CN101040424A - 在多相变换器的相之间调节电流的方法和设备 - Google Patents

在多相变换器的相之间调节电流的方法和设备 Download PDF

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Abstract

一种多相DC－DC变换器，具有：第一串联电路，该第一串联电路包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处提供第一相电压；至少一个第二串联电路，该第二串联电路包括串联跨接耦合在输入电压两端的第三和第四输出晶体管，在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处提供第二相电压；用于所述第一相的第一输出电感；用于所述至少一个第二相的至少一个第二输出电感；输出电容；第一脉冲宽度调制器电路，包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一比较器的一个输入；至少一个第二脉冲宽度调制器电路，包括第二脉冲宽度调制器比较器和可变斜率斜波发生器，所述可变斜率斜波发生器提供可变斜率斜波信号给所述第二比较器的一个输入；误差放大器用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一和第二脉冲宽度调制器比较器的第二端；第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一串联电路提供的变换器的第一相的相电流；至少一个第二电流检测放大器，用于确定通过所述至少一个第二串联电路提供的变换器的至少一个第二相的相电流；以及至少一个分配调节放大器，用于从所述各个第一和第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述至少一个第二串联电路提供的电流，从而使所述第一和至少一个第二相提供的电流相等。

Description

在多相变换器的相之间调节电流的方法和设备
背景技术
本发明涉及电源，并且尤其涉及多相变换器电源，更加具体的说，涉及提供低电压、高电流的电源给例如笔记本和膝上电脑等便携式计算机设备的多相降压变换器电源。
多相降压变换器开关电源目前被用于为例如膝上电脑和笔记本等便携式计算机设备提供低电压、高电流、高效率的电源。
本发明涉及一种多相变换器电源，其中在两个或者更多相之间的电流被自动调节，从而多个相在提供电源给负载时自动调节分配。因此，本发明提供了一种方法和设备以允许多相降压变换器电源的多个相在提供电源给负载时均等分配。因此，根据本发明，如果在一个相中需要更高电流，本发明的设备会自动调节其他相位，从而提供给负载的电流被均等分配。类似的，如果某个相电流需求降低，则其他相位也相应降低。
在现有技术中，用于降压变换器电源的IR的X相变换器芯片是公知的。例如，IR 308X系列芯片是公知的。在该芯片系列中，控制芯片控制多个相芯片。各个相芯片驱动耦合到DC输出总线的多相变换器的单个相。对于两相或者三相变换器，则分别使用两相或者三相芯片。然而，对于两相或者三相变换器，使用集成电路产生了超过需求的复杂度，并且需要使用多个芯片。使用多个芯片为具有多个相的变换器提供了灵活性，但是对于两相或者三相变换器并不需要。特别地，X相系列中的各个集成电路包括电流分配调节放大器以确保各个相均等分配电流。对于两相或者三相变换器，需要一种更简单的系统以确保多相分配电流。特别地，需要减少实现电流分配的误差放大器的数量并且减少芯片数量。
发明内容
因此，本发明的一个目标是提供一种系统以确保多相变换器中各个相的电流被均等分配。
本发明的上述和其他目标通过多相DC-DC变换器而实现，所述变换器包括：第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被设置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；至少一个第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被配置在所述第二串联电路的第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的至少一个第二输出电感；耦合到所述输出电压端的输出电容；第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一PWM比较器的一个输入；至少一个第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述至少一个第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和可变斜率斜波发生器，所述可变斜率斜波发生器提供可变斜率斜波信号给所述第二PWM比较器的一个输入；误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