CN101218553A - 基于负载特征数据的电源定制方法和装置 - Google Patents

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CN101218553A CNA2005800354448A CN200580035444A CN101218553A CN 101218553 A CN101218553 A CN 101218553A CN A2005800354448 A CNA2005800354448 A CN A2005800354448A CN 200580035444 A CN200580035444 A CN 200580035444A CN 101218553 A CN101218553 A CN 101218553A
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Abstract

一种用于向电力负载供电的电源，该电力负载通过产生负载特征数据以确定电源提供给所述电力负载的电源特征，该电源包括：电压稳压器，用于产生作为输入电压用来向电力负载供电的输出电压，该电压稳压器响应于参考信号以设置电源特征；以及用于为稳压器产生参考信号的控制电路，该控制电路响应于电力负载的负载特征数据以及在多个电力负载类型中进行选择的选择输入，从而所述选择输入确定电力负载类型以使得控制电路能够估计负载特征数据，以为稳压器产生参考信号。

Description

基于负载特征数据的电源定制方法和装置
技术领域
本发明涉及电源，特别是向诸如笔记本和膝上式电脑等便携式计算机设备提供低电压、高电流能源的电源。
背景技术
目前，多相降压转换器开关电源用于向诸如膝上式电脑和笔记本电脑等便携式计算机应用提供低电压、高电流、高效率的电源。
本发明涉及电源，其中，输出电压或其它电源特性，如过电压保护限制，可以根据负载特性数据进行设置，所述负载特性数据如数字电压数据码，即从由所述电源供电的负载微处理器接收到的VID码。特别地，不同的微处理器制造商，如英特尔、AMD等，根据操作条件为其微处理器提供输入电压表。微处理器发布电压标识(VID)码，该电压标识码包括根据处理器行为指定在特定时刻所需的输入电压的数字比特。这使处理器能够在负载要求低的时候保存能量，在负载要求高的时候接收更多功率。每个制造商使用不同的VID码，并且相同的制造商生产的不同处理器芯片的VID码可以不同。
过去，要求计算机系统的电源是能够为特定处理器翻译VID代码专门的电源。然而，这些电源不能为他们设计的处理器之外的处理器翻译VID代码。
发明内容
本发明的目的在于提供电源，该电源能够响应于负载特性数据，如多种处理器类型的VID码，并且提供所需电压和/或满足其它需求，例如基于负载特性数据的过电压保护限制。
通过向电力负载供电的电源能够实现本发明的前述和其它目的，所述电力负载产生负载特性数据，该特征数据确定由电源提供给电力负载的电源特性，该电源包括：电压稳压器，用于产生作为输入电压向电力负载供电的输出电压，该电压稳压器能够响应设置电源特性的参考信号；以及控制电路，用于为所述稳压器产生参考信号，该控制电路响应来自电力负载的负载特性数据，以及用于在多个电力负载类型中进行选择的选择输入，其中该选择输入确定电力负载的类型，使控制电路能够估计负载特性数据为稳压器产生参考信号。
通过向微处理器负载供电的电源能够进一步实现本发明的前述和其它目的，微处理器负载产生数字电压标识(VID)码，该识别码确定电源提供给微处理器负载的输入电压，该电源包括：电压稳压器，用于产生作为输入电压向微处理器负载供电的输出电压，该电压稳压器能够响应设置输出电压的参考电压；以及VID控制电路，用于为所述稳压器产生参考电压，该VID控制电路响应来自微处理器负载的数字VID码，以及用于在多个微处理器负载类型中进行选择的选择输入，其中该选择输入确定微处理器负载的类型，使VID控制电路能够估计VID码为稳压器产生参考电压。
通过向电力负载供电的方法也能够实现本发明的目的，所述电力负载产生负载特性数据，该特征数据确定由电源提供给电力负载的电源特性，该方法包括：响应用于设置电源特性的参考信号产生输出电压，作为输入电压向电力负载供电；并且响应于电力负载的负载特征数据以及在多个电力负载类型中选择类型的选择输入产生稳压器的参考信号，从而所述选择输入确定电力负载的类型以使得负载特性数据能够被估计，以为稳压器产生参考信号。
