CN101252293B - 送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供可以正确检测出二次侧的负载变动的送电控制装置、送电装置等。无触点电力传输系统的送电装置所设置的送电控制装置包括：驱动时钟生成电路(25)，生成用于规定一次线圈L1的驱动频率的驱动时钟DRCK；驱动器控制电路(26)，基于驱动时钟DRCK生成驱动器控制信号，并输出给送电驱动器；波形整形电路(32)，输出一次线圈L1的感应电压信号的波形整形信号WFQ；脉冲宽度检测电路(33)，接收波形整形信号WFQ和驱动时钟DRCK，检测出波形整形信号WFQ的脉冲宽度信息；控制电路，基于被检测出来的脉冲宽度信息，检测出二次侧的负载变动。

Description

送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统

技术领域

本发明涉及送电控制装置、送电装置、电子设备及无触点电力传输系统等。

背景技术

近年来，利用电磁感应，即使没有金属部分的触点也可以传输电力的所谓无触点电力传输(非触点电力传输)也发展起来。作为该无触点电力传输的应用例子，有很多涉及手机和家用电器(例如电话的子机)的充电等的提案。

作为无触点电力传输的现有技术，在专利文献1中有描述。在该专利文献1中，以所谓负载调制方式(负载调整方式)实现从受电装置(二次侧)向送电装置(一次侧)的数据传输。然后，送电装置，通过使用比较器(comparator)等检测出一次线圈的感应电压，判断来自受电装置的数据是“0”还是“1”。

但是，在该专利文献1中的现有技术，通过将感应电压的峰值电压与规定的阈值电压进行比较，来检测发送的数据。可是，由于电源电压和线圈电感(Coil Inductance)等的元素参数漂移，在检测电压的判断中所使用的阈值电压也会漂移。因此，会有这样的技术问题，即正确检测出二次侧的负载变动很困难。

【专利文献1】日本特开2006-60909号公报

发明内容

本发明鉴于上述技术问题，可以提供能正确检测出二次侧的负载变动的送电控制装置、送电装置、电子设备以及无触点电力传输系统。

本发明涉及送电控制装置，一种无触点电力传输系统中的送电装置中所设置的送电控制装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁感应，从送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力。还包括：驱动时钟生成电路，生成规定一次线圈的驱动频率的驱动时钟；驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述波形整形信号的脉冲宽度信息；控制电路，基于检测出来的脉冲宽度信息，检测二次侧(用户端)的负载变动。

在本发明中，脉冲宽度检测电力接收一次线圈的感应电压信号的波形整形信号和规定一次线圈的驱动频率的驱动时钟，检测出脉冲宽度信息。然后，基于该脉冲宽度信息，检测出二次侧的负载变动。这样一来，不需要分别检测电压和电流再以其相位差来作为判断依据，只要通过对电压波形的简单模拟波形整形，就可以通过数字电路处理稳定地检测出二次侧的负载变动。从而，以简单的构成正确地检测出二次侧的负载变动。

此外，在本发明中，所述控制电路也可以基于检测出来的脉冲宽度信息，检测出所述受电装置通过负载调制发送出来的数据。

这样一来，可以基于脉冲宽度信息正确检测出受电装置发出的数据，可以实现与受电装置之间的高稳定性的数据传输。

此外，所述脉冲宽度检测电路也可以，通过计量脉冲宽度期间，检测出脉冲宽度信息。所述脉冲宽度期间是从所述驱动时钟由非使能的电压电平变化到使能的电压电平的第一点开始，到所述波形整形信号由使能的电压电平变化到非使能的电压电平的第二点为止的期间。

样一来，只要计算出第一、第二点之间的脉冲宽度期间，就可以检测出脉冲宽度信息，可以以简单的构成检测出二次侧的负载变动。

此外在本发明中，所述脉冲宽度检测电路也可以包括计数器，在所述脉冲宽度期间进行计数值的加一或减一，基于所获得的计数值，计算所述脉冲宽度期间的长度。

这样一来，基于计数器可以以数字方式正确地计算出脉冲宽度期间。

此外，在本发明中，所述脉冲宽度检测电路也可以包括使能信号生成电路，其接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，在所述脉冲宽度期间生成处于使能状态的使能信号，所述计数器，在所述使能信号位使能状态时，进行计数值的加一或减一操作。

这样一来，只要生成使能信号，就可以控制用于计数脉冲宽度期间的计数处理，从而可以简化处理。

此外，在本发明中，所述使能信号生成电路也可以包括触发器(Flip Flop)电路，在其时钟端子输入所述驱动时钟，在其数据端子输入高电位侧电源或低电位侧电源的电压，在所述波形整形信号位使能时，复位或设置该电路。

这样一来，只是以设置触发器电路这样简单的构成，就可以实现使能信号的生成。

此外在本发明中，所述波形整形电路也可以包括比较器，在其非振荡输入端子输入一次线圈的感应电压信号，在其反转输入端子输入规定的设定电压。

这样一来，通过控制输入给比较器的反转输入端子的设定电压，可以提高负载变动的检测精度。而且，使用这样的比较器，在驱动时钟的变化时刻，波形整形信号的变化时刻也有可能延迟，通过使用上述的触发器电路，即使在该延迟期间也可以进行计数处理，从而可以获得正确的计数值。

此外，在本发明中，所述脉冲宽度检测电路也可以包括，计数值保持电路，保持来自所述计数器的计数值；输出电路，比较本次保持在所述计数值保持电路的计数值和上次保持的计数值，输出其中的较大的一个计数值。

这样一来，可以抑制噪音等导致的脉冲宽度期间的变动，可以实现稳定的脉冲宽度检测。而且也容易实现与振幅检测方法的组合。

此外，在本发明中，所述脉冲宽度检测电路也可以包括，计数值保持电路，保持来自所述计数器的计数值；输出电路，输出所述计数值保持电路所保持的多个计数值的平均值。

这样一来，可以抑制噪音等导致的脉冲宽度期间的变动，可以实现稳定的脉冲宽度检测。

此外，在本发明中还可以包括，振幅检测电路，检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；A/D变换电路，对所检测出的所述振幅信息进行A/D变换；第一锁存电路(Latch Circuit)，锁存(Latch)来自所述A/D变换电路的数据；第二锁存电路，锁存来自所述脉冲宽度检测电路的数据。所述第二锁存电路，在与所述第一锁存电路的锁存时刻(timing)同步的时刻，锁存来自所述脉冲宽度检测电路的数据。

这样一来，可以在相同的时刻锁存由脉冲宽度检测获得的数据和由振幅检测所获得的数据。因此，可以保持脉冲宽度检测和振幅检测之间的电路的兼容性，可以简化控制电路的时序处理和判断处理。

此外本发明涉及包含上述任一个所述的送电控制装置和送电部的送电装置。所述送电部生成交流电压并供给给所述一次线圈。

此外本发明涉及包含上述所记载的送电装置的电子设备。

此外，本发明涉及一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，从而向所述受电装置的负载供给电力，其特征在于，所述受电装置包括，受电部，将所述二次线圈的感应电压变换成直流电压；负载调制部，在需要从所述受电装置向所述送电装置发送数据时，按照需要发送的数据，调整负载；所述送电装置包括，驱动时钟生成电路，生成规定一次线圈的驱动频率的驱动时钟；驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述波形整形信号的脉冲宽度信息；控制电路，基于检测出来的脉冲宽度信息，检测二次侧的负载变动。

本发明涉及无触点电力传输系统的所述送电装置中所设置的送电控制装置，所述无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，从而向所述受电装置的负载供给电力。所述送电控制装置其特征在于包括，驱动时钟生成电路，生成规定一次线圈的驱动频率的驱动时钟；驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述波形整形信号的脉冲宽度信息；控制电路，基于检测出来的脉冲宽度信息，检测二次侧的负载变动。