一和第二PWM比较器的第二端；第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一串联电路提供的变换器的第一相的相电流；至少一个第二电流检测放大器，用于确定通过所述至少一个第二串联电路提供的变换器的至少一个第二相的相电流；以及至少一个分配调节放大器，用于从所述各个第一和至少一个第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述可变斜率斜波发生器提供的可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述至少一个第二串联电路提供的电流，从而使所述第一和至少一个第二相提供的电流相等。
本发明的目标还通过两相DC-DC变换器而实现，所述变换器包括：第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被配置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串连的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被配置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的第二输出电感；耦合到所述输出电压端的输出电容；第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一脉冲宽度调制器比较器的一个输入；第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和可变斜率斜波发生器，所述可变斜率斜波发生器提供可变斜率斜波信号给所述第二脉冲宽度调制器比较器的一个输入；误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一和第二脉冲宽度调制器比较器的第二端子；第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一和第二晶体管提供的所述变换器的第一相的相电流；第二电流检测放大器，用于确定通过所述第三和第四晶体管提供的所述变换器的第二相的相电流；以及分配调节放大器，用于从所述各个第一和第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述可变斜率斜波发生器提供的可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第三和第四晶体管提供的电流，从而使所述第一和第二相提供的电流相等。
本发明的目标进一步通过一种在多相变换器的输出相之间均衡负载电流的方法而实现，其中所述变换器包括：第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被配置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；至少一个第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被配置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的至少一个第二输出电感；以及耦合到所述输出电压端的输出电容。所述方法包括：将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且提供误差放大器输出电压给所述各个第一和至少一个第二脉冲宽度调制器比较器；通过所述第一脉冲宽度调制器比较器将第一固定斜率斜波信号与所述误差放大器输出相比较；通过所述至少一个第二脉冲宽度调制器比较器将可变斜率斜波信号与误差放大器输出相比较；确定通过所述第一串联电路提供的变换器的第一相的相电流；确定通过所述至少一个第二串联电路提供的变换器的至少一个第二相的相电流；以及响应于在所述第一相和至少一个第二相的确定的电流，调节所述可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述至少一个第二串联电路提供的电流，从而使所述第一和至少一个第二相提供的电流相等。
