CN101202510A - 测量与调节连续电流模式电力转换器输出电流的控制电路 - Google Patents

Abstract

一种控制电路，用以测量与调节电力转换器的输出电流。所述电力转换器是在连续电流模式下操作的。检测电路，经由检测一电感组件的切换电流来产生连续电流信号与峰值电流信号。集成电路，响应所述连续电流信号、峰值电流信号与切换信号的截止时间而产生平均电流信号。切换控制电路响应该平均电流信号而产生切换信号。切换信号经耦接以切换该电感组件，以及调节该电力转换器的输出电流。集成电路的时间常数与切换信号的切换周期相关联，因此平均电流信号将与输出电流成比例。

Description

测量与调节连续电流模式电力转换器输出电流的控制电路

技术领域

本发明涉及一种电力转换器，特别是涉及该电力转换器的控制电路。

背景技术

目前已有多种电力转换器被广泛应用以提供稳定电压与电流。为了降低电力转换器的组件数量与成本，提出了初级侧控制技术(primary-sidecontrol technologies)，例如由Yang，et al发表的美国专利第7,016,204号“初级侧控制电源转换器的闭回脉宽调制控制器(Close-loop PWM controller forprimary-side controlled power converters)”，由Yang，et al发表的美国专利第7,061,225号“测量电源转换器初级侧输出电流的装置及其方法(Apparatusand method thereof for measuring output current from primary side of powerconverter)”等等。但是，这些先前技术是研发以适用于非连续电流模式(discontinuous current mode，DCM)下的操作，在非连续电流模式下操作可导致电源转换器的电力效率的降低。在Yang发表的美国专利第5,903,452号“电流模式电力转换器的自适应倾斜补偿器(Adaptive slope compensatorfor current mode power converters)”中可找到关于非连续电流模式与连续电流模式(continuous current mode，CCM)的叙述。

因此，开发一种能够在连续电流模式下操作以实现电力转换器的高电力效率的输出电流控制电路更显重要。

发明内容

本发明提供一种测量与调节电力转换器的输出电流的控制电路，这种控制电路在连续电流模式下操作。一检测电路借助检测一变压器的切换电流来产生连续电流信号与峰值电流信号。一集成电路响应连续电流信号、峰值电流信号以及切换信号的截止时间而产生平均电流信号。一切换控制电路响应平均电流信号以产生切换信号。该切换信号经耦接以切换该变压器以及调节电力转换器的输出电流。切换控制电路还包括一振荡器，以产生振荡信号来决定切换信号的切换频率。集成电路的时间常数与切换信号的切换周期相关联。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，并可依照说明书的内容予以实施，以下以本发明的较佳实施例并配合附图详细说明如后。

附图说明

图1是电力转换器的示意图。

图2是常规电力转换器在连续电流模式下操作的主要波形。

图3是根据本发明所提出的实施例中测量与调节电力转换器的输出电流的控制电路。

图4是根据本发明所提出的实施例中取样电路的电路示意图。

图5是根据本发明所提出的实施例中峰值检测器的电路示意图。

图6是根据本发明所提出的实施例中取样电路的控制信号波形。

图7是根据本发明所提出的实施例中集成电路的电路示意图。

图8是根据本发明所提出的实施例中振荡器的电路示意图。

具体实施方式

请参照图1，其绘示为一种电力转换器。该电力转换器包括一电感组件10，在本发明所提出的一实施例中该电感组件10是变压器，其具有初级侧绕组N_P与次级侧绕组N_S。为了调节电力转换器的输出电流I_O，控制电路70产生一切换信号V_G以经由一晶体管20来切换变压器10。当切换信号V_G启用(接通)时，初级侧切换电流I_P产生。请参照图2，初级侧切换电流I_P的峰值I_PA由等式(1)给出：

$I_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}----------------------\left(1\right)$

其中V_IN是施加于变压器10上的输入电压，L_P是变压器10的初级侧绕组N_P的电感值，T_ON是切换信号V_G的接通持续时间。

一旦切换信号V_G禁用(断开)，变压器10中储存的能量就会传递到变压器10的次级侧，且经由一整流器40传递到电力转换器的输出。次级侧切换电流I_S的峰值I_SA可由等式(2)给出：

$I_{\mathrm{SA}}=\frac{(V_O+V_F)}{L_S}\×T_{\mathrm{DS}}------------------------\left(2\right)$

