CN101174820B - 匹配电路、多频带放大器 - Google Patents

匹配电路、多频带放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN101174820B
CN101174820B CN2007101849078A CN200710184907A CN101174820B CN 101174820 B CN101174820 B CN 101174820B CN 2007101849078 A CN2007101849078 A CN 2007101849078A CN 200710184907 A CN200710184907 A CN 200710184907A CN 101174820 B CN101174820 B CN 101174820B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
circuit
output
amplifier
frequency band
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN2007101849078A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101174820A (zh
Inventor
福田敦史
冈崎浩司
楢桥祥一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NTT Docomo Inc
Original Assignee
NTT Docomo Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NTT Docomo Inc filed Critical NTT Docomo Inc
Publication of CN101174820A publication Critical patent/CN101174820A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101174820B publication Critical patent/CN101174820B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/28—Impedance matching networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
    • H03F3/602—Combinations of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0458—Arrangements for matching and coupling between power amplifier and antenna or between amplifying stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/423—Amplifier output adaptation especially for transmission line coupling purposes, e.g. impedance adaptation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Microwave Amplifiers (AREA)

Abstract

一种匹配电路，包括：分波电路，将从放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到该分波电路，被分别输入上述每个频带的信号，在其所输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配。通过对所分波的各个频带的信号进行阻抗匹配，能够构成在各个频带中可以高效率地进行阻抗匹配的匹配电路。此外，通过使用这种匹配电路，可以构成能够高效率同时低噪声放大多个频带的信号的多频带放大器。