通过向微处理器负载供电的方法也能够实现前述和其它目的，所述微处理器负载产生数字电压标识(VID)码以确定电源提供给微处理器负载的输入电压，该方法包括：响应用于设置输出电压的参考电压产生输出电压，作为输入电压向微处理器负载供电；并且响应于来自微处理器负载的数字VID码以及用于在多个微处理器负载类型中进行选择的选择输入为稳压器产生参考电压，从而所述选择输入确定微处理器负载的类型以使得VID码能够被估计，以为稳压器产生参考电压。
通过以下参考附图的描述能够更为清楚地理解本发明的其它特征和优点。
附图说明
通过以下参考附图的细节描述，将更详细地描述本发明，其中：
图1为两相转换器开关稳压器电源的整体示意图，特别地，该电源向诸如膝上式电脑等便携式计算机供电；
图2为图1所示的两相转换器的结构图；
图3为图2电路中的波形；
图4为图2电路中的进一步的波形；以及
图5为图1所示电路的VID控制部分的结构图，该控制部分用于根据VID码和选择输入设置转换器的输出电压以及过电压保护限制。
具体实施方式
参照图1，所示为两相降压转换器开关稳压器电源的示意图。控制芯片10，其框图参照图2更加详细描述，接收多个数字输入VID0-VID5，在图1中表示为12。从被供电的微处理器接收该VID输入，该VID输入是在不同条件下设置转换器电压输出的数字比特。例如，对于英特尔VR-10芯片，输出电压根据VID0到VID5的数字比特的设置而在0.8375V与1.6000V之间改变，这是由芯片制造商决定。引脚VID_SEL 13被用于指示哪个处理器芯片正在被供电，使控制芯片10能够翻译VID码。例如，如果VID_SEL接地，处理器芯片为英特尔VR-10，VID码将被翻译并向此芯片提供正确的电压。如果VID_SEL为VCC，处理器为AMD速龙。如果VID_SEL保持开路，处理器为AMD HAMMER。对于速龙芯片，VOUT范围为1.100到1.850V。对于AMD HAMMER芯片，VOUT范围为0.800到1.550V。对于这三种芯片，当所有的VID比特为1时，VOUT被禁用或关闭。在图1中，VID_SEL被示例地接地，所以控制芯片10将为英特尔VR-10芯片翻译VID码。
回到图1，由合适的电源，典型地如电池或AC-DC变压器/整流器，在VIN提供电力。控制芯片10具有输出GATE H1和GATE L1，用于分别驱动多相转换器的第一相14的高端和低端晶体管。晶体管H1为高端晶体管，晶体管L1为低端晶体管。
输出GATE H2和GATE L2驱动包括高端晶体管H2和低端晶体管L2的第二相16。每组晶体管被设置于半桥结构中，它们的共同连接处被分别提供给输出电感L10和L20。电感L10和L20的另一端被耦合到公共输出节点VOUT+。在跨接耦合在VOUT+和接地(VOUT-)之间的输出电容COUT两端提供输出。
输出电压在VOUTSNS+和VOUTSNS-之间检测，VOUTSNS+和VOUTSNS-分别提供给控制芯片10的反馈FB输入和VOSNS-输入。在输入CSINP1和CSINP2分别提供各个相的电流检测。电流是通过无损平均电感电流检测而检测的。相1的串联电阻RCS1和电容CCS1串联跨接在电感L10的两端。电容两端电压被检测。选择电阻RCS1和电容CCS1使得RCS1和CCS1的时间常数等于电感的时间常数，即L10的电感值除以电感的DC电阻值。当两个时间常数匹配时，CCS1两端的电压正比于L10中的电流，并且检测电路可以被认为是仅使用了值为RL(L10的DC电阻值)的检测电阻。时间常数的不匹配不会影响电感DC电流的测量，但是影响电感电流的AC成分。通过高端或者低端检测而检测电感电流的优点在于检测传送给负载的实际输出电流而不是转换电流的峰值或者采样信息。输出电压可以基于实时信息而定位以满足负载线。除了检测电阻与电感串联，这是唯一支持单周期瞬态响应的检测方法。其他方法在负载增加(低端检测)或者负载降低(高端检测)时不提供信息。相2具有检测电阻RCS2和电容CCS2并且按照相同方式工作。