其中V_O是电力转换器的输出电压，V_F是整流器40两端的正向电压降，L_S是变压器10次级侧绕组N_S的电感值，以及T_DS是在非连续电流模式下次级侧切换电流I_S的放电时间。

电力转换器的非连续电流模式的特征在于：变压器10中的能量在下一切换周期开始之前完全释放。连续电流模式的特征在于：变压器10中的能量在下一切换周期开始时还没有完全释放。图2是电力转换器在连续电流模式下操作的波形。连续电流模式下的初级侧切换电流I_P的峰值I_P(PEAK)由等式(4)、(5)给出：

I_P(PEAK)＝I_PA+I_PB---------------------------------------------------------(4)

$I_{\mathrm{PA}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L_P}\×T_{\mathrm{ON}}--------------------------\left(5\right)$

其中I_PB表示变压器10中储存的能量。

一旦切换信号V_G禁用，变压器10中储存的能量就会传递到变压器10的次级侧。次级侧切换电流I_S取决于初级侧切换电流I_P与变压器10的绕组匝数。次级侧切换电流I_S的峰值I_S(PEAK)可由等式(6)给出：

$I_{S\left(\mathrm{PEAK}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}{I}_{P\left(\mathrm{PEAK}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}(I_{\mathrm{PA}}+I_{\mathrm{PB}})--------------------\left(6\right)$

其中T_NP是变压器10初级侧绕组N_P的绕组匝数，且T_NS是变压器10次级侧绕组N_S的绕组匝数。

请参照图1，电流感测电阻器30从晶体管20的源极耦接到接地参考端，以将切换电流I_P转换为耦接到控制电路70的切换电流信号V_S。

请参照图3，其绘示为依据本发明一实施例的控制电路70的示意图。一检测电路300包括一取样电路350与一峰值检测器450，该检测电路300经由测量该切换电流信号V_S来分别产生连续电流信号V_A与峰值电流信号V_B。一振荡器200产生振荡信号PLS来决定切换信号V_G的切换频率。一集成电路500将连续电流信号V_A、峰值电流信号V_B与切换信号V_G的截止时间T_OFF相整合，以产生平均电流信号V_I。该平均电流信号V_I为响应连续电流信号V_A与峰值电流信号V_B而产生。集成电路500的时间常数与切换信号V_G的切换周期T相关联。因此平均电流信号V_I正比于电力转换器的输出电流I_O。

一切换控制电路100包括一具有一参考电压V_R的误差放大器71以用于输出电流控制。切换控制电路100还包括一比较器75搭配一触发器95、一反相器93以及一与门92，以响应误差放大器7 1的输出而控制切换信号V_G的脉宽。误差放大器71放大平均电流信号VI，且提供环路增益(loop gain)来控制输出电流。电流控制回路为由初级侧切换电流I_P的检测开始终至切换信号V_G的脉宽的调变。电流控制环路根据参考电压V_R来控制初级侧切换电流I_P的量值。如等式(6)所示，次级侧切换电流I_S是初级侧切换电流I_P的比值。请参照图3的波形，次级侧切换电流I_S的平均值代表电力转换器的输出电流I_O。电力转换器的输出电流I_O可表示为等式(7)：

$I_O=(I_{\mathrm{SB}}\×\frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T})+(I_{\mathrm{SA}}\×\frac{T_{\mathrm{OFF}}}{2T})---------------------\left(7\right)$

其中T_OFF表示连续电流模式下的切换信号V_G的截止时间。电源转换器的输出电流I_O于是得以调节。

初级侧切换电流I_P被转换为电流感测电阻器30两端的切换电流信号V_S。检测电路300检测该切换电流信号V_S，且产生连续电流信号V_A与峰值电流信号V_B。平均电流信号V_I可依据等式(8)设计给出：

$V_I=(V_A+\frac{V_B-V_A}{2})\×\frac{T_{\mathrm{OFF}}}{T_I}-----------------------\left(8\right)$

其中

$V_B=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×(I_{\mathrm{SA}}+I_{\mathrm{SB}})--------------------\left(9\right)$

$V_A=\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_{\mathrm{SB}}-------------------------\left(10\right)$

其中T_I是集成电路500的时间常数。

请参照等式(7)～(10)，平均电流信号V_I可改写为等式(11)：

$V_I=\frac{T}{T_I}\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O----------------------\left(11\right)$