Description

匹配电路、多频带放大器 
技术领域
本发明涉及匹配电路，实现放大元件和其周边电路之间的阻抗匹配，以便进行高效率的放大。此外，涉及使用了匹配电路，可分别或同时放大多个频率的信号的对应多频带的多频带放大器。 
背景技术
随着通过无线通信所提供的服务的多样化，要求在无线机中处理多个频带的信号的多频带化。功率放大器是无线机中所包含的不可缺少的装置。为了进行高效率的放大，需要取得信号放大的放大元件和其周边电路之间的阻抗匹配，匹配电路被用于这种用途。再有，在与周边电路连接时，一般进行使周边电路的输入输出阻抗与某个一定的值一致。以下，将周边电路的输入输出阻抗称为‘系统的阻抗Z0’。 
放大器中所使用的放大元件的输入输出的反射系数(S参数)可以如图1那样测定，通过该反射系数和系统的阻抗Z0，可以测定放大元件的输入输出阻抗。这里，S11是放大元件的输入侧的反射系数，S22是放大元件的输出侧的反射系数。 
放大元件的输入输出阻抗具有图1所示的频率特性，在使用放大元件设计放大器时，需要使所使用的各个频带中的输入输出阻抗与系统的阻抗Z0匹配。 
因此，在设计多频带功率放大器时，需要使放大元件所使用的各个频带中的输入输出阻抗和系统的阻抗Z0分别匹配。 
因此，在将多个频带的信号放大时，以往采用以下方法：例如，如“频带公用移动机”内所使用的放大器(例如，参照非专利文献1：千葉耕司他，“移動機”，NTT  Do Co Moテクニカルジヤ一ナル，  Vol.10，No.1)，将放大元件和匹配电路组成的放大器配置所使用的频带的数目，根据所使用的频带而选择一个放大器。此外，有设计匹配电路以使其在所使用的整个频带中成为接近阻抗匹配状态的方法。而且，有变更匹配电路的电 路常数的方法等。 
以下，说明有关变更匹配电路的电路常数的方法。作为变更匹配电路的电路常数的方法，可考虑使用可变器件的方法等。此外，作为损耗较小的匹配电路之一，提出了匹配电路700，它包括：图2所示的主匹配块701；一端连接到主匹配块701的延迟电路702；副匹配块703；在延迟电路702的另一端和副匹配块703的一端之间所连接的开关元件704(例如，参照非专利文献2：福田敦史他，“MEMSスイツチを用いたマルチバンド電力增幅器”，2004年電子情報通信学会総合大会C-2-4)。 
图2例示的匹配电路700是使连接到端口P2的具有频率特性的阻抗ZL(f)的电路从端口P1观察与端口P1的输入阻抗Z0匹配的匹配电路，例如，对于将图3所示的频率F1、F2分别作为中心频率的两个频带的信号，具有匹配电路的功能。 
图2的电路对于将开关元件704为截止状态时的频率F1为中心频率的频带的信号，具有匹配电路的功能，而对于将开关元件导通时的频率F2为中心频率的频带的信号，具有匹配电路的功能。这样，通过切换一个开关元件704的状态(导通/截止)，可以构成对于两个频带的信号的匹配电路。这里，如果开关元件704例如使用MEMS技术，则在整个宽频带，可以比较容易地兼顾低插入损耗和较强的电隔离(isolation)，所以可以构成特性优良的多频带功率放大器。 
将由放大元件和匹配电路组成的放大器设置所使用的频带的数目，根据所使用的频带切换放大器的方法，需要对所使用的每个频带设置不同的多个放大器，所以存在电路变大的问题。 
另一方面，使用宽频带设计的匹配电路的方法和变更匹配电路的电路常数的方法与切换放大器的方法比较，具有可进行电路的小型化等优点。 
但是，在使用宽频带设计的匹配电路的情况下，难以对使用匹配电路的各个频带进行最佳设计，特别是在要求高效率动作的功率放大器的设计上有阻碍。 
另一方面，参照图2而变更上述说明的匹配电路的电路常数的方法，对于使用匹配电路的各个频率，比较容易最佳地进行设计，在各个工作频率中，可进行高输出、高效率动作。 
但是，存在无法同时高效率地放大所使用的各个频带的信号的问题。即， 在同时高效率地放大多个频带的信号的情况下，存在与宽频带匹配的部位所论述的情况相同的问题，即，难以对各个工作频率最佳地设计匹配电路，特别是在要求高效率动作的功率放大器的设计上有阻碍。 
发明内容
本发明的目的在于，提供对于多个频带的信号高效率地动作的匹配电路、以及可以同时高效率地放大多个频带的信号的多频带放大器。 
本发明的第一匹配电路包括：分波电路，将从放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其所输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；所述分波电路具有接收从所述放大元件输出的信号、数目与所述匹配块相同的带阻滤波器，各个所述带阻滤波器具有：传输线路；以及连接到该传输线路的、长度为要通过所述各个带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的前端开路线路。 
本发明的第二匹配电路包括：分波电路，将从放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配，所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器；各个所述带阻滤波器具有传输线路及多个前端开路线路；各个所述前端开路线路，有要通过所述各带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的长度，从所述传输线路的一端隔开与所述各个前端开路线路相同长度而连接到所述传输线路，在所述传输线路和各个所述前端开路线路之间，设置可选择与所述传输线路连接的前端开路线路的开关。 
本发明的第三匹配电路包括：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其所输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，然后输出到放大元件；以及分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号，并输出到所述匹配块，所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器，各个所述带阻滤波器具有：传输线路；以及连接到该传输线路的、长度为要通过所述各个带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的前端开路线路。 
本发明的第四匹配电路包括：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带 的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到放大元件；以及分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号，并输出到所述匹配块，所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器；各个所述带阻滤波器具有传输线路及多个前端开路线路；各个所述前端开路线路，有要通过所述各带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的长度，从所述传输线路的一端隔开与所述各个前端开路线路相同长度而连接到所述传输线路，在所述传输线路和各个所述前端开路线路之间，设置可选择与所述传输线路连接的前端开路线路的开关。 
本发明的第一多频带放大器包括：第一巴特勒矩阵，其输入任意B个自然数的信号，将这些信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；B个第b输入匹配电路，其输入所述第一巴特勒矩阵输出的第b信号，设b为从1至B的整数，以下将其作为第b输入匹配电路；B个第b放大元件，其放大并输出所述第b输入匹配电路输出的信号；B个第b输出匹配电路，其输入所述第b放大元件输出的信号，以下将其作为第b输出匹配电路，还包括：第2巴特勒矩阵，将所述B个的第b输出匹配电路输出的信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；所述第b输入匹配电路包括：分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号；两个以上的匹配块，被分别输入由所述分波电路分波后的所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第b放大元件；所述第b输出匹配电路具有：分波电路，将从所述第b放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波并输出。 
本发明的第二多频带放大器包括：多个巴特勒矩阵，其输入任意B个自然数的信号，将这些信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；还包括：B个第b输入匹配电路，其输入在所述各个巴特勒矩阵输出的信号中第b信号，设b为从1至B的整数；B个第b放大元件，其放大并输出所述第b输入匹配电路输出的信号；B个第b输出匹配电路，其输入所述 第b放大元件输出的信号，还包括：多个巴特勒矩阵，其输入所述B个第b输出匹配电路输出的信号中相同频带的信号，将该所输入的信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；所述第b输入匹配电路具有：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第b放大元件；所述第b输出匹配电路具有：分波电路，将从所述第b放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配。 
本发明的第三多频带放大器包括：多个输入侧多赫蒂网络，其将所输入的信号分配为两个，使所分配的一个信号的相位相对于另一个信号的相位偏移90度后输出，还包括：第一输入匹配电路，其输入所述各个输入侧多赫蒂网络输出的信号中第一信号；第一放大元件，其放大所述第一输入匹配电路输出的信号；第一输出匹配电路，其输入所述第一放大元件输出的信号；第二输入匹配电路，其输入在所述各个输入侧多赫蒂网络输出的信号中第二信号；第二放大元件，其放大所述第二输入匹配电路输出的信号；第二输出匹配电路，其输入所述第二放大元件输出的信号；以及多个输出侧多赫蒂网络，其输入所述各个输出匹配电路输出的信号中相同频带的信号，将所输入的一个信号的相位相对于其他信号的相位偏移90后输出；所述第一输入匹配电路和所述第二输入匹配电路分别为具有：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第一放大元件；所述第一输出匹配电路和所述第二输出匹配电路分别为具有：分波电路，将从所述第一放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配。 