此外本发明涉及包含上述所述的送电控制装置和送电部的送电装置。所述送电部生成交流电压并供给给所述一次线圈。

本发明涉及包含上述的送电装置的电子设备。

本发明涉及无触点电力传输系统线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，从而向所述受电装置的负载供给电力，其中，所述送电装置是上述所述的送电装置。

附图说明

图1(A)、图1(B)是无触点电力传输的说明图。

图2是本实施例的送电装置、送电控制装置、受电装置、受电控制装置的构成例。

图3(A)、图3(B)是基于频率调整、负载调制的数据传输的说明图。

图4是针对送电侧和受电侧的动作概要进行说明的流程图。

图5是本实施例的送电控制装置的构成例。

图6(A)、图6(B)是描述线圈端电压波形的测定结果的图。

图7是描述驱动时钟和线圈端电压波形关系的模式图。

图8(A)～图8(C)是无负载时、有负载时的等价电路及共振特性图。

图9是送电控制装置的具体构成示例。

图10是说明本实施例的动作的信号波形例。

图11(A)～图11(B)是波形整形电路、使能信号生成电路的构成例。

图12是说明本实施例的动作的信号波形例。

图13是输出电路的构成例。

图14是本实施例的变形例的构成例。

图15是说明变形例的动作的信号波形例。

图16是阈值表的例子。

图17变形例的具体构成例。

图18是说明振幅检测电路的动作的信号波形例。

图19是说明变形例的动作的信号波形例。

图20(A)～图20(B)是脉冲宽度变化、振幅变化的特性图。

图21是表示异物大小和脉冲宽度检测的计数值之间关系的特性图。

具体实施方式

以下，针对本发明的优选实施例进行详细说明。而且，以下所说明的本实施例，并不是对权利要求范围所述的本发明内容的限定，本实施例所说明的构成的全部，对于本发明的技术手段来说，也并非是必须的。

1.电子设备

如图1(A)所示，描述了使用本实施例的无触点电力传输方法的电子设备的例子。电子设备之一的充电器500(扩展器，Cradle)具有送电装置10。此外，电子设备之一的手机510具有受电装置40。此外，手机510还有由LCD等的显示部512，按钮等构成的操作部514，麦克516(声音输入部)，扬声器518(声音输出部)，天线520。

充电器500通过AC电源适配器502提供电力，该电力通过无触点电力传输从送电装置10发送到受电装置40。基于此，给手机510的电池充电、或者让手机510内的设备工作。

此外，使用了本实施例的电子设备不限于手机510。例如，也可以适用于手表、无绳电话，剃须刀、电动牙刷、列表计算器、手持终端、便携信息终端、或者电动自行车等的各种电子设备。

如图1(B)所示，从送电装置10向受电装置40的电力传输是，在送电装置10侧所设置一次线圈L1(送电线圈)，并在受电装置40侧设置二次线圈L2(受电线圈)，并让L1和L2电磁耦合，从而形成电力传输变压器(transformer)来实现的。基于此，非接触的电力传输成为可能。

2.送电装置、受电装置

图2描述了本实施例的送电装置10、送电控制装置20、受电装置40、受电控制装置50的构成例。图1(A)的充电器500等的送电侧的电子设备至少包括图2的送电装置10。此外，手机510等的受电侧的电子设备至少包括受电装置40和负载90(本负载)。而且，基于图2的构成，可以实现这样的无触点电力传输(非接触电力传输)系统，通过让一次线圈L1和二次线圈L2电磁耦合，从送电装置10向受电装置40传输电力，并从受电装置40的电压输出节点NB7向负载40供给电力(电压VOUT)。

送电装置10(送电模块、一次模块)可以包括一次线圈L1、送电部12、电压检测道路14、显示部16、送电控制装置20。此外，送电装置10和送电控制装置20不限于图2的构成，省略该构成的一部分要素(例如显示部、电压检测电路)，或者，增加其他构成元素，或者，改变连接关系等的各种变形例，也是可能的。

送电部12在电力传输时生产规定频率的交流电压，在数据传输时按照数据频率生成各异的交流电压，并供给给一次线圈。具体如图3(A)所示，例如，将数据“1”发送给受电装置40的情况时，生成频率f1的交流电压，在发送数据“0”时，生成频率f2的交流电压。该送电部12可以包括驱动一次线圈L1的一端的第一送电驱动器、驱动一次线圈L1的另一端的第二送电驱动器、和与一次线圈L1构成共振电路的至少一个的电容器(condenser)。

此外，送电部12所包括的第一、第二送电驱动器是由大功率MOS晶体管构成的反相电路(DC/AC变换电路)(缓存电路)，并由送电控制装置20的驱动器控制电路26来控制。

一次线圈L1(送电侧线圈)与二次线圈L2(受电侧线圈)电磁耦合，形成电力传输用变压器(Transformer)。例如，需要电力传输时，如图1(A)、图2(A)所示，在充电器500的上方放置手机510，一次线圈L1的磁力线变成通过二次线圈的状态。另一方面，不需要电力传输时，物理分离充电器500和手机510，一次线圈L1的磁力线处于不通过二次线圈L2的状态。

电压检测电路14是检测一次线圈L1的感应电压的电路，例如包括电阻RA1、RA2、设置在RA1和RA2之间的连接节点NA3和GND(广义低电压侧电源)之间的二极管(Diode)DA1。

该电压检测电路14的功能是，一次线圈L1的线圈端电压信号的半波形整流电路。而且，通过用电阻RA1、RA2分压一次线圈L1的线圈端电压所得到的信号PHIN(感应电压信号、半波整流信号)输入给送电控制装置20的波形整形电路32。即，电阻RA1、RA2构成电压分割电路(电阻分割电路)、并从其电压分割节点NA3输出有信号PHIN。

显示部16，将无触点电力传输系统的各种状态(电力传输中、ID认证等)，使用颜色或图像等表示，例如，由LED或LCD等实现。

送电控制装置20是对送电装置10进行各种控制的装置，由集成电路装置(IC)等来实现。该送电控制装置20可以包括控制电路22(送电侧)、振荡电路24、驱动时钟生成电路25、驱动器控制电路26、波形整形电路32、脉冲宽度检测电路33。

控制电路22(控制部)用于对送电装置10或送电控制装置20进行控制，例如由门阵列(gate Array)或微机等实现。具体来说，控制电路22进行电力传输、负载检测、频率变换、异物检测、或者装卸检测等、必要的各种时序控制和判定处理。

振荡电路24由如水晶振荡器电路构成，用于生成一次侧的时钟。驱动时钟生成电路25生成规定驱动频率的驱动时钟。而且，设备控制电路26基于该驱动时钟和来自控制电路22的频率设定信号等，生成所期望的频率的控制信号，输出给送电部12的第一、第二送电驱动器，从而控制第一、第二送电驱动器。

波形整形电路32对一次线圈L1的感应电压信号PHIN(线圈端电压)进行波形整形，输出波形整形信号。具体来说，信号PHIN超过预设的阈值电压时，输出处于激活状态(例如H电平)的方波形(矩形)的波形整形信号。

脉冲宽度检测电路33检测出一次线圈L1的感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息(线圈端电压处于规定设定电压以上的脉冲宽度期间)。具体来说，接受来自波形整形电路32的波形整形信号和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟，通过检测出波形整形信号的脉冲宽度信息，检测出感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息。