值得注意的是，平均电流信号V_I正比于电力转换器的输出电流I_O。当输出电流I_O一增大，平均电流信号V_I随之增大。然而，经由电流控制环路的调节，平均电流信号V_I的最大值受限于参考电压V_R的值。在电流控制环路的反馈控制下，最大输出电流I_O(MAX)可由等式(12)给出：

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×V_{R1}}{1+(G_A\×G_{\mathrm{SW}}\×\frac{R_S}{K})}-----------------\left(12\right)$

其中K是等于T_I/T的常数，V_R1是参考电压V_R的值，G_A是误差放大器71的增益，以及G_SW是交换电路的增益。

如果电流控制环路的环路增益较高(G_A×G_SW＞＞1)，则最大输出电流I_O(MAX)可由等式(13)给出：

$I_{O\left(\mathrm{MAX}\right)}=K\×\frac{T_{\mathrm{NP}}}{T_{\mathrm{NS}}}\×\frac{V_{R1}}{R_S}------------------\left(13\right)$

如此一来，电力转换器的最大输出电流I_O(MAX)将根据参考电压V_R而调节为恒定电流。

振荡信号PLS经由反相器93来设定D型触发器95。D型触发器95的输出耦接到与门92的第一输入。与门92的第二输入耦接到反相器93的输出。与门92的输出产生切换信号V_G。比较器75的输出复位D型触发器95。比较器75的正输入耦接到误差放大器71的输出。振荡器200所提供的斜坡信号RMP被供应到比较器75的负输入。比较器75的输出可复位D型触发器95来缩短切换信号V_G的脉宽，以调节输出电压V_O与输出电流I_O。

图4是取样电路350的电路示意图。开关351、352及353经耦接以接收该切换电流信号V_S。开关351连接到电容器361的第一端。电容器361的第二端连接到接地参考端。开关352连接到电容器362的第一端。电容器362的第二端经由开关372连接到接地参考端。电容器362与361形成电容器对(capacitor set)。开关353连接到第一电容器363的第一端。第一电容器363的第二端经由开关373连接到接地参考端。开关382连接于电容器362的第二端与电容器361的第一端之间。开关383连接于电容器362的第一端与第一电容器363的第一端之间。开关393连接于第一电容器363的第二端与第二电容器365的第一端之间。第二电容器365的第二端连接到接地参考端。当切换信号V_G启用(接通)时，开关351、352及372受控制信号S₁的控制以在第一周期中在电容器361、362两端产生第一取样信号V₁。开关353与373受控制信号S₂的控制以在第一电容器363两端产生第二取样信号V₂。开关382、383及393受控制信号S₅的控制以根据第一取样信号V₁与第二取样信号V₂来产生该连续电流信号V_A。该连续电流信号V_A可由等式(14)表示：

V_A＝V₁-(V₂-V₁)

V_A＝(2×V₁)-V₂-----------------------------------------------------(14)

连续电流信号V_A正比于如图2所示电流I_PB的量值。

图5是峰值检测器450的电路示意图。比较器451有一正输入，经耦接以接收该切换电流信号V_S。该切换电流信号V_S的量值正比于初级侧切换电流I_P的量值。电容器465是用来保持切换电流信号V_S的峰值。比较器451的负输入耦接到电容器465。施加一恒定电流源452来给电容器465充电。开关453耦接于恒定电流源452与电容器465之间。开关453是经由比较器451的输出而接通/断开。于是在电容器465两端产生峰值电压信号V₃，该峰值电压信号V₃正比于如图2所示的I_PA与I_PB电流和。晶体管467与电容器465并联以对电容器465进行放电。开关478用来周期性地将峰值电压信号V₃从电容器465取样到电容器479。然后在电容器479两端得到峰值电流信号V_B。控制信号S₁、S₂及S₅与信号V₁、V₂及V₃的波形如图6所绘示。

图7是根据本发明所提出的实施例中集成电路500的电路示意图。一运算放大器510、一电阻器511以及一晶体管512构成第一V-I转换器，其响应连续电流信号V_A的电压量值而产生第一可编程电流I₅₁₂。晶体管514、515及519形成第一电流反射镜，以经由映射第一可编程电流I₅₁₂来产生电流I₅₁₅与第一充电电流I₅₁₉。晶体管516与517形成第二电流反射镜，以经由映射该电流I₅₁₅来产生电流I₅₁₇。第一V-I转换器、第一电流反射镜以及第二电流反射镜形成第一V-I电路501。