附图说明
图1是表示放大元件的输入输出阻抗的频率特性的图。 
图2是例示了现有技术的变更电路常数的匹配电路的功能结构的图。 
图3是辅助说明了现有技术的变更电路常数的匹配电路的功能结构。 
图4是例示了第一实施例的多频带放大器100的功能结构的图。 
图5是例示了多带化的多频带放大器104的功能结构的图。 
图6是例示了多带化的多频带放大器105的功能结构的图。 
图7是例示了具有预匹配电路的多频带放大器101的功能结构的图。 
图8是例示了具有合波电路的多频带放大器103的功能结构的图。 
图9A是例示了具有隔离器的多频带放大器102的功能结构的图。 
图9B是例示了具有合波电路和隔离器的多频带放大器102的功能结构的图。 
图10A是表示理想的带通滤波器的特性的图。 
图10B是表示理想的带阻滤波器的特性的图。 
图11是例示了分波电路由带阻滤波器构成的情况下的功能结构的图。 
图12是例示了分波电路由带通滤波器构成的情况下的功能结构的图。 
图13是例示了分波电路通过组合了带通滤波器和带阻滤波器的滤波器构成的情况下的功能结构的图。 
图14是例示了带阻滤波器的结构的图。 
图15是表示滤波器900的频率特性的图。 
图16是例示了使用开关元件的双带滤波器的结构的图。 
图17是例示了可变匹配电路的结构的图。 
图18是例示了第二实施例的多频带放大器500的功能结构的图。 
图19是例示了第三实施例的多频带放大器600的功能结构的图。 
图20是例示了第四实施例的多频带放大器1000的功能结构的图。 
图21是例示了巴特勒(Butler)矩阵的功能结构的图。 
图22是表示使用了巴特勒矩阵的多端口放大器的结构例的图。 
图23是例示了第五实施例的多端口式多频带放大器1100的功能结构的图。 
图24是例示了第六实施例的多端口式多频带放大器1200的功能结构的图。 
图25是例示了普通的多赫蒂(Doherty)放大器251的功能结构的图。 
图26是例示了第七实施例的多赫蒂式多频带放大器1300的功能结构的图。 
图27是表示在多层衬底的各个层上构成分配器、合成器的情况下的结构例的图。 
图28是表示在实验中使用的对应1.5GHz/2.5GHz的多频带放大器6000的功能结构的图。 
图29是表示多频带放大器6000的频率特性的图。 
具体实施方式
[第一实施例] 
图4表示多频带放大器的输出侧电路的一实施例。通过将本发明的匹配 电路设置在多频带放大器的放大元件的输出侧，可以设计高效率和高性能的功率放大器。图4所示的多频带放大器100是放大两个频带f1、f2的信号的多频带放大器。多频带放大器100包括放大元件10和匹配电路40。匹配电路40包括分波电路20、匹配块30及匹配块31。 
第1频带f1的信号和第2频带f2的信号所混合后的信号被输入到放大元件10。放大元件10放大该输入的信号，并输出到分波电路20。分波电路20将放大元件10所放大过的信号分波为频带f1的信号和频带f2的信号，并将各自的信号输出到不同的匹配块。在本实施例中，频带f1的信号被输出到匹配块30，频带f2的信号被输出到匹配块31。 
这样设计的原因是，以在频带f1的信号中从放大元件10的输出端子通过分波电路20观察匹配块31侧的阻抗足够大。此外，这样设计的原因是，以在频带f2的信号中从放大元件10的输出端子通过分波电路20观察匹配块30侧的阻抗足够大。 
匹配块30取得对于频带f1的信号观察分波电路20侧的阻抗和系统的阻抗Z0的匹配。此外，匹配块31取得对于频带f2的信号观察分波电路20侧的阻抗和系统的阻抗Z0的匹配。 
这种情况下，匹配块30和匹配块31实现对于各自对应的频带的信号的匹配即可。此外，由于各个匹配块的设计与其他匹配块的结构没有关系，所以可以分别独立地设计各个匹配块，在各个频带中构成最合适的匹配块。因此，在各个频带f1、f2中，可以构成高输出、高效率的多频带放大器。 
此外，即使在被同时输入了两个频带的信号时，在各个匹配块中，仅输入各自对应的频带的信号，所以在原理上与输入一个频带的情况同样，可以进行高效率且高输出的放大。 
频带f1和f2的宽度可以分别适当设定。例如，频带f1中所包含的频率的数与频率f2中所包含的频率的数有所不同也可以。此外，频带f1由一个频率F1构成，频带f2由一个频率F2构成也可以。使频带的宽度越小，越容易设计高输出、高效率的多频带放大器。此外，频带f中所包含的频率F1和频率F2 也可以构成为分别取离散的值。 
<多频带化1> 
可以将上述多频带放大器100扩展，以便多频带化、多频带共用化。图5表示多频带化的多频带放大器104的输出侧电路的实施例。 
图5所示的多频带放大器104是放大M个频带f1、...、fm、...、fM的信号的多频带放大器。多频带放大器10包括放大元件11和匹配电路44。而匹配电路44包括：分波电路21、M个匹配块321、...、32m、...、32M。 
从第1频带f1的信号至第M频带fM的信号的M个频带的信号所混合后的信号被输入到放大元件11。放大元件11放大该输入的信号，并输出到分波电路21。分波电路21将放大元件11所放大过的信号分波为从频带f1的信号至频带fM的信号的M个信号，并将所分波过的各频带的信号分别输出到不同的匹配块。在本实施例中，频带f1的信号被输出到匹配块321，频带fm的信号被输出到匹配块32m，频带fM的信号被输出到匹配块32M。 
这样设定的原因是，以在频带fm的信号(1≤m≤M)中从放大元件11的输出端子通过分波电路21观察匹配块32m以外的匹配块侧的阻抗足够大。 
因此，各个匹配块32m(1≤m≤M)取得对于频带fm的信号观察分波电路21侧的阻抗和系统的阻抗Z0的匹配。 
这种情况下，各个匹配块实现对于对应的频带的信号的匹配即可。此外，由于各个匹配块的设计与其他匹配块的结构没有关系，所以可以分别独立地设计各个匹配块，可以构成在各个频带中分别最合适的匹配块。因此，可以在各个频带fm(1≤m≤M)，构成高输出、高效率的多频带放大器。 
此外，即使在M个频带的信号被同时输入的情况下，由于在各个匹配块中，仅被输入各自对应的频率的信号，所以在原理上与输入一个频率的情况同样，例如可进行高效率并且高输出的放大。 
<多频带化2> 
也可以使构成分波电路的滤波器具有可变频功能，在频带fm中所包含的频率(Fm1～Fmp)中，使一个或多个频率的信号通过(p为2以上的整数)。即，也可以使频带fm中所包含的频率(Fm1～Fmp)的一部分频率的信号通过。 
这种情况下，也可以使匹配块具有可变频功能。由此，可以配合可变频滤波器所通过的信号的频率来进行阻抗匹配，可进行高输出和高效率的动作。 
图6表示多频带放大器的例子，多频带放大器具有分波电路和匹配块，分波电路使用了具有可变频功能的滤波器，匹配块具有可变频功能。多频带放大器105具有放大元件12和匹配电路45。放大元件12将频带f1的信号和频带f2的信号所混合后的信号放大，频带f1包含频率F11和频率F12两个频率，频带f2包含频率F21和频率F22两个频率。匹配电路45具有分波电路22和匹 配块33、34，分波电路22包括具有可变频功能的可变频滤波器28、29，匹配块33、34具有可变频功能。 
分波电路22的可变频滤波器28使频率F11和频率F12的其中一个频率的信号通过。同样地，分波电路22的可变频滤波器29使频率F21和频率F22的其中一个频率的信号通过。 
匹配块33预先设定，以在可变频滤波器28所通过的信号的频率进行阻抗匹配，并在该可变频滤波器28所通过的信号的频率进行阻抗匹配。同样地，匹配块34也预先设定，以在可变频滤波器29所通过的信号的频率进行阻抗匹配，并在该可变频滤波器29所通过的信号的频率进行阻抗匹配。 
由此，本发明的实施人可以从频率F11和频率F12的其中一个、频率F21 和频率F22的其中一个中选择要放大的信号的频率。 
这样，通过对分波电路20的滤波器和匹配块设置可变频功能，可以构成多频带化、多频带共用化的高效率和高输出的多频带放大器。 
<预匹配电路> 
再有，如图7中虚线所示，也可以在放大元件10和分波电路20之间设置预匹配电路9。预匹配电路9例如形成为将放大元件10的输出阻抗变更为分波电路20或匹配块30、31容易设计的值的电路。此外，通过将预匹配电路9作为高谐波处理电路来实现多频带放大器101的高效率等，预匹配电路9适用于各种各样的用途。 
<合波电路> 
此外，如图8所示，也可以在匹配电路43之中设置合波电路60。合波电路60将从匹配块30输入的频带f1的信号和从匹配块31输入的频带f2的信号合成并输出。通过形成这样的结构，可以构成单输出的多频带放大器103。 
<隔离器> 
在图9A中，表示在匹配电路42中设置了隔离器8、隔离器7的多频带放大器102。隔离器8是在频带f1中动作的隔离器，连接到匹配块30的输出端子。隔离器7是在频带f2中动作的隔离器，连接到匹配块31的输出端子。由多频带放大器102放大的信号被馈电给未图示的天线，但假设天线的阻抗根据使用条件而变动。这种情况下，由于多频带放大器102的输出阻抗变动，所以多频带放大器102的匹配状态改变，特性劣化。通过设置隔离器8、隔离器7，可以使天线的阻抗变动的影响不影响到多频带放大器102的放大特 性。 
由于低价的隔离器的工作频率范围较窄，所以包含了隔离器的无线电路部分的工作频带有时依赖于隔离器的特性。在图9A中记载的多频带放大器102中，即使频带f1和频带f2之间的间隔比隔离器的工作频率更宽的情况下，也最好包括与各自的频带对应的隔离器。 
此外，如图9B所示，通过在匹配电路46中设置将隔离器8、9各自输出的信号进行合波的合波电路60，可以构成单输出的多频带放大器106。 
此外，在使用多频带隔离器或宽带隔离器的情况下，如图8所示，在将匹配块30和匹配块31的输出进行合波的合波电路60的输出端子上设置隔离器6。 
再有，除了图9B所示以外，上述说明的多频带化1、2的方法、预匹配电路、合波电路、隔离器可适当组合。 
<分波电路> 