控制芯片10的框图在图2中更为详细显示。使用后缘调制的电压模式控制。高增益、宽带电压型误差放大器50用于电压控制回路。在输入FB处提供输出电压检测，并且提供给误差放大器的反相输入。另一个非反相输入与电压参考VDAC相连，所述VDAC通过以上参考图1显示并且描述的VID和VID_SEL引脚设置的。图1中的VID_SEL引脚被显示为接地以对应于Intel VR10芯片。对于其它处理器，如AMD HAMMER或速龙处理器，VID_SEL引脚被连接到不同的电位或保持开路。对于AMD HAMMER处理器，VID_SEL为开路。对于AMD速龙芯片，VID_SEL被连接到VCC。VDAC的设置会确定误差放大器50的参考电压VDAC，并由此设置输出电压。
控制芯片10包括振荡器60，可使用外部电阻ROSC编程。振荡器产生内部的50％占空比锯齿信号，如图3A所示。图3A中的50％占空比锯齿信号用于产生两个180。相异的定时脉冲信号，该信号设置相1和相2的RS双稳态多谐振荡器70和80。定时脉冲如图3B和3C所示，并且在图2中表示为CLK1和CLK2。
参考图2和3，每个双稳态多谐振荡器70和80一旦接收时钟脉冲就进行设置。进一步地，各个斜波电压被分别提供给PWM比较器90和100，作为其非反相输入。将误差放大器50的输出提供给每个PWM比较器的反相输入。由通过电容110从电流源IROSC/2电流充电提供的固定斜率斜波电压被提供给PWM比较器90。当设置双稳态多谐振荡器70时，关断低端开关L1，开启高端开关L2。参见图4A、C和D。通过双稳态多谐振荡器70的QB输出，跨接在电容110上的开关SW1被打开，允许电容110开始充电以向PWM比较器90提供斜波电压。同样，在双稳态多谐振荡器80的另一个相中，一旦接收到时钟脉冲时，低端驱动器被关断，高端驱动器被开启，当开关SW2被双稳态多谐振荡器80的QB输出打开时，电容120开始充电。
对于相1，由与开关频率成比例的电流源向电容110充电，所述开关频率由大约57毫伏/百分之一占空比的比例的固定斜率斜波而确定。例如，稳态工作开关模式占空比为10％，并且内部斜波幅度从起始点至斜波穿过误差放大器EAOUT的输出电压的时间为止通常为570毫伏，如图3D所示。在图3D中，提供给PWM比较器90非反相输入的固定斜率斜波信号如图中的第一和第三区域所示。
相反，对于第二相的PWM比较器100被提供可变斜率斜波电压，如图3D的第二和第四区域所示，随后将对其进行进一步的描述。对于相1，当PWM斜波电压超过误差放大器输出电压时，双稳态多谐振荡器70被复位。关闭高端开关H1，打开低端开关L1，将PWM斜波放电到0.7V，直到下一时钟脉冲。相2的双稳态多谐振荡器80和比较器100以相似方式工作，然而如下面所述，提供给比较器100非反相输入的斜波信号的斜率为可变。
每个双稳态多谐振荡器70、80是复位优先的，允许两个相在数十纳秒内响应于负载下降变为零占空比。相可以部分重叠并且响应于负载上升通过时钟电压的开启而变为100％占空比。误差放大器输出电压大于PWM比较器的共模输入范围，导致了100％的占空比，而不管PWM的斜波电压。这种结构确保了误差放大器50总是受控的，并能够按需要要求0-100％的占空比。它也支持对负载下降的响应，该降低与大多数系统的低输出输入电压比率相适应。电感电流响应于负载瞬态变化的增加比降低快得多。
设计该控制方法用于提供单周期瞬态响应，其中在单一开关周期内电感电流响应负载瞬态而改变，将电源效率最大化，将输出电容需求最小化。
如上所述，比较器90和100的斜波信号是不同的。PWM比较器90接收如图3D的1和III区域所示的固定斜率斜波电压。相反，PWM比较器100在其非反相输入接收如图3D的II和IV区域所示的可变斜率斜波电压。该可变斜率斜波电压由分配调节误差放大器130响应于输入CSINP1和CSINP2进行调节。
通过主从电流分配回路拓扑实现两个相之间的电流分配。相1的输出电流检测放大器140的输出为分配调节误差放大器130设置可变参考。该分配调节误差放大器随后将通过调节PWM斜波2的斜率来调节PWM斜波2的占空比，如图3D的虚线所示，从而强迫分配调节放大器的输入误差为零，导致两个相间的精确电流分配。
对比优选实施例中的斜波1，斜波2的最大和最小占空比调节范围被限制在0.5X和2.0X的主控或固定斜率斜波(相1)信号。如图3D中提供给相2的PWM比较器100的斜波电压的斜率所示。最小占空比如图3D中具有最大斜率的斜波信号所示。最大占空比如图3D中具有最小斜率的斜波所示。