一运算放大器530、一电阻器53 1以及一晶体管532构成第二V-I转换器，其响应峰值电流信号V_B的电压量值而产生第二可编程电流I₅₃₂。晶体管534与535形成第三电流反射镜，以经由映射第二可编程电流I₅₃₂来产生电流I₅₃₅。晶体管536与537形成第四电流反射镜，其响应电流I₅₃₅与电流I₅₁₇而产生电流I₅₃₇。电流I₅₃₆可表示为：I₅₃₆＝I₅₃₅-I₅₁₇。由于晶体管536的几何尺寸是晶体管537的尺寸的二倍，所以电流I₅₃₇的量值将会是电流I₅₃₆的量值除以2。晶体管538与539形成第五电流反射镜，以经由映射该电流I₅₃₇来产生第二充电电流I₅₃₉。第二V-I转换器、第三电流反射镜、第四电流反射镜以及第五电流反射镜形成第二V-I电路502。

晶体管519与晶体管539的漏极耦接在一起，经由加总对第一充电电流I₅₁₉与第二充电电流I₅₃₉来产生平均信号I_AVG，该平均信号I_AVG可表示为：

$I_{\mathrm{AVG}}=\frac{V_A}{R_{511}}+\frac{(\frac{V_B}{R_{531}}-\frac{V_A}{R_{511}})}{2}-------------------\left(15\right)$

电阻器511、电阻器531以及充电电容器570决定集成电路500的时间常数。电阻器531与电阻器511相关联。当电阻器531的阻值设定为等于电阻器511的阻值时，等式(15)可改写为：

$I_{\mathrm{AVG}}=\frac{1}{R_{511}}\×(V_A+\frac{V_B-V_A}{2})-------------------\left(16\right)$

集成开关(integrated switch)550耦接于晶体管519的漏极与充电电容器570之间。该集成开关550仅在切换信号V_G的截止时间T_OFF期间才接通。晶体管560与充电电容器570并联，以对充电电容器570进行放电。输出开关551的作用是周期性地将充电电容器570两端的电压取样到输出电容器571。于是在输出电容器571两端得到平均电流信号V_I。

$V_I=\frac{1}{R_{511}{C}_{570}}\×(V_A+\frac{V_B-V_A}{2})\×T_{\mathrm{OFF}}----------------\left(17\right)$

图8是根据本发明所提出的实施例中振荡器200的示意图。一运算放大器201、一电阻器210以及一晶体管250形成第三V-I转换器。第三V-I转换器响应参考电压V_REF而产生参考电流I₂₅₀。多个晶体管，例如251、252、253、254及255，形成多个电流反射镜，以根据参考电流I₂₅₀来产生充电电流I_C与放电电流I_D。晶体管253的漏极产生充电电流I_C。晶体管255的漏极汲取放电电流I_D。开关230耦接于晶体管253的漏极与电容器215之间。开关231耦接于晶体管255的漏极与电容器215之间。斜坡信号RMP自电容器215两端取得。比较器205具有一正输入连接到电容器215。比较器205输出振荡信号PLS。振荡信号PLS决定切换频率，且接通/断开开关231与233。一高临界电压V_H被供应给开关232的第一端。一低临界电压V_L被供应给开关233的第一端。开关232的第二端与开关233的第二端皆耦接到比较器205的负输入。反相器260的输入耦接到比较器205的输出，以产生反相振荡信号/PLS。该反相振荡信号/PLS接通/断开该开关230与开关232。电阻器210的阻值R₂₁₀与电容器215的电容决定切换信号V_G的切换周期T。

$T=\frac{C_{215}\×V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}/R_{210}}=R_{210}\×C_{215}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}-------------------\left(18\right)$

其中V_OSC＝V_H-V_L，且C₂₁₅是电容器215的电容量。

平均电流信号V_I与电力转换器的次级侧切换电流I_S以及输出电流I_O相关联。因此等式(11)可改写为：

$V_I=m\×\frac{T_{\mathrm{NS}}}{T_{\mathrm{NP}}}\×R_S\×I_O------------------------\left(19\right)$

