_BE1相等或大致相等时，下面的等式成立。

$I_{\mathrm{ref}3}=\frac{2\&CenterDot;V_{\mathrm{BG}}}{R_3}---\left(3.6\right)$

其中，V_BG是不依存于温度T和电源电压Vdd的基准电压；R₃是温度系

$\frac{{\&PartialD;V}_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}=0,$ $\frac{\&PartialD;R_3}{\&PartialD;T}=0$

数大致为0的电阻。因此，当温度为T时，下面的等式成立。

用温度T对等式(3.6)的两侧进行偏微分得到下面的等式：

$\frac{{\&PartialD;I}_{\mathrm{ref}3}}{\&PartialD;T}=\frac{2}{R_3}\&CenterDot;\frac{\&PartialD;V_{\mathrm{BG}}}{\&PartialD;T}-\frac{{2\&CenterDot;V}_{\mathrm{BG}}}{{R_3}^2}\&CenterDot;\frac{\&PartialD;R_3}{\&PartialD;T}=0---\left(3.7\right)$

等式(3.7)表示基准电流I_ref3不依存于温度T。

因此，图3中示出的结构能够降低基准电流I_ref3的温度依存性。

如上所述，可以通过在温度补偿电路210上使用温度特性与晶体管Q1相同的晶体管Q4来抵消晶体管Q1的温度特性。换句话说，基准电流I_ref3的温度依存性可以被消除或降低。

需注意的是，虽然在上述描述中，假设电阻值为R＝R₆＝R₇＝R₈＝R₉，但是电阻值也可以为R₆＝R₉和R₇＝R₈

而且，虽然在第三实施例的电流源电路120中采用晶体管Q1和Q2，但是如图6中示出的电流源121，可以使用MOS晶体管M1和M2。在这种情形下，优选使用具有与MOS晶体管M1相同的温度特性的MOS晶体管代替晶体管Q4。

此外，虽然在温度补偿电路210中使用电阻器R4，但是如图7中示出的温度补偿电路211的情形，可替换地使用其基极接收偏置电压VBIAS的输入的PNP双极晶体管。此外，如图8中所示，可以用采用MOS晶体管M3和M4的温度补偿电路212代替温度补偿电路210。

而且，可以在反相放大器电路320的非反相输入端子和接地端子之间连接电阻器。

虽然上面详细描述了本发明的实施例，但是本发明不受上述实施例的限制。可以认为第一实施例的反相放大器电路110、第二实施例的温度补偿电路210和电压跟随器220、第三实施例的温度补偿电路210和反相放大器电路320和330分别是其输出电压V_out满足关系式“V_out＝α×V_BG+V_BE”的电压产生电路。不管电路结构如何，任何满足上述关系式的电压产生电路都会获得与上述实施例相同的效果。应该注意的是，其中α是具有非常低的温度依存性的任意系数，V_BE是温度特性与电流源电路120中所包括的半导体器件相等的半导体器件端子之间的电压。其中，半导体器件可以是与二极管连接的双极晶体管、P-N结二极管或者与二极管连接的MOS晶体管。而且，例如在双极晶体管的情形下，端子之间的电压可以是基极-发射极电压(由于连接二极管，这也可以称为是集电极-发射极电压)。

虽然参照附图以示例的方式充分地描述了本发明，但是应该注意的是，对于本领域普通技术人员来说进行各种变化和修改是显而易见的。因此，只要这种变化和修改不偏离本发明的范围，就应该认为它们包括在此。

Claims (16)

1、一种基准电流电路，包括：

电压产生电路，用于由温度补偿的基准电压在输出点处产生预定电压；和

电流源电路，包括由(i)通过电阻器连接到所述输出点的第一半导体器件和(ii)接收等于第一半导体器件端子间电压的电压，从而产生与接收的电压相对应的电流的第二半导体器件所构成的电流镜，其中，

电压产生电路(i)包括第三半导体器件，其端子间电压具有与第一半导体器件端子间电压的温度特性相同的温度特性，并且(ii)被构造为该预定电压是(a)基于基准电压的温度补偿电压成分和(b)等于第三半导体器件的端子间电压的电压成分之和。

2、根据权利要求1所述的基准电流电路，其特征在于，

所述电压产生电路由非反相放大器电路构成，该非反相放大器电路的反馈路径中包括所述第三半导体器件。

3、根据权利要求1所述的基准电流电路，其特征在于，

电压产生电路(i)还包括放大器电路、第一电阻器和第二电阻器，所述放大器电路具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子，并且(ii)被构造为使得(a)所述基准电压被输入到非反相输入端子中，(b)所述输出端子处的电压被作为预定电压输出，(c)所述第一电阻器被插入到第一布线中连接所述反相输入端子和接地端子，(d)所述第二电阻器被插入到第二布线中连接所述输出端子和所述反相输入端子，以及(e)所述第三半导体器件被插入到第二布线中。

4、根据权利要求3所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的双极晶体管。

5、根据权利要求3所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是P-N结二极管。

6、根据权利要求3所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的半导体金属氧化物晶体管。

7、根据权利要求1所述的基准电流电路，其特征在于，

所述电压产生电路(i)还包括电压跟随器和电阻器，并且被构造为使得(a)电阻器被插入到布线中连接电源端子和所述电压跟随器的输入点，(b)所述第三半导体器件被插入到布线中连接基准电压的接收点和所述电压跟随器的输入点，以及(c)所述电压跟随器的输出点处的电压被作为预定电压输出。

8、根据权利要求7所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的双极晶体管。

9、根据权利要求7所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是P-N结二极管。

10、根据权利要求7所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的半导体金属氧化物晶体管。

11、根据权利要求7所述的基准电流电路，其特征在于，

所述电阻器是(i)其基极接收偏置电压输入的双极晶体管和(ii)其栅极接收偏置电压输入的半导体金属氧化物晶体管中的一个。

12、根据权利要求1所述的基准电流电路，其特征在于，

所述电压产生电路(i)还包括第一反相放大器电路、第二反相放大器电路和电阻器，以及(ii)被构造为使得(a)所述电阻器和所述第三半导体器件被顺序插入到布线中从电源端子连接到接地端子，(b)布线上所述电阻器和第三半导体器件之间的中间点处的电压被输入到所述第一反相放大器电路，(c)所述第一反相放大器电路的输出电压被输入到所述第二反相放大器电路，(d)所述第二反相放大器电路的输出电压被作为预定电压输出，(e)接地电压被输入到所述第一反相放大器电路的非反相输入端子，以及(f)所述基准电压被输入到所述第二反相放大器电路的非反相输入端子中。

13、根据权利要求12所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的双极晶体管。

14、根据权利要求12所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是P-N结二极管。

15、根据权利要求12所述的基准电流电路，其特征在于，

所述第一和第三半导体器件都是连接二极管的半导体金属氧化物晶体管。

16、根据权利要求12所述的基准电流电路，其特征在于，

所述电阻器是(i)其基极接收偏置电压输入的双极晶体管和(ii)其栅极接收偏置电压输入的半导体金属氧化物晶体管中的一个。

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