可以使用在SCOMP输入端的电容对电流分配回路的分频频率进行编程，使得该分配回路不会与输出电压回路相互影响。该SCOMP电容由跨导级驱动的，所述跨导级能够灌(sourcing)和拉(sinking)25微安的电流。斜波2的占空比反比追踪SCOMP引脚的电压。如果电压SCOMP增加，提供给PWM比较器100，也就是相2比较器，的斜波的斜率将会增加，占空比将会分别降低，导致相2的输出电流的减少。由于有限的25微安灌电流，SCOMP预充电电路包括预处理V(SCOMP)，使得提供给PWM比较器100的斜波信号占空比在提供任何栅极脉冲给高端晶体管之前等于斜波1的占空比。
如图2和3所示，固定斜波从电流源IROSC/2充电。可变斜率斜波在IROSC充电，但被可变电流阱190分流，该电流阱在0到IROSCx3/4范围内分流电流。因此，充电电容120的电流的范围为IROSC到IROSC/4，也就是从固定斜率斜波发生器电路中的电容110的充电率的2X至1/2。
图4描述了第一相在不同条件下的PWM工作波形。第二相相似，除了PWM斜波2与斜波1不同，具有可变斜率。CLK1脉冲被显示为提供给双稳态多谐振荡器70。误差放大器50对于不同负载条件下的输出电压EAOUT如图4B所示。如图4B的左侧部分所示，当PWM比较器90的斜波电压，此处表示为PWM斜波1，等于误差放大器50的输出电压，高端晶体管被关断，低端晶体管被开启，如图4C和4D所示。在下一时钟脉冲(CLK1)，误差放大器的输出增加，表示输出电压由于更高的电流需求而下降。相应地，仅在斜波电压已经增加到更高的电平后，斜波电压将等于误差放大器电压。这会确保高端晶体管具有增加的占空比，也就是脉冲宽度更长，如图4C所示，因此增加供应给相1电感的输出电流。相应地，低端晶体管将被关断更长的时间周期，如图4D所示。
如图4所示，对于第三时钟脉冲，误差放大器输入接近零，因此表示电流需求已经降低或出错。如果误差放大器输出电压降低到低于0.55伏以下，零百分比占空比比较器160(图2)也关断低端晶体管。如图所示，在这个周期内，高端晶体管也关闭。
对于图4的第四时钟脉冲，误差放大器输出电压再次增加，斜波如图4B所示，栅极驱动如图4C和图4D所示。
如图3C所示，本发明的电路允许通过调节至少一个、但不是全部的PWM比较器的斜波电压斜率，而分配电流。对于两相转换器而言，仅调节一个相的斜波斜率。对于三相转换器，调节两个斜波斜率。以其非反相输入提供给第一比较器90的斜波斜率保持不变，如图3D中的固定斜波1所示。例如，如果相1的电流需求增加，将在电阻RCS1和CCS1节点被检测到。提高的电流将反应在放大器140的非反相输入，被加法级170加到电压VDAC。加法级170增加后的输出被提供给分配调节误差放大器130的非反相输入，提高了分配调节误差放大器的输出。这将会增加通过电流源190的电流，分流电容120的电流，因此增加了电容120充电所需的时间。如图3D所示斜率会通过具有更长占空比的斜波2波形而变平。这将会导致PWM比较器100的输出在更长时间内保持为低，因此确保双稳态多谐振荡器80保持设置，使高端晶体管H2保持更长的开启时间，因此增加了第二相的电流。所以，第二相匹配了第一相增加的电流需求。当第二相电流增加时，第一相将通过降低进行补偿，直到两个相的电流相等。这是因为当第二相的电流供给提高时，误差放大器输出也将降低。
相似地，当通过第二电压CSINP2检测第二相电流增加时，放大器150的输出将提高，从而分配调节误差放大器130的反相输入将增加，降低了该分配调节误差放大器的输出。这将会降低电流源190分流的电流，允许电容120更快速充电，从而斜波2电压具有更高的斜率，如图3D所示。因此，PWM比较器输出将会更快速地变高，复位双稳态多谐振荡器80，从而关断高端晶体管H2，进而降低第二相的电流供给。同时，误差放大器50输出将增加，因此延长了两个相的高端晶体管的开启时间。为了补偿由减少的斜波2斜率造成的电流降低，第一相将会供应电流以匹配减少的第二相电流供给。两个相提供的电流将被驱动，使得分配调节误差放大器输入两端的误差被驱使为零。
相反，相1的电流将降低，放大器130的非反相输入将降低，导致放大器130的输出降低，从而电容120更快速充电，更快速地关断相2高端晶体管，减少相2的电流，以匹配相1。
相2电流应降低，放大器130的反相输入电压将降低，导致电容120充电速度减慢，增加了通过相2晶体管提供的电流。通过降低相1晶体管为匹配相2晶体管而供应的电流，相1晶体管进行补偿。一旦放大器130的输入相等，输出相电流将相等。