控制电路22基于脉冲宽度检测电路33所检测出的脉冲宽度信息，控制送电控制装置20。例如，基于脉冲宽度信息检测出二次侧(受电装置40侧)的负载变动，具体来说，数据(负载)检测、异物(金属)检测、接触脱落检测等。即，作为感应电压信号的脉冲宽度信息的脉冲宽度期间随着二次侧的负载变动而变化。控制电路22基于该脉冲宽度期间(根据脉冲宽度期间的计量所获得的计数值)检测出二次侧的负载变动。基于此，如图3(B)所示受电装置40的负载调制部46通过负载调制发送数据时，检测出该发送的数据成为可能。

受电装置40(受电模块、二次模块)可以包括二次线圈L2、受电部42、负载调制部46、供电控制部48、受电控制装置50。此外，受电装置40和受电控制装置50不限于图2的构成，也可能是省略其构成的一部分要素，或者，增加其他构成元素，或者变更接续关系的各种变形。

受电部42将二次线圈L2的交流感应电压变换成直流电压。该变换由受电部42所具有的整流电路43来完成。该整流电路43包括二极管(Diode)DB1～DB4。二极管DB1设置在二次线圈L2的一端的节点NB1和直流电压VDC的生成节点NB3之间，DB2设置在节点NB3和二次线圈的另一端的节点NB2之间，DB3设置在节点NB2和VSS的节点NB4之间，DB4设置在节点NB4和NB1之间。

受电部42的电阻RB1、RB2设置在节点NB1和NB4之间。而且，通过电阻RB1、RB2对节点NB1、NB4之间的电压进行电阻分压所获得的信号CCMPI，输入给受电控制装置50的频率检测电路60。

受电部42的电容器(condenser)CB1以及电阻RB4、RB5，设置在直流电压VDC的节点NB3和VSS的节点NB4之间。而且，通过电阻RB4、RB5对节点NB3、NB4之间的电压进行分压所获得的信号ADIN，输入给受电控制装置50的位置检测电路56。

负载调制部46进行负载调制处理。具体来说，从受电装置40向送电装置10发送规定数据时，与发送数据相对应，让负载调制部46(二次侧)的负载发生相应的变化，如图3(B)所示，让一次线圈L1的感应电压的信号波形发生变化。为此，负载调制部46包括节点NB3、NB4之间串联设置的电阻RB3、晶体管TB3(N型的CMOS晶体管)。该晶体管TB3的ON/OFF控制由来自受电控制装置50的控制电路52的信号P3Q负责。而且，ON/OFF控制晶体管TB3进行负载调制时，供电控制部48的晶体管TB1、TB2处于OFF状态，负载90处于未电气接续进受电装置40的状态。

例如如图3(B)所示，为了发送数据“0”，让二次侧处于低负载(阻抗大)时，信号P3Q变成L电平，晶体管TB3变成OFF。此时，负载调制部46的负载基本变成无限大(无负载)。另一方面，为了发送数据“1”让二次侧处于高负载(阻抗小)时，信号P3Q变成H电平，晶体管TB3变成ON。此时，负载调制部46的负载变成电阻RB3。

供电控制部48控制向负载90的电力的供给。稳压器(调节器)49，调整由整流电路43所获得的直流电压VDC的电压电平，生成电源电压VD5(例如5V)。受电控制装置50例如基于高电源电压VD5进行工作。

晶体管TB2(P型CMOS晶体管)由来自受电控制装置50的控制电路52的信号P1Q控制。具体来说，晶体管TB2在ID认证完成之后进行通常的电力传输时处于ON状态，在负载调制的情况等时处于OFF。

晶体管TB1(P型CMOS晶体管)，由来自输出保证电路54的信号P4Q来控制。具体来说，在ID认证完成之后进行通常的电力传输时处于ON(导通)，另一方面，在检测出AC适配器的接续，或者电源电压VD5低于受电控制装置50(控制电路52)的工作电压下限时，处于OFF(截止)。

受电控制装置50进行受电装置40的各种控制。由集成电路装置(IC)等实现。该受电控制装置50可以由二次线圈L2的感应电压生成的电源电压VD5来工作。此外，受电控制装置50可以包括控制电路52(受电侧)、输出保证电路54、位置检测电路56、振荡电路58、频率检测电路60、充满电检测电路62。

控制电路52(控制部)进行受电装置40和受电控制装置50的控制，可以由门阵列或微机来实现。具体来说，控制电路52进行ID认证、位置检测、频率检测、负载调制、或者充满电检测等所必须的各种时序控制和判定处理。

输出保证电路54是保证低电压时(0V时)的受电装置40的输出的电路。防止从电压输出节点NB7向受电装置40侧的逆向充电。

位置检测电路56，监视相当于二次线圈的感应电压波形的信号ADIN的波形，对一次线圈和二次线圈的位置关系是否正确进行判断。具体来说，针对信号ADIN，使用比较器进行2值变换，或者使用A/D变换进行级别判定，从而对位置关系正确与否进行判断。

振荡电路58由例如CR振荡电路构成，生成二次侧的时钟。频率检测电路60检测信号CCMPI的频率(f1、f2)，如图3(A)所示，对来自送电装置10的发送数据是“1”还是“0”，进行判断。

充满电检测电路62(充电检测电路)，对负载90的电池94(二次电池)是否处于充满电状态(充电状态)进行检测。

负载90包括对电池94的充电等进行控制的充电控制装置92。该充电控制装置92(充电控制IC)由集成电路装置等实现。此外，象智能电池一样，也可以让电池94本身带有充电控制装置的功能。

接下来，针对送电侧和受电侧的动作概要，使用图4的流程图进行说明。

送电侧一旦接通电源之后(步骤S1)，进行以位置检测为目的临时电力传输(步骤S2)。基于该电力传输，受电例的电源电压启动起来，并解除受电控制装置50的复位(步骤S11)。于是，受电侧将信号P1Q设定为H电平，信号P4Q设定为高阻抗状态(步骤S12)。基于此，晶体管TB2、TB1全部处于OFF，与负载90之间的电气连接处于阻断状态。

接下来，受电侧使用位置检测电路56，对一次线圈和二次线圈的位置关系是否正确进行判断(步骤S13)。然后，在位置关系正确的情况下，受电侧开始ID的认证处理，向送电侧发送认证帧(步骤S14)。具体来说，基于在图3(B)所说明的负载调制发送认证帧的数据。

送电侧一旦收到认证帧，对ID是否一致等进行判断(步骤S3)。然后，在ID认证通过的情况下，向受电侧发送许诺帧(步骤S4)。具体来说，基于图3(A)所说明的频率变换发送数据。

受电侧收到许诺帧，并且其内容为OK的情况下，向送电侧发送开始无触点电力传输的开始帧(步骤S15、S16)。另一方面，送电侧收到开始帧，在其内容为OK的情况下，开始通常的电力传输(步骤S5、S6)。然后，受电侧将信号P1Q、P4Q设定成L电平(步骤S17)。基于此，因为晶体管TB2、TB1全部处于ON，所以可以向负载90进行电力传输，开始向负载的电力供给(VOUT输出)(步骤S18)。

3.脉冲宽度检测

图5描述了本实施例的送电控制装置20的具体构成例。当然，本实施例的送电控制装置20不限定于图5的构成，也可以省略其构成的一部分要素(例如锁存电路(Latch Circuit)、电压检测电路、波形整形电路)，或者增加其他的构成成分。

在图5中，一次线圈L1的电感和构成共振电路的电容器容量值漂移，或者电源电压等的变动，会导致感应电压信号PHIN的峰值电压(振幅)也变动。从而，只使用信号PHIN的的峰值电压检测方法，有可能会无法实现负载变动的正确检测。因此，在图5中，通过进行PHIN的脉冲宽度信息的检测，去检测负载变动。