分波电路例如可以通过将仅使规定的频带的信号通过的带通滤波器(Band Pass Filter：BPF)或阻止规定的频带的信号通过的带阻滤波器(BandElimination Filter：BEF)并排设置而构成。此外，分波电路也可以通过将带通滤波器和带阻滤波器组合的滤波器并排设置而构成。图10A表示理想的带通滤波器的特性，图10B表示理想的带阻滤波器的特性。 
图11中表示使用了带阻滤波器(以下，称为BEF)的分波电路23的例子。BEF 230是以频带f2为阻带所设计的滤波器。相反，BEF 231是以频带f1为阻带所设计的滤波器。频带f1的信号和频带f2的信号所混合的信号被输入到BEF 230和BEF 231时，由于如上述那样被设定了阻带，所以BEF 230输出频带f1的信号。此外，BEF 231输出频带f2的信号。 
图12中表示使用了带通滤波器(以下，称为BPF)的分波电路24的例子。BPF 241是以频带f1为通带所设计的滤波器。相反，BPF 242是以频带f2为通带所设计的滤波器。频带f1的信号和频带f2的信号所混合的信号被输入到BPF241和BPF 242时，由于如上述那样被设定了通带，所以BPF 241输出频带f1的信号。此外，BPF 242输出频带f2的信号。 
在图11、图12中，因频带f1和频带f2的组合，难以设计使其中一个频带的信号反射，使另一个频带的信号通过的滤波器。这样的情况下，取代将BPF和BEF的其中一个并排设置的方法，通过采用将上述BPF和BEF接续 连接的结构，容易进行滤波器的设计。 
图13中表示使用了将BPF和BEF接续连接的滤波器的分波电路27的例子。分波电路27中所输入的信号被输入到由BPF 214和BEF 230构成的滤波器、以及由BEF 231和BPF 242构成的滤波器。由于如上述那样设定了通带及阻带，所以由BPF 241和BEF 230构成的滤波器输出频带f1的信号。此外，由BEF 231和BPF 242构成的滤波器输出频带f2的信号。再有，在图13中，BPF和BEF的连接顺序无关紧要。此外，根据需要，即使使用将两个以上的BPF和BEF接续连接的滤波器也没有关系。 
<滤波器> 
图14中表示滤波器的结构例。图14中所示的滤波器900是BEF，包括：要阻止的频率的波长λ的四分之一长度的传输线路901；以及传输线路的一端所连接的波长λ的四分之一长度的前端开路线路902。 
图15中表示滤波器900的频率特性。这里，作为要阻止的频率，选择2GHz，并表示线路长度为λ/4时的反射系数S11和透过系数S21。在设计频率(2GHz)中从端口1入射的信号进行反射而不传送到端口2。 
再有，传输线路例如可以由微带线路或共面线路构成。此外，也可以通过集中参数元件组成的串联谐振电路进行接地，构成滤波器。另外，滤波器可以基于滤波器理论而使用任意的结构。 
此外，图14所示的滤波器可容易地多频带化。图16中表示使用了开关元件的双频带滤波器910。 
双频带滤波器910包括：传输线路911；前端开路线路912；前端开路线路913。在将频率F1、频率F2的波长分别设为λ1、λ2时，各个线路的长度如图16所示那样。即，前端开路线路912的长度为λ1/4，从信号所输入侧的传输线路的端部至前端开路线路912所连接的部分的长度为λ1/4，前端开路线路913的长度为λ2/4，从信号所输入侧的传输线路的端部至前端开路线路913所连接的部分的长度为λ2/4。在传输线路911和前端开路线路912之间，设有开关元件SW1。此外，在传输线路911和前端开路线路913之间，也设有开关元件SW2。通过切换这些开关元件，可以切换如何连接传输线路911和各个前端开路线路。 
在使开关元件SW1为导通状态时，F1为阻止频率，在使开关元件SW2为导通状态时，F2为阻止频率。 
可以将该双频带滤波器910用作图6所示的多频带放大器105的可变频滤波器28、29。 
该双频带滤波器910可以容易地扩展到双频带以上。例如，将要阻止的频率Fi的波长设为λi时，通过对所有的要阻止的频率Fi进行将长度λi/4的前端开路线路配置在从信号所输入的侧的传输线路的端部隔开相当于λi/4的长度的部位，可以进行多频带化。 
再有，前端开路线路的传输线路所没有连接侧的端部上设置可变电容器时，通过改变该可变电容器的值，可进行对于阻止通过的频率的微调。 
此外，还有使用单一的放大元件，使用单输入多输出开关等来切换匹配电路的方法。但是，在频率的差较大时，或在开关的系统数较大时，一般地，难以兼顾良好的开关的插入损耗和隔离特性，难以构成效率高的开关。 
另一方面，如本发明那样，不是使用开关，而是使用消除式(eliminationtype)的分波电路时，与使用开关的情况相比，具有功率损耗减小，可以将电路小型化的有利效果。这是因为消除式的分波电路的结构简单，使用它时，部件数减少。此外，在多频带化时，也基本上仅使用单输入单输出的简单的开关，所以可以用效率高的开关构成。 
<可变匹配电路> 
图17表示具有可变频功能的可变匹配电路的结构例。图17中所记载的可变匹配电路920是非专利文献2中所示的可变匹配电路，通过选择开关元件SW3的导通/截止状态，例如对于频率F1、频率F2的信号，分别取得目标阻抗和系统阻抗之间的匹配。可变匹配电路920包括：传输线路921；前端开路线路922；前端开路线路923。在图17中，开关元件SW3为截止状态时成为频率F1的匹配电路，开关元件为导通状态时成为频率F2的匹配电路。可变匹配电路920例如可用作图6所示的多频带放大器105的匹配块33、34。此外，也可以容易地扩展到双频带以上(例如，参照非专利文献2)。 
[第二实施例] 
第一实施例的匹配电路、多频带放大器是输出侧的匹配电路、多频带放大器，可以将同样的匹配电路适用于多频带放大器的输入侧。通过在输入侧设置本发明的匹配电路，可以设计高效率的放大器。在以下说明中，对于与第一实施例相同的部分附加相同标号并省略说明。 
图18表示将第一实施例的匹配电路应用于多频带放大器的输入侧的多 频带放大器的例子。图18中所记载的多频带放大器500是放大两个频带f1、f2的信号的多频带放大器。多频带放大器500包括：放大元件10和匹配电路501。而匹配电路501例如包括：合波电路60、匹配块530、匹配块531。 
多频带放大器500所输入的频带f1的信号和频带f2的信号中，频带f1的信号被输入到匹配块530，频带f2的信号被输入到匹配块531。匹配块530对于频带f1的信号取得将观察合波电路60侧的阻抗和系统的阻抗Z0之间的匹配，并输出到合波电路60。此外，匹配块531对于频带f2的信号取得将观察合波电路60侧的阻抗和系统的阻抗Z0之间的匹配，并输出到合波电路60。 
合波电路60将各个匹配块530、531输出的信号进行合波，将频带f1的信号和频带f2的信号所混合后的信号输出到放大元件10。 
这种情况下，匹配块530和匹配块531实现对于各自对应的频带的信号的匹配就可以。此外，各个匹配块的设计与其他匹配块的结构没有关系，所以可以分别独立地设计各个匹配块，在各个频带中可以构成最合适的匹配块。因此，可以进行在各个频带f1、f2中高输出、高效率设计，可以构成高效率的多频带放大器。 
此外，即使在同时输入了两个频带的信号的情况下，由于在各个匹配块中，只被输入各自对应的频带的信号，所以在原理上也可以满足与输入了一个频带的信号的情况同样的匹配条件。 
再有，在第二实施例的多频带放大器500中，可以进行与第一实施例的多频带放大器的各个变形例同样的变形。例如，通过设置目标阻抗不同的三个以上的匹配块，可以实现多频带化。此外，在匹配电路501中，可以通过设置分波电路20而设计单输入单输出的多频带放大器500。此外，在该分波电路20和各个匹配块及合波电路中可以设置可变频功能。此外，也可以在合波电路的输出端子上设置预匹配电路9。而且，也可以将这些变形组合。 
[第三实施例] 
第三实施例的多频带放大器是将第一实施例所说明的匹配电路、放大元件、以及第二实施例所说明的匹配电路组合的多频带放大器。例如，如图19所记载的多频带放大器600那样，设有：第二实施例所说明的匹配电路501；将匹配电路501输出的信号放大的放大元件10；对于放大元件10输出的信号进行每个频带的阻抗匹配的第一实施例所说明的匹配电路40。 
各个部分的结构和功能与第一实施例和第二实施例所说明的相同，所以 附加相同的标号并省略说明。此外，与第一实施例和第二实施例所说明的同样，可以将多频带放大器501和匹配电路40进行多频带化，适当设置分波电路20、合波电路60、隔离器8、7、预匹配电路9。 
在输入侧和输出侧两者中，通过设置本发明的匹配电路，可以设计高效率、高输出和低噪声的多频带放大器。 
[第四实施例] 
图20所示的第四实施例的多频带放大器1000包括两个第一实施例所说明的双系统多频带放大器(以下，称为放大器1002、放大器1003)，各个系统的输出中包括将相同频带的信号输出分别进行合成的合成电路75、76。 
这里，假设放大器1002的饱和输出功率较大，放大器1003的饱和输出功率较小。一般地，放大器可以在饱和输出功率附近高效率地放大信号，所以例如用饱和输出功率较大的放大器放大低输出电平的信号时，效率劣化。因此，在多频带放大器1000，在输出功率电平较大时用第1放大器1002进行放大，在输出功率电平较小时用第2放大器1003进行放大。由此，在整个输出电平(level)中，可以实现高效率的动作。 
由比较器77、开关72、73、电源78构成的控制部件进行对于输出功率电平的大小的检测。比较器77比较输入信号的功率电平是否比规定的值大。输入信号由分配电路1004分配并被输入到比较器77。规定的值例如被预先设定为放大器1002、1003的饱和输出功率之间的值。 
比较器77在输入信号的功率电平比规定的值大时，使开关72导通，使开关73截止。由此，使电源78的电力供给到放大器1002的放大元件10，使放大器1002动作。另一方面，比较器77在规定的值比输入信号的功率电平小时，使开关73导通，使开关72截止。由此，使电源78的电力供给到放大器1003的放大元件10，使放大器1003动作。 
这里，在各个放大器1002、1003中设置每个频带的双系统的输出端子，对于各个放大器输出的信号中相同频带的信号，由各个合成电路75、76分别进行合成。即，合成电路75将放大器1002的匹配块30和放大器1003的匹配块30分别输出的频带f1的信号合成并输出，合成电路76将放大器1002的匹配块30和放大器1003的匹配块31分别输出的频带f2的信号合成并输出。这里，合成电路75使用在各个频带中设计的合成电路。 