在所有情况下，尽管误差放大器50的输出跟踪输出电流需求(当输出电流需求增加则增加，当输出电流需求降低则降低)，分配调节放大器130使得多个相的电流相等。相应地，尽管根据负载的需求，误差放大器50的会提高或降低所有相的电流，分配调节放大器会提高或降低利用可变斜率斜波信号驱动PWM比较器的相的电流供给，从而使所有相的负载电流相等。
图5详细描述了用于设置转换器输出电压的VID控制电路。
在VID输入12从微处理器接收VID编码。每个VID输入12分别被各自的电流源300上拉，例如，18μA电流源将输入上拉到4.9V，如电压源301所示。模块310包括多个具有阈值电压312的VID输入比较器310A到310F(每个VID输入对应一个)。图中仅示出了比较器310A。阈值电压312由VID_SEL的输入决定。对于英特尔VR_10处理器(HAMMER或速龙)，阈值电压为0.6V，对于AMD处理器，AMD芯片的阈值电压为1.5V。当VID_SEL开路或处于VCC，阈值电压为1.5V。当VID_SEL接地，的阈值电压被针对于英特尔VR_10芯片设置为0.6V。
当VID_SEL为地电位，比较器320和330的输出都为低，这将通知数模转换器(DAC)340应该为英特尔VR_10芯片翻译VID码。当输入350和360都为低，DAC 340默认英特尔VR_10芯片VID码。比较器330的低输出也将通过开关311选择0.6V阈值电压。
当VID_SEL开路，比较器320的输出将为低。当VID_SEL开路，电流源321参考比较器320将VID_SEL上拉到低于3.3V的电压，所以其输出为低。然而，比较器330的具有1.2V参考的输出将为高，从而输入360将为高，通知DAC340为AMD HAMMER芯片翻译VID码。同时，比较器330的高输出通过开关311为VID输入比较器选择1.5V阈值电压。
如果VID_SEL为VCC，则比较器320和330的输出都为高，从而通知DAC340应该为AMD速龙处理器芯片翻译VID码。比较器330的高输出也为VID输入比较器310选择1.5V阈值电压。
根据由比较器330解码的输入VID位，DAC 340将通过跨导DAC缓冲器360向误差放大器50提供参考电压VDAC 380，如参照图2-4所描述的，而设置转换器输出电压。通过精确电阻将EAOUT与FB相结合，VDAC电压被误差放大器输出电压所调节。这补偿了DAC缓冲器输入的偏移、误差放大器输入的偏移、以及在生成基于RROSC的FB偏置电流时产生的误差。该调节方法提供了0.5％的系统精度。
在操作期间，图5的VID控制电路可以接收VID码的变化，并相应地改变VDAC电压。电路检测VID变化并利用消隐电路370在400ns消隐DAC340输出响应，以确认新的代码是合法的，而不是由于偏差或噪声。VDAC缓冲放大器362的灌/拉能力由相同的外部电阻进行编程，该电阻设置振荡器频率、RROSC，如前面所述。VDAC引脚380的电压的摆率(slew rate)可以被VDAC引脚和VOSNS引脚问的外部电容CDAC所调节。参见图1。与电容串联的RDAC电阻用于补偿VDAC缓冲放大器。参见图1。数字VID转换导致了VDAC电压的平稳的模拟转换，并且转换器输出电压使输入和输出电容的涌入电流和输出电压过冲最小化。
使用自适应电压定位，能够在负载瞬态期间减少输出电压偏移，当负载拉最大电流时减少功率消耗。电压定位相关电路如图2所示。电阻RFB被连在误差放大器50的反相输入(引脚FB)和转换器输出电压之间。内部电流源200的电流值由与为振荡器频率的外部电阻RROSC编程，其从FB引脚引出电流。FB偏置电流产生跨过RFB的定位电压降，强迫转换器输出电压低于V(VDAC)-I(FB)*RFB，以保持误差放大器50的输入的平衡。选择RFB编程设置低于DAC电压的固定偏移电压的需要量。
VDRP引脚的电压为两个相电流检测放大器140和150的平均值，表示VDAC电压和所有相平均电感电流的总和。通过电阻RDRP，VDRP引脚被连接到FB引脚。通过电源回路，误差放大器50强迫FB引脚的电压等于VDAC。因此，通过RDRP的电流等于(VDRP-VDAC)/RDRP。当负载电流增加，VDRP电压相应提高，导致了RFB电流增加，进一步将输出受控电压定位得更低，因此使得输出电压相对于负载电流的增加成比例减少。从而转换器的下降阻抗或输出阻抗可以被电阻RDRP编程。转换器输出阻抗的偏置电流和斜率独立于VDAC电压。