波形整形电路32对一次线圈L1的感应电压信号PHIN(线圈端电压)进行波形整形，输出波形整形信号WFQ。具体来说，例如在信号PHIN超过规定的阈值电压时，输出激活状态(例如H电平)的方波形(矩形波)的波形整形信号WFQ。

驱动时钟生成电路25生成用于规定一次线圈L1的驱动频率的驱动时钟DRCK。具体来说，对由振荡电路24所生成的基准时钟CLK进行分频，生成驱动时钟DRCK。该驱动时钟DRCK的驱动频率的交流电被供给给了一次线圈L1中。

驱动器控制电路26基于驱动时钟DRCK生成驱动器控制信号，输出给驱动一次线圈L1的送电部12的送电驱动器(第一、第二送电驱动器)。此时，为了不在构成送电驱动器的反相电路(DC/AC变换电路)中有贯通电流流过，输入给反相电路(DC/AC变换电路)的P型晶体管的栅极的信号和N型晶体管的栅极的信号，相互之间需要是非重叠的信号。此时，驱动器控制电路26生成该驱动器控制信号。

脉冲宽度度检测电路33检测一次线圈L1的感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息。具体来说，接受来自波形整形电路32的波形整形信号WFQ和来自驱动时钟生成电路25的驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)，通过检测出波形整形信号WFQ的脉冲宽度信息，检测出感应电压信号PHIN的脉冲宽度信息。

更进一步，脉冲宽度检测电路33，从驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)由非激活的电压电平(例如L电平)变化到激活的电压电平(例如H电平)的第一点开始(例如上升沿，驱动开始点)，到波形整形信号WFQ由激活的电压电平(例如H电平)变化到非激活的电压电平(例如L电平)的第二点为止(例如下降沿，驱动结束点)，通过计量作为该期间的脉冲宽度期间，检测脉冲宽度信息。例如，检测由驱动时钟DRCK的电压变化导致的电压信号超过规定阈值的脉冲宽度期间。而且，检测驱动时钟DRCK的脉冲宽度所对应的波形整形信号WFQ(感应电压信号)的脉冲宽度的大小。此时的脉冲宽度期间的检测使用如基准时钟CLK进行。而且，脉冲宽度检测电路33的检测结果数据PWQ由，由锁存电路34进行锁存。具体来说，脉冲宽度检测电路33基于基准时钟CLK，使用进行计数值的加一操作的计数器，计量脉冲宽度的期间长度，并将其计量结果的数据PWQ由锁存电路34进行锁存。

控制电路22基于脉冲宽度检测电路33检测出的脉冲宽度信息，检测二次侧(受电装置40侧)的负载变动(负载的高低)。具体来说，控制电路22基于脉冲宽度检测电路33检测出来的脉冲宽度信息，检测受电装置40通过负载调制送出的数据。或者，进行异物检测和装卸等的过负载状态的检测。

图6(A)、图6(B)描述了一次线圈L1的线圈端电压波形的测定结果。图6(A)、图6(B)分别是受电侧的负载电流为150mA、300mA时的电压波形。负载电流越大(负载越高)，线圈端电压在给定的设定电压VR及其以上的脉冲宽度期间TPW越短。从而，通过检测该脉冲宽度期间TPW，可以判断受电装置40的负载调制部46的负载的高低，可以判断来自受电侧的数据是“0”还是“1”。例如如图3(B)所示，规定低负载为“0”，高负载为“1”。此时，脉冲宽度期间TPW较给定的基准脉冲宽度期间长则为低负载，因此可以判定为“0”，如果短，因为是高负载，可以判断为“1”。

图7描述了驱动时钟DRCK(驱动器控制信号)和线圈端电压波形的关系。驱动时钟DRCK在时刻t21是H电平(激活)，在时刻t22是L电平(非激活)。另一方面，线圈端电压在驱动时钟DRCK变成L电平的时刻t21，急剧上升，此后，下降。而且，如图7所示，受电侧的负载越低，线圈端的电压的下降越舒缓。因此，受电侧的负载越低，线圈端电压(感应电压信号)处于规定的设定电压及其以上的脉冲宽度期间越长。从而，通过检测该脉冲宽度期间，可以判断受电侧的负载是低负载、中负载、高负载、过载中的哪一种。

此外，作为检测脉冲宽度期间的设定电压VR(例如0V及其以上的电压。N型晶体管的阈值电压及其以上的电压)，可以以负载变动的检测精度为原则，适当选择设定该电压。

图8(A)描述了无负载时的一次侧的等价电路。图8(B)描述了有负载时的等价电路。在如图8(A)所示的无负载时，由电容器C和一次侧的漏电感L12以及耦合电感M形成串联共振电路。从而如图8(C)的B1所示，无负载时的共振特性是Q值高的急剧(sharp)特性。另一方面，有负载时，二次侧的漏电感L12以及二次侧负载的电阻RL相加。从而如图8(B)所示，有负载时的共振频率fr2、fr3与无负载时的共振频率fr1相比变大。此外，由于电阻RL的影响，有负载时的共振特性是Q值低的缓和的特性。进一步，从低负载(RL大)变到高负载(RL小)时，共振频率变高，共振频率接近于线圈的驱动频率(DRCK的频率)。

这样一旦共振频率接近驱动频率，如图6(A)、6(B)所示，可以渐渐看到共振波形的正弦波的部分。即，在图6(A)所示的低负载时的电压波形，作为驱动波形的方形波比作为共振波形的正弦波更具有支配性。与此相对，图6(B)所示的高负载时的电压波形中，作为共振波形的正弦波比作为驱动波形的方形波更具有支配性。其结果，线圈端电压在设定电压VR及其以上的脉冲宽度期间TPW，越是高负载越短。从而，通过检测该脉冲宽度期间TPW，可以用简单的结构判断受电侧的负载变动(高低)。

例如，可以考虑根据负载的相位特性来判断受电侧的负载变动。这里所谓的负载的相位特性，是指电压、电流的相位差。使用该方法，电路构成会很复杂，会导致成本提高。

与此相对，本实施例的脉冲宽度检测方法，利用电压波形，可以使用简单波形整形电路和计数电路来进行数字化的处理，所以有电路构成简单化的优点。此外，使用电压波形，与检测负载变动的振幅检测方法的组合实现也变得容易起来。

图9描述了本实施例的送电控制装置20的具体构成例。在图9中，波形整形电路32包括，串联在VDD(高电位侧电源)和GND之间的电阻RC1以及N性晶体管TC1，和反相电路(DC/AC变换电路)INVC。在晶体管TC1的栅极上输入有来自电压检测电路14的信号PHIN。而且，信号PHIN一旦高于晶体管TC1的阈值电压，则TC1变成ON，节点NC1的变压变成L电平，因此波形整形信号WFQ变成H电平。另一方面，一旦信号PHIN低于阈值电压，则波形整形信号WFQ变成L电平。

脉冲宽度检测电路33包括计数器122。该计数器122在脉冲宽度期间进行计数值的加一(或减一)操作，基于所获得的计数值计算脉冲宽度期间的长度。此时，计数器122基于例如基准时钟CLK，进行计数值的计数处理。

更进一步来说，脉冲宽度检测电路33包括使能信号生成电路120，该使能信号生成电路120接收波形整形信号WFQ和驱动时钟DRCK，在脉冲宽度期间生成激活状态的使能信号ENQ。而且，在使能信号ENQ为激活(例如H电平)的情况下，计数器122进行计数值的加一(或者减一)操作。