再有，根据输出电平变成导通状态的放大器有所不同，所以放大器的输 出阻抗也变化。这样的情况下的合成电路75、76分别考虑放大器1002、1003的输出阻抗而设计。 
此外，如图20中虚线所示，也可以设置将合成电路75输出的频带f1的信号和合成电路76输出的频带f2的信号进行合波并输出的合波电路60。 
而且，与第一实施例和第二实施例所说明的同样，可以将放大器1002和放大器1003进行多频带化，可以适当设置分波电路20、合波电路60、隔离器8、7、预匹配电路9。 
此外，也可以设置饱和输出功率不同的两个以上的放大器，并设置基于所输入的信号的功率，选择上述两个以上的放大器之中的一个，只使该选择的放大器为驱动状态的控制部件。该控制部件例如基于预先确定的多个阈值，根据所输入的信号的功率而选择放大器。例如，使用饱和输出功率不同的N个放大器An(n＝1，...，N)的情况下，准备N-1个不同的阈值an(n＝1，...，N-1)，从而进行控制，以在所输入的信号的功率W为W＜a1的情况下使用放大器A1，在k＝2，...，N-1，ak-1＜W＜ak的情况下使用放大器AK，在aN-1＜W时使用放大器AN。阈值an可以适当设定。 
再有，图20中所示的多频带放大器1000使用第一实施例所说明的输出侧的多频带放大器作为放大器1002、1003的例子。但是，作为放大器1002、1003，也可以使用参照图18说明的第二实施例的输入侧的多频带放大器500，或参照图19说明的第三实施例的多频带放大器600。在将第二实施例所说明的输入侧的多频带放大器500用作放大器1002、1003的情况下，也可以是分配电路1004输出的信号被输入到各个多频带放大器500的分波电路，合成电路75、76的其中一个合成电路将从各个多频带放大器500的放大元件10(参照图18)输出的信号进行合成的结构。 
这样设置饱和输出功率不同的两个以上的放大器，根据所输入的信号的功率，通过选择最合适的放大器，可以设计更高效率和高输出的多频带放大器。 
[第五实施例] 
通过将多个分配器和多个本发明的放大器及多个合成器进行级联的结构，将各个频率的信号用以对应的频率设计的各个分配器分配给多个信号，将所分配的信号用各个系统的放大器分别放大，并将所放大后的信号用以对应的频率设计的各个合成器进行合成。作为通过该结构而实现的放大器，举 例说明多端口放大器和多赫蒂放大器。作为第五实施例，说明有关多端口放大器。有关多赫蒂放大器，后面论述。 
首先，在多端口放大器中，说明用作分配器、合成器的巴特勒矩阵。最简单的巴特勒矩阵例如由90度混合电路(hybrid)构成。图21中例示了90度混合电路的结构。90度混合电路801是具有四个端口(端口802-805)的电路。从端口802输入的信号通过90度混合电路801的结果，以90度的相位差均等分配，被输出到端口804和端口805。同样地，从端口803输入的信号通过90度混合电路801的结果，以90度的相位差均等分配，被输出到端口804和端口805。 
接着，图22表示在端口804、端口805侧连接了同样的巴特勒矩阵810的情况。端口804输出的信号被输入到端口812，并被输出到端口814和端口815。此外，同样地，端口805输出的信号被输入到端口813，并被输出到端口814和端口815。此时，在端口814中对端口803的输入信号被无损耗地传输，在端口815中对端口802的输入信号被无损耗地传输。 
普通的多端口放大器的结构如图22中虚线所示，在端口804和端口812之间、端口805和端口813之间连接具有相同特性的单位放大器820、821。巴特勒矩阵800即使在端口802和端口803所输入的信号功率有所不同的情况下，也将对单位放大器的输入功率、即端口804和端口805中的信号功率进行平均。 
在图22中虚线所示的单位放大器820、821中，通过使用本发明的多频带放大器，可以构成对应多频带的多端口放大器。具体地说，如图23所示，在巴特勒矩阵800和巴特勒矩阵810之间，将具有分波电路20和合波电路60的第三实施例的两个多频带放大器分别作为单位放大器820、单位放大器821来设置。单位放大器820、821的各个部分的结构和功能与上述多频带放大器相同，所以附加相同的标号并省略说明。 
在多端口式多频带放大器1100的巴特勒矩阵800的端口802中，被输入频带f1的信号(以下，称为信号f11)和频带f2的信号(以下，称为信号f21)所混合后的信号(以下，称为信号f11f21)，在端口803中，被输入频带f1的信号(以下，称为信号f12)和频带f2的信号(以下，称为信号f22)所混合后的信号(以下，称为信号f12f22)。 
根据上述说明的巴特勒矩阵的特性，从巴特勒矩阵800的端口804(第1 输出端子)输出其相位偏移了90度的信号f11f21和信号f12f22所混合后的信号f11f21f12f22(第1信号)。此外，从端口805(第2输出端子)输出信号f11f21和其相位偏移了90度的信号f12f22所混合后的信号f11f21f12f22(第2信号)。 
单位放大器820放大所输入的上述第1信号f11f21f12f22，并将它输出到巴特勒矩阵81的端口812。单位放大器821放大所输入的上述第2信号f11f21f12f22，并将它输出到巴特勒矩阵810的端口813。 
从端口812输入所放大过的第1信号f11f21f12f22，从端口813输入了所放大过的第2信号f11f21f12f22的巴特勒矩阵810，将信号f12f22输出到端口814，并将信号f11f21输出到端口815。 
再有，单位放大器820、821可用与第一实施例～第三实施例所说明的同样的方法，进行多频带化，此外，也可以设置预匹配电路、隔离器、可变频功能。 
此外，本实施例中可以使用的巴特勒矩阵不限于双输入双输出的巴特勒矩阵。也可以应用于B为3以上的整数，输入端口为B个，输出端口为B个的巴特勒矩阵。例如，在输出端口为B个的情况下，也可以在输入侧的巴特勒矩阵和输出侧的巴特勒矩阵之间，并排设置相当于输出端口数的B个单位放大器。 
[第六实施例] 
用90度混合电路构成的真实的巴特勒矩阵具有频率特性，这种情况下，仅在设计频率可获得上述效果。因此，如图24所示，将以在各个频带高效率地进行动作而设计的巴特勒矩阵90、91(92、93)作为分配器、合成器来使用，而且，如果使用第三实施例的多频带放大器1201和放大器1202，则放大器1201和放大器1202可以在多个频带进行共用，所以可以实现小型的多端口式多频带放大器。 
巴特勒矩阵90、91以在频带f1高效率地动作而设计，巴特勒矩阵92、93以在频带f2高效率地动作而设计。 
巴特勒矩阵90将从端口901输入的频带f1的信号f11、从端口902输入的频带f1的信号f12进行90度混合，从端口903(第1输出端子)输出第1信号f11f12。此外，从端口904(第2输出端子)输出第2信号f11f12。同样地，巴特勒矩阵92将从端口921输入的频带f2的信号f21、从端口922输入的频带f2的信号f22进行90度混合，从端口923(第1输出端子)输出第1信号f21f22。此外， 从端口924(第2输出端子)输出第2信号f21f22。 
从各个巴特勒矩阵90、92分别输出的第1信号f11f22和第1信号f21f22被输入到放大器1201的匹配电路1203。此外，从各个巴特勒矩阵90、92分别输出的第2信号f11f12和第2信号f21f22被输入到放大器1202的匹配电路1205。 
各个放大器1201、1202放大所输入的信号f11f12和f21f22，从而输出每个频带的信号。由于放大器1201、1202的各个部分的功能结构和处理与第一实施例～第三实施例所说明的相同，所以省略说明。 
在巴特勒矩阵91中，被输入放大器1201的匹配电路1204输出的频带f1的信号f11f12、以及放大器1202的匹配电路1206输出的频带f1的信号f11f12。此外，在巴特勒矩阵93中，被输入放大器1201的匹配电路1204输出的频带f2的信号f21f22、以及放大器1202的匹配电路1206输出的频带f2的信号f21f22。即，在各个巴特勒矩阵中，被输入在各个放大器的匹配电路(即，各个匹配电路)输出的信号中相同频带的信号。 
巴特勒矩阵91通过将输入的信号进行90度混合并输出，从端口913输出信号f12，从端口914输出信号f11。此外，巴特勒矩阵93通过将输入的信号进行90度混合并输出，从端口933输出信号f22，从端口934输出信号f21。 
再有，放大器1201、1202用与第一实施例～第三实施例所说明的同样的方法，可进行多端口化，此外，也可以设置预匹配电路、隔离器、可变频功能。 
此外，本实施例中可以使用的巴特勒矩阵不限于双输入双输出的巴特勒矩阵。也可以应用于B为3以上的整数，输入端口为B个，输出端口为B个的巴特勒矩阵。例如，在输出端口为B个的情况下，也可以在输入侧的巴特勒矩阵和输出侧的巴特勒矩阵之间，并排设置相当于输出端口数的B个第三实施例的放大器。这种情况下，与上述实施例同样，各个输入侧的巴特勒矩阵输出的第1信号被输入到同一放大器，各个输入侧巴特勒矩阵输出的第2信号被输入到与上述放大器不同的放大器。第3之后的信号也是同样。此外，在各个放大器输出的信号中相同频带的信号与上述同样地被输入到同一输出侧的巴特勒矩阵。 
而且，在增加要放大的频带的数目时，使输入侧的巴特勒矩阵和输出侧的巴特勒矩阵的数目分别与该频带的数目为相同数即可。这种情况下，需要根据该频带的数目而增加各个放大器的匹配块的数目。 
[第七实施例] 
第七实施例是将本发明的匹配电路、多频带放大器应用于多赫蒂式放大器的实施例。 
图25中表示普通的多赫蒂放大器251的结构例。多赫蒂放大器251例如包括：输入侧多赫蒂网络252；输出侧多赫蒂网络253；载波放大器254及峰值放大器255。 
输入侧多赫蒂网络252包括：一个输入端子(端口256)；两个输出端子(端口257、端口258)。此外，输入侧多赫蒂网络252包括：分配器259，分配从端口256输入的信号并分别输出到端口257和端口258；以及λ/4波长线路260，其配置在分配器259和端口258之间，将端口258所输出的信号的相位偏移90度。 
输出侧多赫蒂网络253包括：两个输入端子(端口262、端口263)；一个输出端子(端口264)。此外，输出侧多赫蒂网络253包括：合成器266，将来自端口262的输入信号和来自端口263的输入信号进行合成；以及λ/4波长线路265，其配置在合成器266和端口262之间，将从端口262输入的信号的相位偏移90度后输出到合成器266。 