AMD规定可接受的电源调节窗口在AMD的规范VID表的电压的±50mV内。VID表的电压可在芯片生产商的说明中获得。英特尔VR_10.0，指定了绝对最大电源电压下的VID表的电压。为了具有全部三种DAC选项，HAMMER和速龙DAC输出电压被预设置为比AMD规范中所列出的高50mV，。在检测期间，串联电阻被设置于EAOUT和FB之间以抵消数模转换器的附加50mV输出。FB偏置电流等于IROSC，生成50mV抵消电压。在电路中，通过所述50mV抵消电阻监视V(EAOUT)而调整VDAC电压也修正了FB偏置电流中的误差。
VDRP引脚电压表示转换器平均电流加上DAC电压。该负载电流可以通过VDRP电压减去VDAC电压而重新获得。
图5所示为本发明可以确定或设置除了电源输出电压之外的其它电源特征。例如，本发明可以用于设置OVP(过电压保护)限制。参考图1，控制芯片10具有OVP输入8。OVP输入8为电源设置过电压保护限制。对于英特尔芯片，OVP限制为超过VDAC 150mV。对于AMD，为超过VDAC 450mV。为完成该设置，提供了响应于电压FB(电源的输出电压)和选定的电压VDAC+150mV或VDAC+450mV的OVP比较器390。如果VID_SEL为VCC或悬浮(floating)，线360将为高，意味着负载为AMD芯片，所以开关400选择了参考电压410(450mV)。如果线360为低，负载为英特尔VR_10.0芯片，选择参考电压420(150mV)。尽管本发明阐述了关于控制输出电压和OVP限制，需要理解的是，根据本发明，电源的其它输出或特征可以被相似地定制到负载。
尽管参考两相转换器描述了本发明，本发明也可以应用到任意类型的电源，例如，单相转换器或多于两相转换器或无转换器的电源。
并且，尽管本发明是以在三种负载类型间选择(英特尔VR_10.0、AMD速龙和AMD HAMMER)为参考来描述的，本领域技术人员能够理解，本发明可以被扩展到四种或更多负载类型，例如，四种或更多的不同处理器类型。实现这一目标可以通过适当设计响应于VID_SEL引脚的选择电路，使其可以在四种或更多处理器类型间选择。例如，如图5所示，VID_SEL引脚提供三个层次的选择电路；接地，VCC和悬浮。为扩展电路以适应四种负载类型，可以提供第四层次的VID_SEL(例如，在接地和VCC间的电平VBIAS)以及合理设计的选择电路，例如，通过增加更多的一个或多个比较器。
尽管本发明描述了其特定实施例，对于本领域技术人员而言，各种其它的变化和调节以及其它的使用是显而易见的。因此，本发明并不限于在此公开的特定内容，而是仅由所附权利要求限制。

Claims (58)

1.一种用于向电力负载供电的电源，所述电力负载产生负载特征数据以确定所述电源提供给所述电力负载的电源特征，该电源包括：
电压稳压器，用于产生作为输入电压用来向所述电力负载供电的输出电压，该电压稳压器响应于参考信号以设置电源特征；以及
为所述稳压器产生参考信号的控制电路，该控制电路响应于电力负载的负载特征数据以及在多个电力负载类型中选择电力负载类型的选择输入，从而所述选择输入确定电力负载类型以使得负载特征数据能够被控制电路估计，以为所述稳压器产生参考信号。
2.根据权利要求1所述的电源，其中所述电力负载包括微处理器负载，并且所述多个电力负载类型包括多个微处理器负载类型。
3.根据权利要求1所述的电源，其中所述电源特征包括电源的输出电压，并且所述参考信号包括所述电压稳压器的参考电压。
4.根据权利要求1所述的电源，其中所述电源特征包括过电压保护限制，并且所述参考信号包括过电压保护限制电压。
5.根据权利要求3所述的电源，其中所述电力负载包括微处理器负载，并且所述多个电力负载类型包括多个微处理器负载类型，其中，所述负载特征数据包括分别与多个微处理器负载类型之一相关的VID码，所述控制电路包括：
包括数模转换器的VID控制电路，该数模转换器用于接收选择输入以将输入VID码转换为参考电压。
6.根据权利要求5所述的电源，其中所述VID控制电路进一步包括：
多个VID输入比较器，该比较器以VID码的各个比特作为输入，用于将各比特分别与阈值电压进行比较。
7.根据权利要求6所述的电源，其中所述多个VID输入比较器中的每一个都具有一个与阈值电压相连的输入，以及与接收VID码输入的各个比特相连的第二输入，其中从多个阈值电压中响应于所述选择输入来选择阈值电压。