该使能信号生成电路120在其时钟端子输入有驱动时钟DRCK，在其数据端子输入有VDD(广义上是高电位侧电源)，在波形整形信号WFQ处于非激活(L电平)时，其由电路触发器FFC1构成。基于该触发器电路FFC1，在波形整形信号WFQ处于激活状态(H电平)之后，驱动时钟DRCK一旦变成激活(H电平)，作为其输出信号的使能信号ENQ变成激活(H电平)。此后，一旦波形整形信号WFQ一般变成非激活(L电平)，则触发器(Flip Flop，双稳态多谐振荡器)电路FFC1被复位，其输出信号的使能信号ENQ变成非激活(L电平)。从而，计数器122通过使用基准时钟CLK计算使能信号ENQ处于激活期间的长度，来计算脉冲宽度期间。

此外，使能信号生成电路120在其时钟端子输入有驱动时钟DRCK，在其数据端子连接有GND(低电位电源)，从而在波形整形信号WFQ处于非激活状态时，可以使用触发器电路构成使能信号生成电路120，作为使能信号ENQ可以输入计数器122。

计数值保持电路124保持来自计数器122的计数值CNT(脉冲宽度信息)。而且，该保持的计数值的数据LTQ2被输出给输出电路126。

输出电路126(滤波电路、除噪电路)接受由计数值保持电路124所保持计数值的数据LTQ2，输出数据PWQ。该输出电路126可以包括比较电路130，通过比较计数值保持电路134本次所保持(保存)的计数值和上次所保持的计数值，输出较大一次的计数值。基于此，可以从输出电路126保持并输出最大值的计数值。因此，抑制噪音等导致的脉冲宽度期间的变动就成为了可能，也可以实现稳定的脉冲宽度的检测。此外，与振幅检测方法的组合实现也变得容易了。

图10描述了说明图9的电路的动作的信号波形例。在时刻t31一旦波形整形信号WFQ变成H电平，触发器电路FFC1的复位被解除。然后，在时刻t32，一旦驱动时钟DRCK变成H电平，在其上升沿，VDD的电压被摄取给触发器电路FFC1，基于此，使能信号ENQ由L电平变成H电平。其结果，计数器122开始计数处理，并使用基准时钟CLK计算脉冲宽度度期间TPW。

接下来，在时刻(定时，Timing)t33，一旦波形整形信号WFQ变成L电平，触发器电路FFC1被复位，使能信号ENQ从H电平变成L电平。基于此，计数器122的计数处理就结束了。然后，基于该计数处理所获得的计数值，就变成了表示脉冲宽度度期间TPW的计算结果。

同样在图10中，在时刻t34波形整形信号WFQ变成H电平，在时刻t35使能信号ENQ变成H电平，从而开始计数处理。然后，通过在时刻t36波形整形信号WFQ以及使能信号ENQ变成L电平，从而结束计数处理。然后，通过该计数处理所获得的计数值就变成了表示脉冲宽度期间TPW的计算结果。

而且，如图10所示，在受电侧是低负载时，因为脉冲宽度期间TPW变长，因此计数值变大。另一方面，受电侧为高负载时，因为脉冲宽度期间TPW变短，计数值就变小。从而，控制电路22可以基于该计数值的大小能够判断受电侧的负载的高低。

此外，波形整形电路32的构成不限于图9所示的构成。例如图11(A)所示，在其非反转输入端子(第一端子)上输入有信号PHIN，在其反转输入端子(第二端子)上输入有设定电压VR，由这样结构的比较器CPC1来构成波形整形电路32也是可以的。如果使用这样的比较器CPC1，可以任意调整设定电压VR，因此可以提高负载变动的检测精度。

此外，使能信号生成电路120的构成也不限于图9的构成。例如，如图11(B)所示，在其第一输入端子输入有驱动时钟DRCK，在其第二输入端子输入有波形整形信号WFQ，由这样的AND电路ANC1来构成使能信号生成电路120也是可以的。

但是，作为波形整形电路32采用图11(A)的构成时，我们期望，使能信号生成电路120是图9的构成。例如，图12描述波形整形电路32为图11(A)的构成情况下的信号波形图。一旦采用使用了比较器CPC1的波形整形电路32，如图12所示，与驱动时钟DRCK的上升沿(时刻t32、t35)相对，波形整形信号WFQ的上升沿有时会有延迟。例如，一旦输入到比较器CPC1的设定电压VR变高，则该延迟变大。而且，在波形整形信号WFQ的上升沿延迟的情况时，一旦使用图11(B)所示的AND电路ANC1，构成使能信号生成电路120，则使能信号ENQ的脉冲宽度TPW比实际的变短。其结果就是导致计数处理获得的计数值不正确。

在这点上，作为使能信号生成电路120如果图9的构成，即使是波形整形信号WFQ的上升沿延迟的情况时，使能信号ENQ在时刻t32、t35变成上升状态，所以，脉冲宽度期间TPW不变短，从而可以获得正确的计数值。

此外，输出电路126的构成也不限于图9的构成。例如图13所示，输出电路126也可以由平均化电路132来构成，其计算计数保持电路124所保持的多个计数值(例如，本次的计数值和上次的计数值)的平均值(移动平均)。如果使用这样的平均化电路132，即使是在计数值里有噪音重叠的情况时，也可以除去这些，实现稳定的脉冲宽度检测。此外，也容易实现与振幅检测方法的组合。

4.变形例

图14描述了本实施例的变形例。在该变形例中，加上感应电压信号的脉冲宽度检测，也可以进行振幅检测。图14与图5的不同点在于：追加了振幅检测电路28、A/D变换电路29、锁存电路30等。而且，变形例的构成不限于图14，也可以省略例如A/D变换电路29或锁存电路30、34等的构成元素，作为A/D变变换电路29的替代，也可以设置用于比较峰值电压和阈值电压的多个比较器。

振幅检测电路28检测出相当于一次线圈的一端的感应电压的感应电压信号PHIN的振幅信息(峰值电压、振幅电压、实效电压)，并检测出受电侧的负载变动。基于此，可以实现异物检测、装卸检测(接触脱离检测)、数据检测等。而且，受电侧的负载是变高还是变低，使用峰值电压可以进行判断，也可以使用峰值电压以外的物理量(振幅电压、实效电压)进行判断。

A/D变换电路29，从振幅检测电路28中的检测电压(峰值电压)超过假定规定电压(假定阈值电压)的时刻开始，到经过规定的期间的变换时刻为止，进行检测电压的A/D变换，求出基准阈值电压的数字数据。然后，控制电路22用基准阈值电压的数字数据，进行异物检测、装卸检测以及数据检测中的至少一个。

具体来说，控制电路22从检测电路超过假定假定规定电压(SIGH0)时刻开始，开始使用计数器102的计数处理，A/D变换电路29在基于该计数器102的计数值设定的变换时刻，进行A/D变换。更进一步，振幅检测电路28通过将一次线圈L1的感应电压信号(半波整流信号)的峰值电压保持到保持节点，检测出作为振幅信息的峰值电压。然后，控制电路22从峰值电压超过假定规定电压的时刻开始，在经过了第一期间的复位时刻(复位期间)，进行向低电位侧电源释放保持节点中的电荷的复位控制。A/D变换电路29从复位时刻开始在经过了第二期间的变换时刻，进行峰值电压的A/D变换，求出基准阈值电压(SIGHV)的数字数据。

例如，振幅检测电路28检测出信号PHIN的振幅信息时，一次线圈L1的电感和构成共振电路电容器的容量值漂移，或者电源电压等变动时，则振幅检测电路28的检测电压(峰值电压、振幅电压、实效电压)也变动。从而，一旦用于判断异物检测、装卸检测、数据检测的基准阈值电压是固定值(判定电压)，则有可能无法实现正确的检测。

因此，在图14中采用了如下方法，设置A/D变换电路29，从假定的规定电压(基准电压)开始在经过了给定的期间的时刻，进行A/D变换，再自动修正用于检测判断的基准阈值电压。