其中T_NP是初级侧绕组N_P的匝数，T_NS是次级侧绕组N_P的匝数，以及m是一常数，其可取决于等式(20)：

$m=\frac{R_{210}\×C_{215}}{R_{511}\×C_{570}}\×\frac{V_{\mathrm{OSC}}}{V_{\mathrm{REF}}}------------------------\left(20\right)$

电阻器511的阻值R₅₁₁与电阻器210的阻值R₂₁₀相关联。充电电容器570的电容量C₅₇₀与电容器215的电容量C₂₁₅相关联。所以，平均电流信号V_I将正比于电力转换器的输出电流I_O。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，应该可以利用上述揭示的结构及技术内容作出某些更动或修饰为等同变化的等效实施例，但是凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (12)

1.一种控制电路，用来测量与控制电力转换器的输出电流，所述控制电路包括：

检测电路，经由检测变压器的切换电流信号来产生连续电流信号与峰值电流信号；

集成电路，响应所述连续电流信号、所述峰值电流信号以及切换信号的截止时间产生平均电流信号；以及

切换控制电路，响应所述平均电流信号而产生所述切换信号，其中所述切换信号经耦接以切换所述变压器，并调节所述电力转换器的所述输出电流。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，还包括振荡器，用以产生振荡信号来决定所述切换信号的切换频率。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述集成电路的时间常数与所述切换信号的切换周期相关联。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述检测电路包括：

取样电路，经由测量所述切换电流信号的连续电流来产生所述连续电流信号；以及

峰值检测器，经由测量所述切换电流信号的峰值来产生所述峰值电流信号。

5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述集成电路包括：

第一V-I电路，响应所述连续电流信号而产生第一充电电流；

第二V-I电路，响应所述峰值电流信号而产生第二充电电流；

充电电容器；

集成开关，经耦接以当所述切换信号禁用时使用所述第一充电电流与所述第二充电电流来给所述充电电容器充电；

输出电容器，产生所述平均电流信号；以及

输出开关，周期性地将所述充电电容器两端的电压取样到所述输出电容器。

6.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述取样电路包括：

电容器对，经耦接以当所述切换信号启用时接收所述变压器的所述切换电流信号，以在第一周期产生第一取样信号；

第一电容器，经耦接以当所述切换信号启用时接收所述变压器的所述切换电流信号，以在第二周期产生第二取样信号；以及

第二电容器，耦接到所述第一电容器与所述第二电容器，根据所述第一取样信号与所述第二取样信号来产生所述连续电流信号。

7.一种测量与控制电力转换器的输出电流的方法，包括下列步骤：

经由检测一电感组件的切换电流来产生连续电流信号与峰值电流信号；

经由所述连续电流信号、所述峰值电流信号与切换信号的截止时间的相整合以产生平均电流信号；以及

响应所述平均电流信号而产生所述切换信号，其中所述切换信号经耦接以切换所述电力转换器的所述电感组件。

8.根据权利要求7所述的测量与控制电力转换器的输出电流的方法，其特征在于，还包括产生振荡信号以决定所述切换信号的切换频率。

9.根据权利要求7所述的测量与控制电力转换器的输出电流的方法，其特征在于，所述集成电路的时间常数与所述切换信号的切换周期相关联。

10.根据权利要求7所述的测量与控制电力转换器的输出电流的方法，其特征在于，检测所述电感组件的所述切换电流信号的步骤包括：

经由对所述切换电流信号的连续电流执行取样来产生所述连续电流信号；以及

经由检测所述切换电流信号的峰值电流来产生所述峰值电流信号。

11.根据权利要求7所述的测量与控制电力转换器的输出电流的方法，其特征在于，所述整合步骤包括：

响应所述连续电流信号而产生第一充电电流；

响应所述峰值电流信号而产生第二充电电流；

当所述切换信号禁用时，使用所述第一充电电流信号与所述第二充电电流信号来对充电电容器充电；以及

周期性地将所述充电电容器两端的电压取样到输出电容器以产生所述平均电流信号。

12.根据权利要求10所述的测量与控制电力转换器的输出电流的方法，其特征在于，对所述切换电流信号的所述连续电流进行取样的步骤包括：

当所述切换信号启用时，在第一周期将第一取样信号取样到电容器对；

当所述切换信号启用时，在第二周期将第二取样信号取样到第一电容器；以及

根据所述第一取样信号与所述第二取样信号在第三电容器上产生所述连续电流信号。

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