8.根据权利要求7所述的电源，其中所述数模转换器接收来自所述多个VID输入比较器的输入。
9.根据权利要求8所述的电源，进一步包括缓冲电路，用于接收来自所述数模转换器的输出并且向所述稳压器提供所述参考电压。
10.根据权利要求8所述的电源，其中所述稳压器包括开关稳压器。
11.根据权利要求8所述的电源，其中所述开关稳压器包括降压转换器。
12.根据权利要求11所述的电源，其中所述开关稳压器包括多相降压转换器。
13.根据权利要求11所述的电源，其中所述参考电压被提供给所述降压转换器的误差放大器的输入。
14.根据权利要求7所述的电源，进一步包括接收所述选择输入作为输入的比较器电路，所述比较器电路向所述数模转换器提供第一信号，使所述数模转换器将所述VID码转换为参考电压，并且进一步提供第二信号给所述多个VID输入比较器，以选择用于所述多个VID输入比较器的阈值电压。
15.根据权利要求14所述的电源，其中所述多个VID输入比较器进一步包括开关电路，该开关电路响应于所述第二信号来选择阈值电压。
16.根据权利要求5所述的电源，进一步包括OVP限制选择电路，该OVP限制选择电路包括响应于OVP参考电压和电源的输出电压的比较器，OVP参考电压由选择开关响应于选择输入而被选择。
17.一种向电力负载供电的方法，所述电力负载产生负载特征数据以确定由电源提供给电力负载的电源特征，所述方法包括：
响应于用于设置电源特征的参考电压而产生输出电压，该输出电压被提供作为输入电压用来向电力负载供电；以及
响应于电力负载的负载特征数据以及在多个电力负载类型中选择电力负载类型的选择输入来为稳压器产生参考信号，从而所述选择输入确定电力负载类型以使得负载特征数据能够被估计，以为所述稳压器产生参考信号。
18.根据权利要求17所述的方法，其中所述电力负载包括微处理器负载，并且所述多个电力负载类型包括多个微处理器负载类型。
19.根据权利要求17所述的方法，其中所述电源特征包括电源的输出电压，并且所述参考信号包括所述电压稳压器的参考电压。
20.根据权利要求17所述的方法，其中所述电源特征包括过电压保护限制，所述参考信号包括过电压保护限制电压。
21.根据权利要求17所述的方法，其中所述电力负载包括微处理器负载，并且所述多个电力负载类型包括多个微处理器负载类型，其中所述负载特征数据包括分别与多个微处理器负载类型之一相关的VID码，所述方法进一步包括：
接收选择输入，并且将数字输入VID码转换为参考电压。
22.根据权利要求21所述的方法，进一步包括：
提供多个VID输入比较器，该比较器以VID码的各个比特作为输入，用于将各比特分别与阈值电压进行比较。
23.根据权利要求21所述的方法，其中所述多个VID输入比较器中的每一个都具有一个与阈值电压相连的输入，以及与接收VID码输入的各个比特相连的第二输入，该方法进一步包括：响应于所述选择输入而从多个阈值电压中进行选择。
24.根据权利要求23所述的方法，其中在所述转换步骤之前，接收来自所述多个输入VID比较器的输入。
25.根据权利要求24所述的方法，进一步包括缓冲所述参考电压，并且向所述稳压器提供缓冲的参考电压。
26.根据权利要求24所述的方法，其中所述稳压器包括开关稳压器。
27.根据权利要求24所述的方法，其中所述开关稳压器包括降压转换器。
28.根据权利要求27所述的方法，其中所述开关稳压器包括多相降压转换器。
29.根据权利要求27所述的方法，进一步包括将参考电压提供给所述降压转换器的误差放大器的输入。
30.根据权利要求23所述的方法，进一步包括接收所述选择输入作为输入，提供第一信号使数模转换器将所述VID码转换为参考电压，进一步向所述多个VID输入比较器提供第二信号，为所述多个VID输入比较器选择阈值电压。
31.根据权利要求30所述的方法，进一步包括使用开关电路响应于所述第二信号来选择阈值电压。
32.根据权利要求20所述的方法，进一步包括响应于选择输入来为电源选择过电压保护限制。
33.一种用于为微处理器负载供电的电源，所述微处理器负载产生VID码以确定由电源提供给微处理器负载的输入电压，所述电源包括：
电压稳压器，用于产生作为输入电压用来向所述微处理器负载供电的输出电压，该电压稳压器响应于参考信号以设置所述输出电压；以及
为所述稳压器产生参考电压的VID控制电路，该VID控制电路响应于微处理器负载的数字VID码以及在多个微处理器负载类型中选择微处理器负载类型的选择输入，从而该选择输入确定微处理器负载的类型以使得VID控制电路能够估计VID码，以为所述稳压器产生参考电压。
34.根据权利要求33所述的电源，其中所述VID控制电路包括：
数模转换器，接收选择输入以将输入VID码转换为参考电压。
35.根据权利要求34所述的电源，其中所述VID控制电路进一步包括：
多个VID输入比较器，该比较器以VID码的各个比特作为输入，用于将各比特分别与阈值电压进行比较。
36.根据权利要求35所述的电源，其中所述多个VID输入比较器中的每一个都具有一个与阈值电压相连的输入，以及与接收VID码输入的各个比特相连的第二输入，其中从多个阈值电压中响应于所述选择输入来选择阈值电压。
37.根据权利要求36所述的电源，其中所述数模转换器接收来自所述多个VID输入比较器的输入。
38.根据权利要求37所述的电源，进一步包括缓冲电路，用于接收来自所述数模转换器的输出并且向所述稳压器提供所述参考电压。
39.根据权利要求37所述的电源，其中所述稳压器包括开关稳压器。
40.根据权利要求37所述的电源，其中所述开关稳压器包括降压转换器。
41.根据权利要求40所述的电源，其中所述开关稳压器包括多相降压转换器。
42.根据权利要求40所述的电源，其中所述参考电压被提供给所述降压转换器的误差放大器的输入。
43.根据权利要求36所述的电源，进一步包括接收所述选择输入作为输入的比较器电路，所述比较器电路向所述数模转换器提供第一信号，使所述数模转换器将所述VID码转换为参考电压，并且进一步提供第二信号给所述多个VID输入比较器，以选择用于所述多个VID输入比较器的阈值电压。
44.根据权利要求43所述的电源，其中所述多个VID输入比较器进一步包括开关电路，该开关电路响应于所述第二信号来选择阈值电压。
45.根据权利要求33所述的电源，进一步包括OVP限制选择电路，该OVP限制选择电路包括响应于OVP参考电压和电源的输出电压的比较器，OVP参考电压由选择开关响应于选择输入而被选择。
46.一种向微处理器负载供电的方法，所述微处理器负载产生VID码以确定由电源提供给微处理器负载的输入电压，所述方法包括：
响应于用于设置输出电压的参考电压而产生输出电压，该输出电压被提供作为输入电压用来向所述微处理器负载供电；以及
响应于来自微处理器负载的数字VID码以及用于在多个微处理器负载类型中选择微处理器负载类型的选择输入来为稳压器产生参考电压，从而该选择输入确定微处理器负载的类型以使得VID码能够被估计，以为稳压器产生参考电压。
47.根据权利要求46所述的方法，进一步包括：
接收选择输入，并且将数字输入VID码转换为参考电压。
48.根据权利要求47所述的方法，进一步包括：
提供多个VID输入比较器，该比较器以VID码的各个比特作为输入，用于将各比特分别与阈值电压进行比较。
49.根据权利要求47所述的方法，其中所述多个VID输入比较器中的每一个都具有一个与阈值电压相连的输入，以及与接收VID码输入的各个比特相连的第二输入，该方法进一步包括：响应于所述选择输入而从多个阈值电压中进行选择。
50.根据权利要求49所述的方法，其中在所述转换步骤之前，接收来自所述多个输入VID比较器的输入。
51.根据权利要求50所述的方法，进一步包括缓冲所述参考电压，并向所述稳压器提供缓冲的参考电压。
52.根据权利要求50所述的方法，其中所述稳压器包括开关稳压器。
53.根据权利要求50所述的方法，其中所述开关稳压器包括降压转换器。
54.根据权利要求53所述的方法，其中所述开关稳压器包括多相降压转换器。
55.根据权利要求53所述的方法，进一步包括将参考电压提供给所述降压转换器的误差放大器的输入。
56.根据权利要求49所述的方法，进一步包括接收所述选择输入作为输入，提供第一信号使数模转换器将所述VID码转换为参考电压，并进一步向所述多个VID输入比较器提供第二信号，以为所述多个VID输入比较器选择阈值电压。
57.根据权利要求56所述的方法，进一步包括使用开关电路响应于所述第二信号来选择阈值电压。
58.根据权利要求46所述的方法，进一步包括响应于选择输入来为电源选择过电压保护限制。
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