载波放大器254设置在端口257和端口262之间。载波放大器254，例如载波放大器被偏置到F级。 
峰值放大器255设置在端口258和端口263之间。峰值放大器255例如被偏置到C级。 
从端口256输入到输入侧多赫蒂网络252的信号由分配器259分配给两个路径，一个信号从端口257输出，由载波放大器254放大。另一个信号通过λ/4波长线路260，相对于上述一个信号偏移了90度相位后，从端口258输出，由峰值放大器255放大。 
由载波放大器254放大后的信号从端口262输入到输出侧多赫蒂网络253，通过λ/4波长线路265，相对于由峰值放大器255放大后的信号，相位偏移了90度后，输出到合成器266。由峰值放大器255放大后的信号从端口263输入到输出侧多赫蒂网络253，并被输出到合成器266。合成器266将上述放大后的两个输入信号进行合成。 
载波放大器254只要存在输入信号就放大并输出该信号。即，即使瞬时输入信号较小的情况下，也放大并输出该信号。 
另一方面，峰值放大器255被偏置到C级，在瞬时输入信号较小的情况下，由于没有足够的输入电平使峰值放大器255成为导通状态，所以为截止状态，不输出信号。这里，由于峰值放大器255的直流消耗功率很小，所以作为多赫蒂放大器251整体的效率较高。另一方面，在瞬时输入信号较大的情况下，不仅载波放大器254，而且峰值放大器255也成为导通状态，在峰值放大器255中也放大并输出信号。 
即，多赫蒂放大器251在输入信号的功率较大的情况下，通过峰值放大器255进行动作，从而载波放大器254和峰值放大器255的两个输出功率被合成而使饱和功率增大，在输入信号的功率较小的情况和较大的情况下，通过载波放大器254上被提供的表面的(apparent)负载阻抗产生变化而可高效率地动作，从而实现高效率的动作。 
这里，多赫蒂放大器251的λ/4波长线路260、265具有频率特性，原理上只在波长λ的频率上可获得上述效果。因此，如图26所示，通过将在各自的频带所设计的输入侧多赫蒂网络2521、2522作为分配器使用，将在各自的频带所设计的输出侧多赫蒂网络2531、2532作为合成器使用，在输入侧多赫蒂网络和输出侧多赫蒂网络之间，将第三实施例的多频带放大器作为载波放大器1301、峰值放大器并联地连接，可以构成小型的多赫蒂式多频带放大器1300。 
图26所示的多赫蒂网络式多频带放大器1300包括：输入侧多赫蒂网络2521；输入侧多赫蒂网络2522；输出侧多赫蒂网络2531；输出侧多赫蒂网络2532；载波放大器1301及峰值放大器1302。 
输入侧多赫蒂网络2521具有：将频带f1的信号所输入的端口401，分配器2591，将从端口401输入的信号分波到两个路径而将它分别输出到端口402和端口403；以及λ/4波长线路2601，其设置在分配器2591和端口403之间，使通过的信号的相位偏移90度。这里，所分波的信号中，将从端口402输出的信号设为第1信号，将从端口403输出的信号设为第2信号。 
此外，输入侧多赫蒂网络2522具有：分配器2592，将频带f2的信号所输入的端口411、从端口411输入的信号分波到两个路径而将它分别输出到端口412和端口413；以及λ/4波长线路2602，其设置在分配器2592和端口413之间，使通过的信号的相位偏移90度。这里，所分波的信号中，将从端口412输出的信号设为第1信号，将从端口413输出的信号设为第2信号。 
从输入侧多赫蒂网络2521的端口402输出的第1信号、以及从输入侧多赫蒂网络2522的端口412输出的第1信号，被输入到载波放大器1301的匹配电路1303。即，从各个输入侧多赫蒂网络输出的第1信号被输入到载波放大器1301的匹配电路1303。 
此外，从输入侧多赫蒂网络2521的端口403输出的第2信号、以及从输入侧多赫蒂网络2522的端口413输出的第2信号，被输入到峰值放大器1302的匹配电路1305。即，从各个输入侧多赫蒂网络输出的第2信号被输入到峰值放大器1302的匹配电路1305。 
载波放大器1301例如被偏置到F级，将输入侧多赫蒂网络2521输出的第1信号(频带f1的信号)、以及输入侧多赫蒂网络2522输出的第1信号(频带f2的信号)放大，对各个频带的每个信号输出。具体地说，载波放大器1301的匹配电路1304的匹配块30输出频带f1的信号，载波放大器1301的匹配电路1304的匹配块31输出频带f2的信号。载波放大器1301的功能结构及处理与第一实施例～第三实施例所说明的相同，所以省略说明。 
峰值放大器1302例如被偏置到C级，将输入侧多赫蒂网络2521输出的第2信号(频带f1的信号)、以及输入侧多赫蒂网络2522输出的第2信号(频带f2的信号)放大，对各个频带的每个信号输出。具体地说，峰值放大器1302的匹配电路1306的匹配块30输出频带f1的信号，峰值放大器1302的匹配电路1306的匹配块31输出频带f2的信号。峰值放大器1302的功能结构及处理与第一实施例～第三实施例所说明的相同，所以省略说明。 
载波放大器1301的匹配电路1304的匹配块30输出的频带f1的信号从端口421输入到输出侧多赫蒂网络2531。峰值放大器1302的匹配电路1306的匹配块30输出的频带f1的信号从端口422输入到输出侧多赫蒂网络2531。此外，载波放大器1301的匹配电路1304的匹配块31输出的频带f2的信号从端口431输入到输出侧多赫蒂网络2532。峰值放大器1302的匹配电路1306的匹配块31输出的频带f2的信号从端口432输入到输出侧多赫蒂网络2532。这样，各个放大器的输出侧的匹配块输出的信号中相同频带的信号被输出到同一输出侧多赫蒂网络。 
输出侧多赫蒂网络2531具有：λ/4波长线路2593；以及合成器2603。合成器2603将从端口421输入、其相位通过λ/4波长线路2593而偏移了90度的频带f1的信号与从端口422所输入的频带f1的信号进行合成，将该合成 后的信号从端口423输出。 
输出侧多赫蒂网络2532具有：λ/4波长线路2594；以及合成器2604。合成器2604将从端口431输入、其相位通过λ/4波长线路2594而偏移了90度的频带f2的信号与从端口432所输入的频带f2的信号进行合成，将该合成后的信号从端口433输出。 
在进一步增加要放大的频带的数目时，使输入侧多赫蒂网络的数目和输出侧多赫蒂网络的数目分别与该频带的数目为相同数即可。这种情况下，需要根据该频带的数目而增加各个放大器的匹配块的数目。 
这种情况下，与上述实施例同样，各个输入侧多赫蒂网络输出的第1信号被输入到载波放大器，各个输入侧多赫蒂网络输出的第2信号被输入到峰值放大器。此外，各个放大器输出的信号中相同频带的信号与上述同样，被输入到同一输出侧的多赫蒂网络。 
此外，也可以第1信号被输入到峰值放大器，第2信号被输入到载波放大器。 
多赫蒂式多频带放大器1300在输入信号的功率较小的情况下，不使峰值放大器1302动作而饱和功率较小，在输入信号的功率较大的情况下，通过峰值放大器1302进行动作而增大饱和功率。因此，多赫蒂式多频带放大器1300无论输入信号的功率的大小都高效率地动作。 
再有，载波放大器1301、峰值放大器1302用与第一实施例～第三实施例所说明的同样的方法，可进行多频带化，此外，可以设置预匹配电路、隔离器、可变频功能。 
再有，多赫蒂网络使用多个在各个频带所设计的多赫蒂网络，有时其电路规模成为问题，例如，如图27例示的那样，通过在多层衬底的各层中构成分配器、合成器，可进行小型化。在图27的例子中，在密封(gland)层271的一个表面中所形成的第1层272中设有频带f1的分配器、合成器，在密封层271的另一个表面中所形成的第2层273中设有频带f2的分配器、合成器。 
[其他实施例] 
再有，本发明的匹配电路当然也可以用于放大器以外的用途。即，阻抗因频率而变化的整体电路中，可以使用本发明的匹配电路。 
本发明的匹配电路、多频带放大器也可以只输入设计频带中的一部分频带的信号。换句话说，不需要输入全部的设计频带的信号。例如，参照图4 说明的多频带放大器100的设计频率是频带f1及频带f2，但也可以只输入该设计频率中的一个频带f1的信号。对于其他实施例，也是同样。 
[实验例] 
图28表示对应1.5GHz/2.5GHz的本发明的多频带放大器的设计例子。图28所示的多频带放大器6000包括：匹配电路623；放大元件601；长度3.423mm的传输线路614；分波电路602；以及对于2.5GHz的频带进行阻抗匹配的匹配块605；对于1.5GHz的频带进行阻抗匹配的匹配块606。 
匹配电路623包括：长度4.823mm的前端开路线路610；长度2.886mm的传输线路611；长度9.205mm的前端开路线路612；以及长度4.823mm的传输线路，并设计为在各个频带取得匹配。 
分波电路602包括滤波器603和滤波器604。滤波器603、604以图14的结构为基础来设计。具体地说，滤波器603包括：长度19.75mm的传输线路615；以及长度19.75mm的前端开路线路616。滤波器604包括：长度11.83mm的传输线路617；以及长度11.83mm的前端开路线路618。 
匹配块605、606构成为通过传输线路和前端开路线路，对于各个频率的信号，使观察分波电路侧的阻抗和系统的阻抗相等。具体地说，匹配块605包括：长度0.14mm的传输线路619；以及长度18.45mm的前端开路线路620。而匹配块606包括：长度0.04mm的传输线路621；以及长度0.2mm的前端开路线路622。 
图29中表示电路的频率特性。图29表示S21作为从端口607到端口608的传送特性，S31表示从端口607到端口609的传送特性。根据图29，S21在2.5GHz附近增益最大，具有作为2.5GHz带的放大器的功能。S31在1.5GHz附近增益最大，具有作为1.5GHz带的放大器的功能。另一方面，S21的在1.5GHz附近的增益很小，同样地，S31的在2.5GHz附近的增益很小。即，在将读多频带放大器6000的输入信号为2.5GHz和1.5GHz时，各个信号分别在端口608和端口609被放大输出。此外，从图29可知，也可以同时放大上述两个频率的信号。 
本发明的匹配电路对所分波的频带的每个信号进行阻抗匹配，所以可以在各个频带中高效率地进行阻抗匹配。 
此外，本发明的多频带放大器通过使用这种匹配电路，可以同时高效率、低噪声地放大多个频带的信号。 