具体来说，设定了图15所示的假定规定电压SIGH0。该假定规定电压SIGH0是图2的受电装置40的负载调制部46的负载为无负载(TB3为OFF)时的峰值电压(广义检测电压)和有负载(TB3为ON)时的峰值电压之间的电压，例如SIGH0＝2.5v。此外，假定规定电压SIGH0可以由寄存器可变设定。

A/D变换电路29，从感应电压信号PHIN的峰值电压(信号PHQ)超过假定规定电压SIGH0的时刻t1开始，到经过了规定期间TP的变换时刻t2，进行峰值电压的A/D变换。然后，求出基准阈值SIGHV的数字数据ADQ，并输出。锁存电路30锁存该数据ADQ。控制电路22使用所锁存的数据AD，进行异物检测、装卸检测、数据检测。即，检测出放置在充电器的一次线圈之上的异物(二次线圈以外的金属)，检测放置在充电器上的手机等电子设备的安装或拆卸，或者检测出受电装置40经过负载调制而发送的数据是“0”还是“1”。

例如，在图15的时刻t0受电侧的负载调制部46的晶体管TB3变成ON，从无负载(负载非连接)变化到有负载(负载连接)，则感应电压信号PHIN的峰值电压上升。在图15中，设定了用于检测这样的峰值电压的上升的假定规定电压SIGH0(假定阈值电压)。该假定规定电压SIGH0，在受电侧为无负载时，是未超过的电压，峰值电压超过SIGH0时，可以判定受电侧确实连接着负载。因此，从该时刻t1开始到经过充分的期间TP，峰值电压的电平稳定下来之后的时刻t2，进行A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV。具体来说，控制电路22，从超过假定规定电压SIGH0的时刻t1开始，使用计数器102开始计数处理(计数值的加一或减一)。然后，在基于计数器102的计数值所设定的变换时刻t2，进行A/D变换，控制A/D变换电路29，求出基准阈值电压SIGHV。

然后，控制电路22基于该基准阈值电压SIGHV，进行异物检测、装卸检测或者数据检测。具体来说，针对基准阈值电压SIGHV进行异物检测、装卸检测、数据检测需要的参数电压的加法或减法，从而获得异物检测、装卸检测、数据检测需要的阈值电压。然后，基于这些阈值电压，进行异物检测、装卸检测、数据检测中的至少一个。

图16描述了用于求出数据检测用、过负载检测用、异物检测用、装卸检测用的阈值电压VSIGH、VOVER、VMETAL、VLEAVE的阈值表100的例子。控制电路22使用该阈值表100，求出VSIGH、VOVER、VMETAL、VLEAVE。例如，数据检测用的阈值电压VSIGH，针对基准阈值电压SIGHV，通过与数据检测用的参数电压PV1的减法而求出来的。同样，VOVER是对SIGHV通过与过负载检测用的参数电压PV2的加法运算来求出，VMETAL是对SIGHV通过与异物荷检测用的参数电压PV3的加法运算来求出，VLEAV是对SIGHV通过与装卸检测用的参数电压PV4的减法运算来求出的。

此外，在本发明实施例中，首先进行过负载检测，过负载检测出来之后，进行电压检测电路14的电压分割节点的开关控制，进行异物检测、装卸检测。此时，参数电压PV1、PV2、PV3、PV4设定为例如0.3v、0.8v、0.8v、0.1v。例如，在SIGHV＝3.0v时，VSIGH＝3.0-0.3＝2.7v，数据检测用的阈值电压VSIGH是基准阈值电压SIGHV(3.0v)和假定规定电压SIGH0(2.5v)之间的电压。

通过以上的振幅检测方法，线圈的电感或电容器容量值或电源电压变动时，与该变动相应的，基准阈值低于SIGHV也变化，通过SIGHV求出的异物检测用、装卸用、数据检测用的阈值电压VMETAL、VLEAVE、VSIGH也变化。即，与随元件漂移等变化的基准阈值电压SIGHV相对应，阈值电压VMETAL、VLEAVE、VSIGH也自动修正。因此，可以自动吸收元件的漂移，实现稳定的检测动作。而且，基准阈值电压SIGHV的A/D变换，从使用SIGH0确实检测出受电侧的负载从无负载到有负载的时刻t1开始，到经过充分的期间TP的时刻t2，一直被执行。从而，可以防止检测出错误的基准阈值电压SIGHV，可以实现无误检测的稳定的检测动作。

此外，二次线圈L2接近一次线圈L1的过程，或者放置异物的时候，峰值电压有时会超过假定规定SIGH0。但是，此时，这之后的负载调制的时序与预先规定的时序不一致，因此ID认证会错误并再启动，因此，不会发生问题。

此外，图15描述了振幅检测电路28的检测电压是峰值电压的例子，但是振幅信息不限定于峰值电压，也可以是表示感应电压信号的振幅的大小的物理量。例如，可以是表示感应电压信号的电力的实效电力，也可以是感应电压信号的振幅电压本身。

图17描述了振幅检测电路28、A/D变换电路29的详细构成。在图17中，振幅检测电路28包括运算放大器OPA1、OPA2、和保持电容器CA1和复位用N型晶体管TA1。运算放大器OPA1在其非反转输入端子输入有信号PHIN，在其反转动作连接有运算放大器OP2的输出节点NA5。保持电容器CA1和复位用N型晶体管TA1设置在运算放大器之间。运算放大器OPA2在其非反转输入端子

由图17的运算放大器OPA1、OPA2、保持电容器CA1、复位用晶体管TA1构成了峰值保持电路(检测电路)。即，来自电压检测电路14的检测信号PHIN的峰值电压，被保持在节点NA4，该保持的峰值电压信号，由电压跟随连接的运算放大器OPA2被阻抗变换，并被输出给节点NA5。

复位用晶体管TA1在复位期间处于ON，将保持节点NA4de电荷向GND侧放电。即，运算放大器OPA1只是在保持电容器CA1出蓄积电荷，变成了不能向GND侧放电类型的运算放大器。因此，可以追踪信号PHIN的峰值电压的上升，但是不能追踪峰值电压的下降。而且，设置在运算放大器OPA1的输出部的电荷蓄积用的P型的晶体管存在漏电流，因此，即使是在该P型晶体管处于OFF的时候，只要经过长时间，保持节点NA4的电压就会上升。因此，有必要定期复位保持节点NA4的电压。由于以上的理由，在图17里，在保持节点NA4设置了复位用的晶体管TA1。

例如，在本实施例中，受电侧从送电侧检测出(选取)时钟，并与该时钟同步进行负载调制。从而，受电侧的负载调制与送电侧的时钟同步进行，因此，送电侧可以任意检测到受电侧的负载调制的时刻。因此，控制电路22测定出受电侧的负载调制的负载切换时刻，在包括测定切换时刻的复位期间，进行向GND侧释放保持节点NA4的电荷的复位控制。基于此，在采用不能追踪峰值电压下降类型的OPA1时，也可以实现正确的峰值保持动作。此外，在等待峰值电压超过假定规定电压SIGH0的待机模式时，通过定期复位保持节点NA4的电压，可以防止运算放大器OPA1的P型晶体管的漏电流所造成的保持电压的上升。

图18是用于振幅检测电路28的动作的信号波形例。如图18所示，信号PHIN变成了由半波整流电路的电压检测电路14所半波整流生成的信号。运算放大器OPA1的输出信号OPQ，在信号PHIN的脉冲发生期间，其电压上升；在脉冲非发生期间，其电压保持在保持电容器CA1中，并被维持。然后，运算放大器OPA2的输出信号PHQ平滑地追踪信号PHIN的峰值。