本发明的目标还通过三相DC-DC变换器而实现，所述变换器包括：第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被配置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被配置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；第三串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第五和第六输出晶体管，具有第三相电压的第三输出端被配置在所述第五和第六晶体管之间的第三公共连接处；耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的第二输出电感；耦合在所述第三输出端和所述变换器的输出电压端之间的第三输出电感；耦合到所述输出电压端的输出电容；第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一脉冲宽度调制器比较器的一个输入；第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和第一可变斜率斜波发生器，所述第一可变斜率斜波发生器提供第一可变斜率斜波信号给所述第二脉冲宽度调制器比较器的一个输入；第三脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第五和第六晶体管，所述第三脉冲宽度调制器电路包括第三脉冲宽度调制器比较器和第二可变斜率斜波发生器，所述第二可变斜率斜波发生器提供第二可变斜率斜波信号给所述第三脉冲宽度调制器比较器的一个输入；误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一、第二和第三脉冲宽度调制器比较器的第二端；第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一和第二晶体管提供的变换器的第一相的相电流；第二电流检测放大器，用于确定通过所述第三和第四晶体管提供的变换器的第二相的相电流；第三电流检测放大器，用于确定通过所述第五和第六晶体管提供的变换器的第三相的相电流；第一分配调节放大器用于从所述各个第一和第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述第一可变斜率斜波发生器提供的第一可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第三和第四晶体管提供的电流，第二分配调节放大器用于从所述第一和第三电流检测放大器接收输出，并且调节由所述第二可变斜率斜波发生器提供的第二可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第五和第六晶体管提供的电流，从而使所述第一、第二和第三相提供的电流相等。
本发明的其他特征和优点通过下面的参考附图的详细描述可以更加明白。
附图说明
下面参考附图更加详细的描述本发明，其中：
图1显示了两相变换器，特别是用于提供电源给例如膝上电脑的便携式计算机的总体示意图；
图2显示了两相变换器的框图；
图3显示了图2所示电路的波形；
图4显示了图2所示电路的进一步的波形；以及
图5显示了采用本发明的三相变换器的框图。
具体实施方式
参考图1，其中显示了两相降压变换器的框图。控制芯片10，其框图在图2中更加详细显示，接收多个数字输入VID0-VID5，在图1中表示为12。VID输入是从被供电的微处理器接受的，并且是在不同条件下设置变换器的电压输出的数字比特。例如，对于Intel VR10芯片，输出电压依赖于VID0至VID5上的数字比特的设置而在0.8375V和1.6000V之间变化，这是由芯片制造商确定的。引脚VIN_SEL被用于指示哪个处理器芯片正在被供电，这样使得控制芯片10可以解译VID代码。例如，如果VID SEL被接地，则处理器芯片为INTEL VR10，并且VID代码将被解译以提供适当电压给这种芯片。如果VID_SEL为VCC，则处理器为AMD ATHLON。如果VID_SEL保持开路，则处理器为AMD HAMMER。对于ANTHLON芯片，Vout范围是1.100至1.850V。对于AMD HAMMER芯片，VOUT范围是0.800至1.550V。对于所有三种处理器，当所有VID比特为1时，VOUT被禁用或者关闭。
从适当的电源，通常为电池或者AC-DC转换器/整流器，在VIN提供电力。控制芯片10具有输出GATE H1和GATE L1以分别驱动表示为14的多相变换器的第一相的高端和低端晶体管。晶体管H1是高端晶体管并且晶体管L2为低端晶体管。
输出GATE H2和GATE L2驱动包括高端晶体管H2和低端晶体管L2的第二相16。各组晶体管设置在半桥结构中，并且其公共连接处被提供给各个输出电感L10和L20。电感L10和L20的另一端在公共输出节点VOUT+耦合在一起。在跨接耦合在VOUT+和接地(VOUT-)之间的输出电容COUT两端提供输出。
输出电压在VOUTSNS+和VOUTSNS-之间检测，VOUTSNS+和VOUTSNS-分别提供给控制芯片10的反馈FB输入和VOSNS-输入。在输入CSINP1和CSINP2分别提供各个相的电流检测。电流是通过无损平均电感电流检测而检测的。相1的串联电阻RCS1和电容CCS1串联跨接在电感L10的两端。电容两端电压被检测。选择电阻RCS1和电容CCS1使得RCS1和CCS1的时间常数等于电感的时间常数，即L10的电感值除以电感的DC电阻值。当两个时间常数匹配时，CCS1两端的电压正比于L10中的电流，并且检测电路可以被认为是仅使用了值为RL(L10的DC电阻值)的检测电阻。时间常数的不匹配不会影响电感DC电流的测量，但是影响电感电流的AC成分。通过高端或者低端检测而检测电感电流的优点在于检测传送给负载的实际输出电流而不是转换电流的峰值或者采样信息。输出电压可以基于实时信息而定位以满足负载线。除了检测电阻与电感串联，这是唯一支持单周期瞬态响应的检测方法。其他方法在负载增加(低端检测)或者负载降低(高端检测)时不提供信息。相2具有检测电阻RCS2和电容CCS2并且按照相同方式工作。