Claims (15)

1.一种匹配电路，其特征在于，包括：
分波电路，将从放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及
两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其所输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；
所述分波电路具有接收从所述放大元件输出的信号、数目与所述匹配块相同的带阻滤波器，
各个所述带阻滤波器具有：传输线路；以及连接到该传输线路的、长度为要通过所述各个带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的前端开路线路。
2.一种匹配电路，其特征在于，包括：
分波电路，将从放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及
两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配，
所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器；
各个所述带阻滤波器具有传输线路及多个前端开路线路；
各个所述前端开路线路，有要通过所述各带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的长度，从所述传输线路的一端隔开与所述各个前端开路线路相同长度而连接到所述传输线路，
在所述传输线路和各个所述前端开路线路之间，设置可选择与所述传输线路连接的前端开路线路的开关。
3.如权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
还包括在各个所述匹配块的输出侧的端子上的隔离器。
4.如权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
还包括在所述放大元件和所述分波电路之间的预匹配电路。
5.如权利要求1所述的匹配电路，其特征在于，
还包括将所述匹配块分别输出的信号合波并输出的合波电路。
6.一种匹配电路，包括：
两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其所输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；
合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，然后输出到放大元件；以及
分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号，并输出到所述匹配块，
所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器，
各个所述带阻滤波器具有：传输线路；以及连接到该传输线路的、长度为要通过所述各个带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的前端开路线路。
7.一种匹配电路，包括：
两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；
合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到放大元件；以及
分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号，并输出到所述匹配块，
所述分波电路具有数目与所述匹配块相同的带阻滤波器；
各个所述带阻滤波器具有传输线路及多个前端开路线路；
各个所述前端开路线路，有要通过所述各带阻滤波器阻止的频率的四分之一波长的长度，从所述传输线路的一端隔开与所述各个前端开路线路相同长度而连接到所述传输线路，
在所述传输线路和各个所述前端开路线路之间，设置可选择与所述传输线路连接的前端开路线路的开关。
8.如权利要求6所述的匹配电路，其特征在于，
还包括在所述放大元件和所述合波电路之间的预匹配电路。
9.一种多频带放大器，包括：
权利要求1所述的匹配电路；以及
放大元件，其放大所输入的信号，并将其输出到所述匹配电路的分波电路。
10.一种多频带放大器，包括：
权利要求6所述的匹配电路；以及
放大元件，其放大所述匹配电路的合波电路输出的信号并输出。
11.一种多频带放大器，包括：
权利要求1所述的匹配电路，以下称为输出匹配电路；
权利要求6所述的匹配电路，以下称为输入匹配电路；以及
放大元件，其连接在所述输入匹配电路的合波电路和所述输出匹配电路的分波电路之间，放大所述输入匹配电路的合波电路输出的信号，并将其输出到所述输出匹配电路的分波电路。
12.一种多频带放大器，其特征在于，包括：
两个以上权利要求9所述的放大器，所述两个以上的放大器的饱和输出功率不同；
控制部件，其基于所输入的信号的功率，选择所述两个以上的放大器中的一个，并仅使该所选择的放大器为驱动状态；以及
两个以上的合成电路，分别连接到所述放大器的匹配块中输出相同频带的信号的匹配块。
13.一种多频带放大器，包括：
第一巴特勒矩阵，其输入任意B个自然数的信号，将这些信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；
B个第b输入匹配电路，其输入所述第一巴特勒矩阵输出的第b信号，设b为从1至B的整数，以下将其作为第b输入匹配电路；B个第b放大元件，其放大并输出所述第b输入匹配电路输出的信号；B个第b输出匹配电路，其输入所述第b放大元件输出的信号，以下将其作为第b输出匹配电路，
还包括：
第2巴特勒矩阵，将所述B个的第b输出匹配电路输出的信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；
所述第b输入匹配电路包括：分波电路，将输入的信号分波为每个频带的信号；两个以上的匹配块，被分别输入由所述分波电路分波后的所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第b放大元件；
所述第b输出匹配电路具有：分波电路，将从所述第b放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波并输出。
14.一种多频带放大器，其特征在于，包括：
多个巴特勒矩阵，其输入任意B个自然数的信号，将这些信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；
还包括：
B个第b输入匹配电路，其输入在所述各个巴特勒矩阵输出的信号中第b信号，设b为从1至B的整数；B个第b放大元件，其放大并输出所述第b输入匹配电路输出的信号；B个第b输出匹配电路，其输入所述第b放大元件输出的信号，
还包括：
多个巴特勒矩阵，其输入所述B个第b输出匹配电路输出的信号中相同频带的信号，将该所输入的信号的各个信号以规定的相位差均等分配而输出B个信号；
所述第b输入匹配电路具有：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第b放大元件；
所述第b输出匹配电路具有：分波电路，将从所述第b放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配。
15.一种多频带放大器，其特征在于，包括：
多个输入侧多赫蒂网络，其将所输入的信号分配为两个，使所分配的一个信号的相位相对于另一个信号的相位偏移90度后输出，
还包括：
第一输入匹配电路，其输入所述各个输入侧多赫蒂网络输出的信号中第一信号；
第一放大元件，其放大所述第一输入匹配电路输出的信号；
第一输出匹配电路，其输入所述第一放大元件输出的信号；
第二输入匹配电路，其输入在所述各个输入侧多赫蒂网络输出的信号中第二信号；
第二放大元件，其放大所述第二输入匹配电路输出的信号；
第二输出匹配电路，其输入所述第二放大元件输出的信号；以及
多个输出侧多赫蒂网络，其输入所述各个输出匹配电路输出的信号中相同频带的信号，将所输入的一个信号的相位相对于其他信号的相位偏移90后输出；
所述第一输入匹配电路和所述第二输入匹配电路分别为具有：两个以上的匹配块，被分别输入每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配；以及合波电路，其连接到所述两个以上的匹配块，将所述匹配块分别输出的信号进行合波，并输出到所述第一放大元件；
所述第一输出匹配电路和所述第二输出匹配电路分别为具有：分波电路，将从所述第一放大元件输出的信号分波为每个频带的信号；以及两个以上的匹配块，其连接到所述分波电路，被分别输入所述每个频带的信号，在其被输入的信号的频带中分别进行阻抗匹配。
CN2007101849078A 2006-10-30 2007-10-29 匹配电路、多频带放大器 Expired - Fee Related CN101174820B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006294642A JP4843455B2 (ja) 2006-10-30 2006-10-30 整合回路、マルチバンド増幅器
JP294642/06 2006-10-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101174820A CN101174820A (zh) 2008-05-07
CN101174820B true CN101174820B (zh) 2010-12-29