A/D变换电路29包括采样保持电路110、比较器CPA1、逐次比较寄存器112、D/A变换电路114。采样保持电路110采样并保持信号PHQ。比较器CPA1比较来自D/A变换电路114的D/A变换后的模拟信号DAQ和来自采样保持电路110的采样保持信号SHQ。逐次比较寄存器112(逐次比较控制电路)存储来自比较器CPA1的输出信号CQ1的数据。D/A变换电路114D/A变换来自逐次比较寄存器112的例如8位的数字数据SAQ，输出模拟信号DAQ。

在该逐次比较型的A/D变换电路29中，比较器CPA1比较只把MSB(最高位)设为1的D/A变换后的信号DAQ和输入信号SHQ(PHQ)。而且，信号SHQ的电压如果较大就设置MSB为“1”，如果较小就设置MSB为“0”。而且，A/D变换电路29，针对以下的各位也进行同样的逐次比较处理。而且，将最终获得的数字数据ADQ输出给锁存电路30。此外，A/D变换电路29不限于图17的构成，也可以是各异电路构成的逐次比较型A/D变换电路，也可以是追踪比较型、并列比较型、二重积分型等的A/D变换电路。

图19是用于说明图17的电路的动作的信号波形例。在时刻t11，一旦复位信号RST变成L电平，复位被解除，则峰值电压的信号PHQ稍微上升。在此后的时刻t12，一旦受电侧(二次侧)从无负载变化为有负载，峰值电压更加上升，在时刻t13一旦超过假定规定电压SIGH0，就开始计数器102的计数动作。然后，在经过了期间TP1(例如104CLK)的复位时刻t14，信号RST变成H电平，晶体管TA1处于ON，向GND侧释放保持节点NA4的电荷。这样一来，峰值电压开始下降。然后，经过复位期间TP2(例如32CLK)，一旦到达时刻t15，因为受电侧是有负载，因此峰值电压再度上升。此后，在经过期间TP3(例如32CLK)的变换时刻t16，基于A/D变换电路29开始A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV的数字数据。然后，在经过了期间TP4(例如64CLK)的时刻t17，锁存信号LAT1变成H电平，锁存电路30锁存基准阈值电压SIGHV的数字数据。

如此在图19中，从峰值电压(PHQ)超过假定规定电压SIGH0的时刻开始到经过第一期间TP1的复位时刻t14，进行向低电位侧电源释放保持节点NA4的电荷的复位控制。然后，从复位时刻t14开始到经过了第二期间(TP2+TP3)的变换时刻t16，进行峰值电压的A/D变换，求出基准阈值电压SIGHV的数字数据。

即，超过假定电压SIGH0之后，在期间TP1经过之后，设置复位期间TP2，并暂时复位保持节点NA4的电压。然后，在期间TP3的期间等待振幅检测电路28的输出稳定下来，之后，启动A/D变换电路29，开始A/D变换。这样一来，复位保持节点NA4的电压使峰值电压稳定下来之后再进行A/D变换，因此，可以提高基准阈值电压SIGHV的检测精度。

5.脉冲宽度检测和振幅检测的联合使用

如图14的构成，通过联合使用脉冲宽度检测和振幅检测，可以提高负载变动的检测精度。

具体来说，控制电路22基于用脉冲宽度检测电路33检测出来的脉冲宽度信息，检测出受电装置40使用负载调制发送出来的数据。另一方面，基于振幅检测电路28所检测出来的振幅信息，进行异物检测以及装卸的至少一个。

更进一步，控制电路22基于由脉冲宽度检测电路33所检测出来的、由锁存电路34所锁存的脉冲宽度期间数据PWQ(脉冲宽度数据)，进行数据检测。另一方面，使用由振幅检测电路28、A/D变换电路29所求出的、锁存电路30所锁存的基准阈值数字数据，进行异物检测以及装卸的至少一个。例如求出图16所说明的异物检测用、装卸检测用的阈值电压，进而进行异物检测和装卸检测。

例如，再图19的时刻t17，振幅检测用的第一锁存电路30将A/D变换电路29的数据ADQ(例如基准阈值电压数据)用锁存信号LAT1进行锁存。然后，脉冲检测用的第二锁存电路34，用锁存信号LAT2，锁存来自脉冲宽度检测电路33的数据PWQ。此时，第二锁存电路34，在与第一锁存电路30的锁存时刻同步的时刻，锁存来自脉冲宽度检测电路33的数据。具体来说，第一、第二锁存电路30、34基于相同时刻的锁存信号LTA1、LTA2锁存数据。

这样一来，以相同时刻锁存由脉冲宽度检测电路所获得的数据和由振幅检测所获得的数据，并可以输入给控制电路22。基于此，可以保持脉冲宽度检测和振幅检测之间的电路的兼容性，可以简化控制电路22的时序处理和判断处理。

例如在图9中，基于输出电路126的比较电路130，与振幅检测电路28中的峰值电压的保持相同，也将来自脉冲宽度检测电路33的输出数据PWQ一直保持在最大值。从而，可以保持振幅检测电路28、A/D变换电路29之间的电路兼容性，可以实现系统构成和时序的简化。

图20(A)描述了脉冲宽度的变化特性，图20(B)描述了振幅的变化特性。在图20(A)，横轴是受电侧的负载电流量，纵轴是计数器122的计数值(脉冲宽度期间)。另一方面，在图20(B)，横轴是受电侧的负载电流量，纵轴是线圈端电压的振幅(峰值电压)。

在图20(A)的脉冲宽度变化特性中，如E1所示，负载电流量小、低负载时，负载电流量的变化对应的计数值的变化率大，敏感度高。另一方面，如E2所示，负载电流量大、高负载时，负载电流量的变化对应的计数值的变化率小，敏感度低。其理由在于，在于正常线圈耦合时，由于耦合度的限制，随着负载变重负载-相位特性中的相位旋转会变的饱和。

另一方面，在图20(B)的振幅变化特性中，如F1所示，低负载时，负载电流量的变化对应的线圈端电压的变化率小，敏感度低。如F2所示，高负载时，负载电流量的变化对应的计数器的变化率大，敏感度高。

这样，脉冲宽度检测，与高负载区域相比，低负载区域的检测敏感度更高。另一方面，振幅检测中，高负载区域比低负载的检测敏感度高，从而，在低负载区域负载变动时，期望使用脉冲宽度检测去判断负载的高低；在高负载区域负载变动时，期望使用振幅检测去判断负载的高低。通过在低负载区域和高负载区域区分使用检测方式，可以实现高效的负载变动的检测。

具体来说，例如在检测由负载调制而发送的数据时，负载在比较低的负载区域变动。从而，对于检测受电装置40通过负载调制而发送的数据来说，期望基于脉冲宽度检测电路33检测出的脉冲宽度信息来进行。另一方面，在异物检测和装卸检测等的过负载状态时，期望高负载区域的高敏感度，对于异物检测和装卸检测来说，期望基于振幅检测电路28所检测出的振幅信息来进行。通过这样的操作，可以以高敏感度、高效率地实现数据检测、异物检测、装卸检测。

而且，根据状况也可以就与振幅检测电路28所检测出的振幅信息进行数据检测，或者，基于脉冲宽度检测电路33所检测出来的脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测等。例如，在数据检测时，在高负载区域中负载变动的时候，基于振幅信息进行数据检测，或者，联合使用振幅信息和脉冲宽度信息进行数据检测。另一方面，电源的供给能力低、过负载导致的电源电压低下系统等的情况时，可以基于脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测，或者，联合使用振幅信息和脉冲宽度信息进行异物检测和装卸检测。

例如图21描述了异物大小与脉冲宽度检测的计数值之间的关系。G1是正常的负载时的变化特性。G2是非异物的正常的负载时，在一次测(受电装置)计算获得的计数阈值的收敛横轴线。如G3的变化特性，计数值在G2的计数阈值及其以下时，可以判定位异物。即，G3时由振幅检测不能检测出的异物的变化特性，在其与线圈之间预想之外的耦合，可以观测到不应该是正常负载(G1)的相位旋转所导致的、较小的计数值，所以，可判定为异物。通过组合该图21的检测方法和振幅检测，可以进行更智能的检测处理。

而且，如上所述，针对本发明的实施例进行了详细说明，只要部脱离本发明的创新事项以及效果，可以由种种变形，这对于从业者来说是容易理解的。从而，这样的变形例也全部包含进本发明的范畴之内。例如，在详细说明书或图片中，至少一次，与更广义术语或同义相异术语(低电位侧电源、高电位侧电源、检测电压、电子设备等)同时使用的术语(GND、VDD、峰值电压、手机/充电器等)，在明细书或图片中的任一处，都可以用其同意相异术语互换使用。此外，本实施例以及变形例的所有组合也包括在本发明的范畴之内。此外，送电控制装置、送电装置、受电控制装置、受电装置的构成、动作，和脉冲宽度检测方法、振幅检测方法，不限于本实施例所做的说明，可以有各种的变形实现。

附图标记说明

L1一次线圈、L2 2二次线圈、10送电装置、12送电部、14电压检测电路、16显示部、20送电控制装置、22控制电路(送电侧)、24振荡电路、25驱动时钟生成电路、26驱动器控制电路、28振幅检测电路、29A/D变换电路、30锁存电路、32波形整形电路、33脉冲宽度检测电路、34锁存电路(LatchCircuit)、40受电装置、42受电部、43整流电路、46负载调制部、48供电控制部、50受电控制装置、52控制电路(受电侧)、54输出保证电路、56位置检测电路、58振荡电路、60频率检测电路、62充满电检测电路、90负载、92充电控制装置、94电池、100阈值表、102计数器、110采样保持电路、112逐次比较寄存器、114D/A变换电路、120使能信号生成电路、122计数器、124计数值保持电路、126输出电路、130比较电路

Claims (17)

1.一种送电控制装置，设置在无触点电力传输系统中的送电装置中，所述无触点电力传输系统使一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，所述送电控制装置的特征在于，包括：

驱动时钟生成电路，生成用于规定所述一次线圈的驱动频率的驱动时钟；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；

波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；

脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述一次线圈的感应电压处于规定设定电压以上的脉冲宽度期间，作为所述波形整形信号的脉冲宽度信息；

控制电路，基于所检测出来的脉冲宽度信息，检测受电装置侧所述负载变动。

2.根据权利要求1所述的送电控制装置，其特征在于：

所述控制电路基于所检测出的脉冲宽度信息，检测出所述受电装置通过负载调制而发送的数据。

3.根据权利要求1或2所述的送电控制装置，其特征在于：

所述脉冲宽度检测电路，通过计量脉冲宽度期间，检测出脉冲宽度信息，所述脉冲宽度期间是从所述驱动时钟由非激活的电压电平变化到激活的电压电平的第一点开始到所述波形整形信号由激活的电压电平变化到非激活的电压电平的第二点为止的期间。

4.根据权利要求3所述的送电控制装置，其特征在于：

所述脉冲宽度检测电路包括计数器，所述计数器在所述脉冲宽度期间进行计数值的加一或减一，基于所获得的计数值，测量所述脉冲宽度期间的长度。

5.根据权利要求4所述的送电控制装置，其特征在于：

所述脉冲宽度检测电路包括使能信号生成电路，所述使能信号生成电路用于接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，在所述脉冲宽度期间生成变为激活状态的使能信号，

在所述使能信号处于激活状态时，所述计数器进行计数值的加一或减一操作。

6.根据权利要求5所述的送电控制装置，其特征在于：

所述使能信号生成电路包括触发器电路，所述触发器电路在其时钟端子输入有所述驱动时钟，在其数据端子输入有高电位侧电源或低电位侧电源的电压，在所述波形整形信号处于激活时被复位或被置位。

7.根据权利要求6所述的送电控制装置，其特征在于：

所述波形整形电路包括比较器，在所述比较器非反转输入端子输入有一次线圈的感应电压信号，在其反转输入端子输入有预设的设定电压。

8.根据权利要求4至7中的任一项所述的送电控制装置，其特征在于：

所述脉冲宽度检测电路包括：

计数值保持电路，用于保持来自所述计数器的计数值；以及

输出电路，用于比较本次保持在所述计数值保持电路中的计数值和上次保持的计数值，输出其中较大的一个计数值。

9.根据权利要求4至7中的任一项所述的送电控制装置，其特征在于：

所述脉冲宽度检测电路包括：

计数值保持电路，保持来自所述计数器的计数值；以及

输出电路，输出所述计数值保持电路所保持的多个计数值的平均值。

10.根据权利要求1所述的送电控制装置，其特征在于，还包括：

振幅检测电路，用于检测出所述一次线圈的感应电压信号的振幅信息；

A/D变换电路，用于对所检测出的所述振幅信息进行A/D变换；

第一锁存电路，用于锁存来自所述A/D变换电路的数据；以及

第二锁存电路，用于锁存来自所述脉冲宽度检测电路的数据；

所述第二锁存电路在与所述第一锁存电路的锁存时刻同步的时刻，锁存来自所述脉冲宽度检测电路的数据。

11.一种送电装置，其特征在于，包括：

根据权利要求1至10中的任一项所述的送电控制装置；以及

送电部，生成交流电压，并供给所述一次线圈。

12.一种电子设备，其特征在于：包括根据权利要求11所述的送电装置。

13.一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，并向所述受电装置的负载供给电力，其特征在于：

所述受电装置包括：

受电部，将所述二次线圈的感应电压变换成直流电压；以及

负载调制部，在要从所述受电装置向所述送电装置发送数据时，根据发送数据，使负载可变地变化，

所述送电装置包括：

驱动时钟生成电路，生成用于规定所述一次线圈的驱动频率的驱动时钟；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；

波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；

脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述一次线圈的感应电压处于规定设定电压以上的脉冲宽度期间，作为所述波形整形信号的脉冲宽度信息；以及

控制电路，基于被检测出来的脉冲宽度信息，检测受电装置侧所述负载变动。

14.一种送电控制装置，设置在无触点电力传输系统的送电装置中，所述无触点电力传输系统，通过让一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向受电装置传输电力，向所述受电装置的负载供给电力，所述送电控制装置的特征在于，包括：

驱动时钟生成电路，生成用于规定所述一次线圈的驱动频率的驱动时钟；

驱动器控制电路，基于所述驱动时钟生成驱动器控制信号，并输出给驱动所述一次线圈的送电驱动器；

波形整形电路，对所述一次线圈的感应电压信号进行波形整形，并输出波形整形信号；

脉冲宽度检测电路，接收所述波形整形信号和所述驱动时钟，检测出所述一次线圈的感应电压处于规定设定电压以上的脉冲宽度期间，作为所述波形整形信号的脉冲宽度信息；以及

控制电路，基于被检测出来的脉冲宽度信息，控制所述送电控制装置的电力传输、负载检测、频率变换、异物检测、或者装卸检测之中的至少一种。

15.一种送电装置，其特征在于，包括：

根据权利要求14所述的送电控制装置；以及

送电部，生成交流电压，并向所述一次线圈供给。

16.一种电子设备，其特征在于：包括根据权利要求15所述的送电装置。

17.一种无触点电力传输系统，包括送电装置和受电装置，通过让一次线圈和二次线圈电磁耦合，从所述送电装置向所述受电装置传输电力，向所述受电装置的负载供给电力，其特征在于：

所述送电装置是根据权利要求15所述的送电装置。

Images