控制芯片10的框图在图2中更加详细显示。使用具有后缘调制的电压模式控制。在电压控制回路中使用高增益宽带宽电压型误差放大器50。在输入FB处提供输出电压检测，并且提供给误差放大器的反相输入。另一个非反相输入耦合到电压参考VDAC，VDAC是通过以上参考图1显示并且描述的VID和VID_SEL设置的。图1中的VID_SEL引脚被显示为接地以对应于Intel VR10芯片。对于其他处理器，例如AMD HAMMER或者ATHLON处理器，VID_SEL引脚连接到不同电位或者保持开路。对于AMD HAMMER处理器，VID_SEL开路。对于AMD ATHLON芯片，VID_SEL连接到VCC。VDAC的设置将确定误差放大器50的参考电压VDAC，由此设置输出电压。
控制芯片10包括振荡器60，可以使用外部电阻ROSC编程。振荡器产生内部50％占空比锯齿信号，如图3A所示。图3A中的50％占空比锯齿信号被用于产生两个180°相异的定时脉冲信号，该信号设置相1和相2的RS双稳态多谐振荡器70和80。定时脉冲如图3B和3C所示，并且在图2中表示为CLK1和CLK2。
参考图2和图3，各个双稳态多谐振荡器70和80一旦接收到时钟脉冲即被设置。而且，各个斜波电压在各个PWM比较器90和100的非反相输入处被提供。误差放大器50的输出被提供给各个PWM比较器的反相输入。由通过电容110从电流源IROSC/2电流充电提供的固定斜率斜波电压被提供给PWM比较器90。当双稳态多谐振荡器70被设置时，低端开关L1被关断并且高端开关H1被开启。同时见图4A、C和D。跨接在电容110上的开关SW1被双稳态多谐振荡器70的QB输出打开，允许电容110开始充电以提供斜波电压给PWM比较器90。同样地，在双稳态多谐振荡器80控制的另一个相中，一旦接收到时钟脉冲，则低端驱动器被关断并且高端驱动器被开启，并且在开关SW2被双稳态多谐振荡器80的QB输出打开时，电容120开始充电。
对于相1，电容110由正比于开关频率的电流源充电，所述开关频率由大约57毫伏/百分之一占空比的比例的固定斜率斜波而确定。例如，稳态工作开关模式占空比为10％，并且内部斜波幅度从起始点至斜波穿过误差放大器EAOUT的输出电压的时间为止通常为570毫伏，如图3D所示。在图3D中，提供给PWM比较器90的非反相输入的固定斜率斜波信号显示在图中的第一和第三区域。
相反地，如图3D所示的第二和第四区域的可变斜率斜波电压被提供给第二相的PWM比较器100，下面将进一步详细描述。对于相1，当PWM斜波电压超过误差放大器输出电压时，双稳态多谐振荡器70被复位。这样关断高端开关H1并且开启低端开关L1，并且将PWM斜波放电至0.7V直到下一次时钟脉冲。相2的双稳态多谐振荡器80和比较器100按照类似方式工作，然而如下所述，提供给比较器100的非反相输入的斜波信号的斜率是可变的。
各个双稳态多谐振荡器70、80是复位优先的，响应于负载下降而允许两个相在数十纳秒内变为零占空比。相可以部分重叠并且响应于负载上升通过时钟电压的开启而变为100％占空比。大于PWM比较器的共模输入范围的误差放大器输出电压导致100％占空比而不管PWM斜波的电压。这种结构确保误差放大器50总能被控制并且在需要时要求0-100％的占空比。它还支持对负载下降的响应，该降低与多数系统的低输出输入电压比率的相适应。电感电流响应于负载瞬态变化的增加比降低快得多。
这种控制方式设计为提供单周期瞬态响应，其中在单一开关周期内电感电流响应负载瞬态而改变，最大化电源效率并且最小化输出电容需求。
如上所述，比较器90和100的斜波信号不同。PWM比较器90接收如图3D所示的I和III区域的固定斜率斜波电压。相反地，PMW比较器100在其非反相输入接收如图3D所示的II和IV区域的可变斜率斜波电压。这种可变斜率斜波电压是响应于输入CSINP1和CSINP2通过分配调节误差放大器130而调节的。
两相之间的电流分配是通过主-从电流分配回路拓扑而实现的。相1的电流检测放大器140的输出设置分配调节误差放大器130的可变参考。然后分配调节误差放大器通过调节PWM斜波2的斜率而调节PWM斜波2的占空比，如图3D中虚线所示，从而强制分配调节放大器的输入误差为零，使得在两相之间获得精确的电流分配。
斜波2的最大和最小占空比调节范围与优选实施例中的斜率斜波1相比被限制于0.5X和2.0X的主控或者固定斜率斜波(相1)信号。这是通过提供给如图3D所示的相2的PWM比较器100的斜波电压的斜率而显示。最小占空比是通过图3D中的具有最大斜率的斜波信号显示的。最大占空比是通过图3D中的具有最小斜率的斜波信号显示的。
电流分配回路的分频频率可以通过SCOMP输入端的电容编程以使得分配回路不与输出电压回路互相影响。SCOMP电容是通过跨导级驱动的，所述跨导级能够灌(sourcing)和拉(sinking)25微安的电流。斜波2的占空比反比跟踪SCOMP引脚上的电压。如果电压SCOMP增加，则提供给PWM比较器100也就是相2比较器的斜波的斜率将增加，并且各个占空比将降低，导致相2的输出电流的降低。由于有限的25微安灌电流，SCOMP预充电电路包含预处理V(SCOMP)从而提供给PWM比较器100的斜波信号的占空比在提供任何栅极脉冲给高端晶体管之前等于斜波1的占空比。
如图2和图3所示，固定斜波从电流源IROSC/2充电。可变斜率斜波在IROSC充电，但是通过可变电流阱190分流，所述电流阱190在0至IROSCx3/4的范围内分流电流。因此，充电电容120的电流的范围是从IROSC至IROSC/4，也就是从固定斜率斜波发生器电路中的电容110的充电率的2X至1/2。
图4显示了第一相的各种条件下的PWM工作波形。第二相是类似的，除了PWM斜波2与PWM斜波1不同，具有可变斜率。CLK1脉冲被显示为提供给双稳态多谐振荡器70。各种负载条件下的误差放大器50输出电压EAOUT如图4B所示。如图4B的左侧部分所示，当PWM比较器90的斜波电压(此处表示为PWM斜波1)等于误差放大器50输出电压时，高端晶体管被关断并且低端晶体管被开启，如图4C和4D所示。在下一个时钟脉冲(CLK1)时，误差放大器输出提高，表示输出电压由于更高的电流需求而下降。因此，仅当斜波电压提高到更高电平之后斜波电压等于误差放大器电压。这样可以确保高端晶体管具有更高的占空比，即脉冲宽度如图4C所示更长，由此提高提供给相1电感的输出电流。相应地，低端晶体管如图4D所示将在更长的时间周期内保持关断。
在第三时钟脉冲，如图4所示，误差放大器输入近似为零，由此表示电流需求降低或者出现错误。如果误差放大器的输出电压降低到0.55伏以下，则零百分比占空比比较器160(图2)也会关断低端晶体管。如图所示，高端晶体管在此周期中也关断。
在如图4所示的第四时钟脉冲，误差放大器输出电压再次提高，并且斜波如图4B所示，栅极驱动如图4C和4D所示。
如图3C所示，本发明的电路允许通过调节至少一个而并非所有的PWM比较器的斜波电压的斜率而分配电流。对于两相变换器，仅调节一个相的斜波的斜率。对于三相变换器，调节两个斜波的斜率。在非反相输入处提供给第一比较器90的斜波的斜率如图3D中固定斜波1所示保持恒定。例如，如果相1中需要的电流增加，这会在电阻RCS1和CCS1的节点处被检测到。增加后的电流会在放大器140的非反相输入处反映出来，通过加法级170叠加到电压VDAC。加法级170的增加后的输出被提供给分配调节误差放大器130的非反相输入，提高了分配调节误差放大器的输出。这会提高通过电流源190提供的电流，分流电容120的电流，从而增加了电容120充电所需时间。如图3D所示斜率会通过具有更长占空比的斜波2波形而变平。这样会导致PWM比较器100的输出在更长时间内保持为低，从而确保双稳态多谐振荡器80保持设置，保持高端晶体管H2开启更长时间周期，从而提高第二相的电流。因此，第二相匹配第一相所需的增加的电流。随着第二相电流增加，第一相通过降低两个相电流直到相等而补偿。这是因为随着第二相提供的电流增加，误差放大器输出也会降低。
类似地，如果通过第二电压CSINP2检测到的第二相中的电流增加，则放大器150的输出会增加，因此分配调节误差放大器130的反相输入增加，降低分配调节误差放大器的输出。这会降低通过电流源190分流的电流，允许电容120更快充电，因此斜波2电压如图3D所示具有更高斜率。因此，PWM比较器输出可以更快的变高，复位双稳态多谐振荡器80，由此关断高端晶体管H2，从而降低通过第二相提供的电流。同时，误差放大器50输出增加，从而提高两个相的高端晶体管的开启时间。为了补偿通过降低后的斜波2斜率导致的电流降低，第一相会提供电流以匹配通过第二相提供的降低的电流。通过两个相提供的电流将被驱动以使得分配调节误差放大器输入两端的误差被驱动至零。
相反地，如果相1中的电流降低，则放大器130的非反相输入会降低，导致放大器130的输出降低，使得电容120更快地充电，更快地关断相2的高端晶体管，降低相2电流以匹配相1。
如果相2中的电流降低，则放大器130的反相输入处的电压会降低，导致电容120更慢地充电，提高通过相2晶体管提供的电流。相1晶体管通过降低其提供的电流以匹配相2晶体管而进行补偿。一旦放大器130的输入相等，则输出相电流相等。
在所有情况中，尽管误差放大器50的输出跟踪输出电流需求(当输出电流需求增加时增加，并且当输出电流需求降低时降低)，分配调节放大器130使多个相位中的电流相等。因此，尽管误差放大器50根据负载需要而提高或者降低所有相中的电流，分配调节放大器可以提高或者降低利用可变斜率斜波信号驱动PWM比较器的相提供的电流，从而使所有相位中的负载电流相等。
使用自适应电压定位以降低负载瞬态期间输出电压变化以及在负载牵引最大电流时降低负载功耗。与电压定位相关的电路如图2所示。电阻RFB连接在误差放大器50的反相输入(引脚FB)和变换器输出电压之间。内部电流源200从FB引脚引出电流，该电流源的值通过对振荡器频率编程的相同外部电阻RROSC而被编程。FB偏置电流在RFB两端产生定位电压降，强制变换器的输出电压降低至V(VDAC)-I(FB)*RFB，从而保持误差放大器50输入的平衡。RFB被选择为对低于DAC电压的固定偏移电压需求量进行编程。
VDRP引脚的电压是相电流检测放大器140和150的平均，并且表示VDAC电压和所有相的电感电流平均值的和。VDRP引脚通过电阻RDRP连接到FB引脚。误差放大器50通过电源回路强制RB引脚上的电压等于VDAC。因此，经过RDRP的电流等于(VDRP-VDAC)/RDRP。随着负载电流提高，VDRP电压相应地提高，导致RFB电流提高，进一步将输出受控电压定位为更低，从而使得输出电压降低正比于负载电流增加。变换器的下降阻抗(droop impedance)或者输出阻抗可以通过电阻RDRP而编程。变换器输出阻抗的偏移和斜率独立于VDAC电压。
AMD规定可接受的电源调节窗口在AMD的规范VID表的电压的±50mV内。VID表的电压可以从芯片制造商的说明书中获得。Intel VR-10.0规定了绝对最大电源电压下的VID表的电压。为了具有所有三种DAC选项，HAMMER和ATHLON DAC输出电压被预定位为比AMD规范中所列出电压高50mV。在测试期间，串联电阻置于EAOUT和FB之间以抵消数字模拟转换器的附加50mV。FB偏置电流等于IROSC，产生50mV的抵消电压。通过电路中所述50mV抵消电阻监视V(EAOUT)而调整VDAC电压也修正了FB偏置电流中的误差。
VDRP引脚电压表示变换器的平均电流加上DAC电压。负载电流可以通过将VDRP电压减去VDAC电压而获得。
尽管参考两相变换器描述了本发明，本发明也可以应用到超过两相。例如，图5显示了将本发明用于在三相变换器调节三个相之间的分配电流。使用了两个分配调节放大器，每个调节一个可变斜率斜波发生器，其中分别包括电容120和220。分配调节放大器130从电流检测放大器170和180从相1和2接收输入。分配调节放大器230从电流检测放大器170和290从相1和3接收输入。这样，分配调节放大器130均衡相1和2，并且分配调节放大器230均衡相1和3，由此使所有相位中的电流相等。在两相变换器中的第一相采用固定斜率斜波发生器。
尽管参考特定实施例描述了本发明，各种其他变化和修改以及其他使用对于本领域技术人员来说是显见的。因此，本发明并不限于在此公开的特定内容，而是仅由所附权利要求限制。

Claims (21)

1.一种多相DC-DC变换器，包括：
第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被设置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；
至少一个第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被设置在所述至少一个第二串联电路的第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；
耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；
耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的至少一个第二输出电感；
耦合到所述输出电压端的输出电容；
第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
至少一个第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述至少一个第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和可变斜率斜波发生器，所述可变斜率斜波发生器提供可变斜率斜波信号给所述第二脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一和第二脉冲宽度调制器比较器的第二端；
第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一串联电路提供的变换器的第一相的相电流；
至少一个第二电流检测放大器，用于确定通过所述至少一个第二串联电路提供的变换器的至少一个第二相的相电流；以及
至少一个分配调节放大器，用于从所述各个第一和至少一个第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述可变斜率斜波发生器提供的可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述至少一个第二串联电路提供的电流，从而使所述第一和至少一个第二相提供的电流相等。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中所述至少一个分配调节误差放大器具有第一和第二输入，所述第一和第二电流检测放大器分别提供输出给所述第一和第二输入。
3.根据权利要求1所述的变换器，其中所述固定斜率斜波发生器包括对第一电容充电的第一电流源。
4.根据权利要求3所述的变换器，其中所述可变斜率斜波发生器包括对第二电容充电的第二电流源以及从所述第二电容分流电流的可变电流源，从而改变所述第二电容充电的速率，由此改变所述可变斜率斜波信号的斜率。
5.根据权利要求4所述的变换器，其进一步包括跨接耦合在所述第一电容两端的第一开关电路，所述开关电路用于启动所述第一电容的充电。
6.根据权利要求5所述的变换器，其进一步包括跨接耦合在所述第二电容两端的第二开关电路，所述第二开关电路用于启动所述第二电容的充电。
7.根据权利要求4所述的变换器，其中所述第二电流源产生第二电流，并且所述第一电流源产生等于所述第二电流一半的第一电流，并且所述可变电流源响应于所述分配调节误差放大器的输出而在零至所述第二电流的四分之三之间的范围内从所述第二电流源分流受控电流。
8.一种两相DC-DC变换器，包括：
第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被设置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；
第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被设置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；
耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；
耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的第二输出电感；
耦合到所述输出电压端的输出电容；
第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和可变斜率斜波发生器，所述可变斜率斜波发生器提供可变斜率斜波信号给所述第二脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一和第二脉冲宽度调制器比较器的第二端；
第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一和第二晶体管提供的所述变换器的第一相的相电流；
第二电流检测放大器，用于确定通过所述第三和第四晶体管提供的所述变换器的第二相的相电流；以及
分配调节放大器，用于从所述各个第一和第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述可变斜率斜波发生器提供的可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第三和第四晶体管提供的电流，从而使所述第一和第二相提供的电流相等。
9.根据权利要求8所述的变换器，其中所述分配调节误差放大器具有第一和第二输入，所述第一和第二电流检测放大器分别提供输出给所述第一和第二输入。
10.根据权利要求8所述的变换器，其中所述固定斜率斜波发生器包括对第一电容充电的第一电流源。
11.根据权利要求10所述的变换器，其中所述可变斜率斜波发生器包括对第二电容充电的第二电流源以及从所述第二电容分流电流的可变电流源，从而改变所述第二电容充电的速率，由此改变所述可变斜率斜波信号的斜率。
12.根据权利要求11所述的变换器，其进一步包括跨接耦合在所述第一电容两端的第一开关电路，所述开关电路用于启动所述第一电容的充电。
13.根据权利要求12所述的变换器，其进一步包括跨接耦合在所述第二电容两端的第二开关电路，所述第二开关电路用于启动所述第二电容的充电。
14.根据权利要求11所述的变换器，其中所述第二电流源产生第二电流，并且所述第一电流源产生等于所述第二电流一半的第一电流，并且所述可变电流源响应于所述分配调节误差放大器的输出而在零至所述第二电流的四分之三之间的范围内从所述第二电流源分流受控电流。
15.一种在多相变换器的输出相之间均衡负载电流的方法，其中所述变换器包括：第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被设置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；至少一个第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被设置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的至少一个第二输出电感；以及耦合到所述输出电压端的输出电容；
所述方法包括：
将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且提供误差放大器输出电压给所述各个第一和至少一个第二脉冲宽度调制器比较器；
通过所述第一脉冲宽度调制器比较器将第一固定斜率斜波信号与所述误差放大器输出相比较；
通过所述至少一个第二脉冲宽度调制器比较器将可变斜率斜波信号与误差放大器输出相比较；
确定通过所述第一串联电路提供的变换器的第一相的相电流；
确定通过所述至少一个第二串联电路提供的变换器的至少一个第二相的相电流；以及
响应于在所述第一相和至少一个第二相中确定的电流，调节所述可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述至少一个第二串联电路提供的电流，从而使所述第一和至少一个第二相提供的电流相等。
16.根据权利要求15所述的方法，其进一步包括通过从第一电流源对第一电容充电而产生所述固定斜率斜波信号。
17.根据权利要求16所述的方法，其进一步包括通过从第二电流源对第二电容充电而产生所述可变斜率斜波信号，并且提供可变电流源以从所述第二电容分流电流，从而改变所述第二电容充电的速率，由此改变所述可变斜率斜波信号的斜率。
18.根据权利要求17所述的方法，其进一步包括操作跨接耦合在所述第一电容两端的第一开关电路以启动所述第一电容的充电。
19.根据权利要求18所述的方法，其进一步包括操作跨接耦合在所述第二电容两端的第二开关电路以启动所述第二电容的充电。
20.根据权利要求17所述的方法，其中所述第二电流源产生第二电流，并且所述第一电流源产生等于所述第二电流一半的第一电流，并且所述可变电流源从所述第二电流源分流出在零至所述第二电流的四分之三之间的范围内的受控电流。
21.一种三相DC-DC变换器，包括：
第一串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的第一和第二输出晶体管，具有第一相电压的第一输出端被设置在所述第一和第二晶体管之间的第一公共连接处；
第二串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第三和第四输出晶体管，具有第二相电压的第二输出端被设置在所述第三和第四晶体管之间的第二公共连接处；
第三串联电路，包括跨接耦合在输入电压两端的串联的第五和第六输出晶体管，具有第三相电压的第三输出端被设置在所述第五和第六晶体管之间的第三公共连接处；
耦合在所述第一输出端和所述变换器的输出电压端之间的第一输出电感；
耦合在所述第二输出端和所述变换器的输出电压端之间的第二输出电感；
耦合在所述第三输出端和所述变换器的输出电压端之间的第三输出电感；
耦合到所述输出电压端的输出电容；
第一脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第一和第二晶体管，所述第一脉冲宽度调制器电路包括第一脉冲宽度调制器比较器和第一固定斜率斜波发生器，所述第一固定斜率斜波发生器提供固定斜率斜波信号给所述第一脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
第二脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第三和第四晶体管，所述第二脉冲宽度调制器电路包括第二脉冲宽度调制器比较器和第一可变斜率斜波发生器，所述第一可变斜率斜波发生器提供第一可变斜率斜波信号给所述第二脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
第三脉冲宽度调制器电路，用于驱动所述第五和第六晶体管，所述第三脉冲宽度调制器电路包括第三脉冲宽度调制器比较器和第二可变斜率斜波发生器，所述第二可变斜率斜波发生器提供第二可变斜率斜波信号给所述第三脉冲宽度调制器比较器的一个输入；
误差放大器，用于将所述变换器的输出电压与参考电压相比较，并且分别提供误差放大器输出电压给所述各个第一、第二和第三脉冲宽度调制器比较器的第二端；
第一电流检测放大器，用于确定通过所述第一和第二晶体管提供的变换器的第一相的相电流；
第二电流检测放大器，用于确定通过所述第三和第四晶体管提供的变换器的第二相的相电流；以及
第三电流检测放大器，用于确定通过所述第五和第六晶体管提供的变换器的第三相的相电流；
第一分配调节放大器，用于从所述各个第一和第二电流检测放大器接收输出，并且调节由所述第一可变斜率斜波发生器提供的第一可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第三和第四晶体管提供的电流；
第二分配调节放大器用于从所述各个第一和第三电流检测放大器接收输出，并且调节由所述第二可变斜率斜波发生器提供的第二可变斜率斜波信号的斜率以调节由所述第五和第六晶体管提供的电流，从而使所述第一、第二和第三相提供的电流相等。
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