Family

ID=39145116

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2007101849078A Expired - Fee Related CN101174820B (zh) 2006-10-30 2007-10-29 匹配电路、多频带放大器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7656228B2 (zh)
EP (1) EP1916772B1 (zh)
JP (1) JP4843455B2 (zh)
KR (1) KR100890261B1 (zh)
CN (1) CN101174820B (zh)

Families Citing this family (64)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009265279A (ja) 2008-04-23 2009-11-12 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc 音声合成装置、音声合成方法、音声合成プログラム、携帯情報端末、および音声合成システム
US8049537B2 (en) 2008-08-12 2011-11-01 Marvell International Ltd. Method and apparatus for reducing transmitter AC-coupling droop
EP2159912A1 (en) * 2008-08-29 2010-03-03 Alcatel, Lucent Multi-band Doherty amplifier
JP2010081383A (ja) * 2008-09-26 2010-04-08 Panasonic Corp 高周波回路、高周波電力増幅装置、及び半導体装置
JP5453120B2 (ja) * 2009-01-30 2014-03-26 株式会社Ｎｔｔドコモ マルチバンド整合回路、およびマルチバンド電力増幅器
JP5102825B2 (ja) * 2009-01-30 2012-12-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ マルチバンド整合回路及びマルチバンド電力増幅器
WO2010096582A2 (en) * 2009-02-18 2010-08-26 Rayspan Corporation Metamaterial power amplifier systems
ATE508532T1 (de) * 2009-02-25 2011-05-15 Alcatel Lucent Leistungsverstärkung für fragmentierte transceiversysteme
US9143172B2 (en) 2009-06-03 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Tunable matching circuits for power amplifiers
US8963611B2 (en) 2009-06-19 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Power and impedance measurement circuits for a wireless communication device
US8750810B2 (en) * 2009-07-24 2014-06-10 Qualcomm Incorporated Power amplifier with switched output matching for multi-mode operation
US8072272B2 (en) 2009-08-19 2011-12-06 Qualcomm, Incorporated Digital tunable inter-stage matching circuit
US9559639B2 (en) 2009-08-19 2017-01-31 Qualcomm Incorporated Protection circuit for power amplifier
KR101097605B1 (ko) 2009-11-04 2011-12-22 알.에프 에이치아이씨 주식회사 도허티 증폭기
JP5381732B2 (ja) 2010-01-12 2014-01-08 三菱電機株式会社 高周波増幅器
EP2432121B1 (en) * 2010-09-15 2014-03-19 Sony Ericsson Mobile Communications AB Broadband power amplifier
US8576010B2 (en) * 2010-10-19 2013-11-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for a switched capacitor architecture for multi-band doherty power amplifiers
CN102469387B (zh) * 2010-11-15 2014-10-22 财团法人工业技术研究院 抑制噪音系统与方法
JPWO2012102284A1 (ja) * 2011-01-28 2014-06-30 株式会社村田製作所 送信モジュール
US8749306B2 (en) * 2011-03-16 2014-06-10 Cree, Inc. Enhanced Doherty amplifier
EP2713505B1 (en) * 2011-05-30 2018-12-12 Huawei Technologies Co., Ltd. Doherty power amplifier and signal processing method
KR101298129B1 (ko) * 2011-09-15 2013-08-20 금오공과대학교 산학협력단 트리플렉서를 이용한 삼중 대역 증폭기
CN102394574B (zh) * 2011-10-21 2014-07-02 昆山华太电子技术有限公司 一种基于rf-ldmos的宽带功率放大器
CN102437844B (zh) * 2011-10-31 2013-07-31 中国兵器工业集团第二一四研究所苏州研发中心 隔离匹配开关电路
TW201325076A (zh) * 2011-12-13 2013-06-16 Ind Tech Res Inst 低雜訊放大器及其運作方法
WO2013108677A1 (ja) * 2012-01-16 2013-07-25 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN102684641B (zh) * 2012-05-24 2014-10-01 江南大学 一种多标准、多频段低噪声放大器
US9319005B2 (en) 2012-07-13 2016-04-19 Rf Micro Devices, Inc. Multi-band/multi-mode power amplifier with signal path hardware sharing
WO2014060044A1 (en) * 2012-10-19 2014-04-24 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Apparatus and method for load modulating an amplifier
US10109999B2 (en) 2012-11-02 2018-10-23 Raytheon Company Technology for extending a radio frequency (RF) bandwidth of an envelope tracking (ET) power amplifier (PA)
JP6205840B2 (ja) * 2012-12-07 2017-10-04 日本電気株式会社 送信装置及び無線信号送信方法
JP2014116757A (ja) 2012-12-07 2014-06-26 Samsung Electronics Co Ltd 増幅回路及び通信装置
WO2014088223A1 (en) * 2012-12-07 2014-06-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Amplifier circuit and operation method thereof
CN103152005B (zh) * 2013-01-29 2015-11-25 小米科技有限责任公司 一种匹配电路的调试方法和装置
JP2013138513A (ja) * 2013-04-03 2013-07-11 Ntt Docomo Inc マルチバンド整合回路
CN103534935B (zh) * 2013-06-07 2016-10-26 华为技术有限公司 多赫蒂功率放大电路、多频段信号处理电路和基站
EP3002873B1 (en) * 2013-06-27 2017-12-27 Huawei Technologies Co., Ltd. Multiband power amplifier device
US9306511B2 (en) 2013-07-30 2016-04-05 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Power amplifier and distributed filter
US9166534B2 (en) * 2013-12-17 2015-10-20 Qualcomm Incorporated Tunable loadline
JP2015195449A (ja) * 2014-03-31 2015-11-05 三菱電機株式会社 マルチバンド高周波電力増幅器
JP2017521012A (ja) * 2014-07-14 2017-07-27 コヴィディエン リミテッド パートナーシップ マイクロ波切除のためのデュアルバンド電力増幅器回路
US9893752B2 (en) 2014-10-31 2018-02-13 Skyworks Solutions, Inc. Diversity receiver front end system with variable-gain amplifiers
US10050694B2 (en) 2014-10-31 2018-08-14 Skyworks Solution, Inc. Diversity receiver front end system with post-amplifier filters
US9385765B2 (en) 2014-10-31 2016-07-05 Skyworks Solutions, Inc. Diversity receiver front end system with phase-shifting components
CN104300921A (zh) * 2014-11-04 2015-01-21 浙江纺织服装职业技术学院 一种超宽带或多频放大器
US9716471B2 (en) * 2014-12-22 2017-07-25 Raytheon Company Quasi-switched, multi-band, high-power amplifier and method
EP3251217B1 (en) 2015-01-30 2019-04-17 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Multiband transmitter circuit with integrated circulators and filters
US10009054B2 (en) 2015-05-28 2018-06-26 Skyworks Solutions, Inc. Impedance matching integrous signal combiner
CN107925386B (zh) * 2015-06-09 2021-09-17 国立大学法人电气通信大学 多频带放大器和双频带放大器
TWI578820B (zh) * 2015-06-18 2017-04-11 鴻海精密工業股份有限公司 調節電路及優化電路
KR102019060B1 (ko) * 2015-06-24 2019-09-06 가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼 분파 회로
CN106357222A (zh) * 2015-07-14 2017-01-25 中兴通讯股份有限公司 Doherty功放电路
CN105897200B (zh) * 2016-03-31 2019-04-09 西安空间无线电技术研究所 一种基于基片集成波导的f类功率放大器输出匹配电路
JP2018019231A (ja) * 2016-07-27 2018-02-01 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
US9966902B2 (en) * 2016-09-29 2018-05-08 Nokia Solutions And Networks Oy Multiple-band matching network for a Doherty power amplifier and amplifiers, transmitters, and base stations using the same
JP6845055B2 (ja) * 2017-03-17 2021-03-17 古河電気工業株式会社 増幅装置
JP2019083476A (ja) 2017-10-31 2019-05-30 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN111316563B (zh) * 2017-11-15 2023-07-14 三菱电机株式会社 多赫蒂放大器和多赫蒂放大电路
WO2019142354A1 (ja) * 2018-01-22 2019-07-25 三菱電機株式会社 増幅器
CN108427339A (zh) * 2018-02-07 2018-08-21 厦门芯阳科技股份有限公司 一种台体熨斗锅炉水位状态检测电路及方法
CN109167582B (zh) * 2018-07-23 2021-09-03 华南理工大学 基于频率选择性耦合的宽带带通滤波功率放大器
US11563410B1 (en) * 2018-12-28 2023-01-24 Rockwell Collins, Inc. Systems and methods for multi-band power amplifiers
CN111510087B (zh) * 2020-04-16 2021-10-22 北京邮电大学 一种具有多端口分频输出功能的共时多频功率放大器电路
US11870538B2 (en) * 2020-08-06 2024-01-09 Wilson Electronics, Llc Amplifier networks in a repeater

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0959567A1 (en) * 1998-05-19 1999-11-24 Robert Bosch Gmbh Diplexer for mobile phone
CN1143428C (zh) * 1997-07-03 2004-03-24 艾利森公司 功率放大器的阻抗匹配电路
CN1183689C (zh) * 1998-05-22 2005-01-05 艾利森电话股份有限公司 改进双频段移动电话中功率放大器阻抗匹配的电路

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5339041A (en) * 1993-07-06 1994-08-16 The Boeing Company High efficiency power amplifier
JPH0964601A (ja) * 1995-08-22 1997-03-07 Fujitsu Ltd 高周波回路
US6298244B1 (en) * 1997-07-03 2001-10-02 Ericsson Inc. Dual-band, dual-mode power amplifier
US6188877B1 (en) * 1997-07-03 2001-02-13 Ericsson Inc. Dual-band, dual-mode power amplifier with reduced power loss
JPH1197946A (ja) * 1997-09-17 1999-04-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 複数周波数帯域高効率線形電力増幅器
US5973568A (en) * 1998-06-01 1999-10-26 Motorola Inc. Power amplifier output module for dual-mode digital systems
JP2001185962A (ja) * 1999-12-27 2001-07-06 Toshiba Corp 増幅器
JP2002135214A (ja) * 2000-10-19 2002-05-10 Mitsubishi Electric Corp 光受信器
US7116851B2 (en) * 2001-10-09 2006-10-03 Infinera Corporation Optical signal receiver, an associated photonic integrated circuit (RxPIC), and method improving performance
JP2004343419A (ja) * 2003-05-15 2004-12-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 方向性結合器
JP2005027184A (ja) 2003-07-04 2005-01-27 Seiko Epson Corp 高周波複合部品
WO2006066461A1 (en) 2004-12-24 2006-06-29 Huawei Technologies Co., Ltd. Butler doherty power amplifier
JP2006222629A (ja) * 2005-02-09 2006-08-24 Shimada Phys & Chem Ind Co Ltd 増幅装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1143428C (zh) * 1997-07-03 2004-03-24 艾利森公司 功率放大器的阻抗匹配电路
EP0959567A1 (en) * 1998-05-19 1999-11-24 Robert Bosch Gmbh Diplexer for mobile phone
CN1183689C (zh) * 1998-05-22 2005-01-05 艾利森电话股份有限公司 改进双频段移动电话中功率放大器阻抗匹配的电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CN 1183689 C,说明书第6页第27行至第8页第20行、图1.

Also Published As

Publication number Publication date
EP1916772A1 (en) 2008-04-30
US7656228B2 (en) 2010-02-02
JP4843455B2 (ja) 2011-12-21
EP1916772B1 (en) 2016-02-17
CN101174820A (zh) 2008-05-07
KR100890261B1 (ko) 2009-03-24
JP2008113202A (ja) 2008-05-15
KR20080039250A (ko) 2008-05-07
US20080129410A1 (en) 2008-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101174820B (zh) 匹配电路、多频带放大器
KR102016281B1 (ko) 무선 주파수 필터용 시스템 및 방법
CN109921808B (zh) 用于射频滤波器的系统和方法
US7710217B2 (en) Matching circuit and dual-band power amplifier
CN109565292B (zh) 用于多频功率检测的电磁耦合器装置和包含其的设备
US8098114B2 (en) Matching circuit
CN102804485B (zh) 利用复合右/左手相位超前/延迟线的双工器合成
KR20120018082A (ko) 멀티 밴드 정합 회로
WO2021056880A1 (zh) 一种射频前端架构
Rauscher Two-branch microwave channelized active bandpass filters
US11303249B2 (en) Consecutive doherty amplifier
CN205509995U (zh) 一种波段可选的双路输出功率放大发射单元
CN113726365B (zh) 双路器、射频通信电路及设备
WO2000041326A1 (en) A radio frequency (rf) switch using a single quarter wave isolating section and method of forming same
Okazaki et al. MEMS-based reconfigurable RF circuits for future mobile terminals
Zhurbenko et al. Reconfigurable diplexer based on switched delay line approach
CN105811904A (zh) 一种波段可选的双路输出功率放大发射单元

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20101229

Termination date: 20181029

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee