CN101162889A - 压控振荡器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明的一个目的是提供一种压控振荡器及其控制方法。微波频带的压控振荡器不缩小可变频率范围并具有改善的相位噪声特性。本发明是通过变容二极管电路控制振荡频率的微波频带压控振荡器，在变容二极管电路中，多个串联电路被并联连接，这些串联连接电路具有串联连接的变容二极管和电容，并且变容二极管包括至少一个或多个超突变型GaAs变容二极管和至少一个或多个突变型Si变容二极管。

Description

压控振荡器及其控制方法
技术领域
本发明涉及压控振荡器。
背景技术
日本专利申请特许公开No.2004-320664公开了一种压控振荡器。日本专利申请特许公开No.2004-320664公开了增大可变频率幅度而不会恶化相位噪声特性的技术，包括：变容二极管(varactor diode)电路，其中多个具有串联连接的变容二极管和开路短线(open stub)的电路被并联连接；多个控制电路，用于独立地把控制电压施加到变容二极管电路中的各个变容二极管，并通过可变地控制独立施加到各个变容二极管上的控制电压，把所述控制电压轮流控制到从其下限到上限的范围内的一个值，从而在整个可变范围内控制变容二极管电路复合电容值。
由于最近在高电容无线电通信系统等系统中采用多值调制系统，因此对通信信号的信号源要求越来越严格。特别的，由于通信质量更高了，作为信号源的本地振荡器(LO)的相位噪声特性成为一个非常重要的因素。
在无线电通信中，一般使用由PLL(锁相环)控制的压控振荡器(下文中称之为“VCO”)作为信号源。图1描述了从组成无线电系统的PLL电路中使用的本地振荡器输出的LO信号的波形谱。PLL电路的一般配置包括本地振荡器、相位比较器、环路滤波器、可变分频器以及由PLL控制的压控振荡器。
图1所示的波形中，区域51中的波形由PLL压缩的，并且波形的值和范围由组成PLL电路的环路滤波器的特性所决定。
区域52是半导体的1/f噪声成为主导因素的区域，区域53是包括谐振器的电路的Q值(品质因子：与谐振电路的损耗相关的一个参数，损耗越小，Q值越大)开始成为主导因素的区域，并且需要设计信号源的电路结构以使其改善。
对于用作在VCO中控制频率的基础的可变元素，通常使用变容二极管的电容变化。在微波频段的振荡器中通常使用的这种变容二极管一般如下：
1.超突变(HyperAbrupt)型GaAs
2.突变(Abrupt)型Si
根据二极管的物理工作特性选择最适用的二极管。
超突变型GaAs变容二极管具有大电容变化率和小串联电阻Rs，因此用于振荡器电路时可提供较高的Q值。然而，由于结表面杂质浓度的变化大，容易产生晶格缺陷或界面态，从而导致较大的1/f噪声。
一方面，由于突变型Si变容二极管具有小的电容变化率和小的串联电阻Rs，用于振荡电路时Q值可能会较小。然而与超突变型相比，由于结表面杂质浓度的变化较小，1/f噪声会较小。
在施加电压期间，超突变型GaAs变容二极管具有较大的电容变化率和较好的线性电容变化，因此更易于将它设计用于振荡电路。然而，由于1/f噪声造成的效应，容易引起相位噪声的恶化。
另外，如果选用突变型Si变容二极管来改善1/f噪声，由于小的电容变化率所导致的可变频率范围的减小以及低的Q值，可能会导致相位噪声特性的恶化。
因为器件特性的影响是导致这些问题的主要原因，通过电路设计很难改善其性能。而且，很难进行折衷，这使得包括器件选择的电路设计变得复杂。
关于压控振荡器中的谐振器元件，可能有拐角频率fc。拐角频率fc是相位噪声特性的拐点的频率，并且在不高于拐角频率fc的频率范围内，1/f噪声的影响成为确定相位噪声特性的主导因素。在不低于拐角频率fc的频率范围内，谐振器电路的Q值成为决定相位噪声特性的主导因素。
使用具有宽的可变频率范围的变容二极管的VCO的相位噪声特性由作为可变元素的变容二极管的特性所决定。为了扩大可变频率范围，使用具有大电容变化率的超突变型GaAs变容二极管。在这种情况下，由于在不高于拐角频率fc的频率范围内变容二极管的1/f噪声所造成的效应，会引发一个问题，即相位噪声特性的恶化变得显著。
发明内容
本发明的一个目的是提供微波频带的压控振荡器，而不缩小可变频率范围，并改善相位噪声特性。
本发明的微带频带压控振荡器是通过变容二极管电路来控制振荡频率的微波频带压控振荡器，变容二极管电路中多个串联电路被并联连接，这些串联电路具有串联连接的变容二极管和电容，变容二极管包括至少一个或多个超突变型GaAs变容二极管和至少一个或多个突变型Si变容二极管。
上述配置的本发明具有以下优点：通过在电路(该电路的谐振器部分(变容二极管电路)组成微波频带压控振荡器)中采用具有大电容变化率的超突变型GaAs变容二极管和具有小1/f噪声的突变型Si变容二极管进行并联连接的配置，在不高于拐角频率fc的偏置频率范围内可以改善相位噪声特性而不会缩小可变频率范围。
附图说明
图1是示出了从组成无线电系统的PLL电路中使用的本地振荡器输出的LO信号的波形谱的图；
图2是示出了本发明第一示范性实施例的配置的电路图；
图3是示出了将从图2所示的示范性实施例的元件配置所获得的相位噪声特性进行比较所得的结果的图；
图4是示出了从图2所示的示范性实施例的元件配置获得的f-V曲线(频率-控制电压)的比较的图；
图5是示出了本发明第二示范性实施例的电路图。
具体实施方式
以下参考附图说明本发明的示范性实施例。
图2是示出了根据本发明的微波频带压控振荡器(VCO)的一个示范性实施例的配置的电路图。
本示范性实施例的微波频带VCO包括作为振荡有源元件的振荡晶体管10、在振荡晶体管10的发射极电极侧提供的负载电容11、电容16，17、分别与电容16，17串联连接的具有可变电容的变容二极管14，15、连接电容12、线13。
串联连接的电容16和变容二极管14，与串联连接的电容17和可变二极管15，在变容二极管14，15一侧彼此并联连接，并通过线13和耦合电容12，连接到振荡晶体管10的基极电极。进一步的，电容16和变容二极管14的连接点、电容17和变容二极管15的连接点分别是端口18和19。
在本示范性实施例中，基于根据振荡晶体管10及其负载电容11确定的NR(负阻抗)特性，连接电容12、线13、变容二极管14，15和电容16，17，形成谐振器。
端口18，19是分别为变容二极管14，15提供DC(直流)电压的供电端口，它们连接在一起从而在RF模式下谐振电路不会受到影响。图2中省略了振荡晶体管10的直流偏置电源电路。对振荡晶体管10的直流偏置电源电路也被连接，从而在RF模式中不会受到影响。上述电路形成振荡器。
对于振荡晶体管10，使用了在振荡频率下具有足够的NR(负阻抗)特性和低水平低频噪声的Si双极性晶体管。连接电容12、线13以及变容二极管14，15是用于确定振荡频率的因素。
具体地说，基于VCO使用的振荡频带来确定连接电容12和线13。还通过所需可变频率范围、变容二极管14，15的电容变化率和电容16，17之间的关系，来确定连接电容12。
对于变容二极管14，使用了具有大电容变化率的超突变型GaAs变容二极管，从而增大可变范围宽度。
对于变容二极管15，使用了具有低1/f噪声的突变型Si变容二极管，从而改善振荡信号附近的相位噪声特性。
图3、图4示出了本示范性实施例的振荡电路特性和另一个振荡电路特性的比较。
图3是示出了将根据元件配置而获得的相位噪声特性进行比较的结果，以及单边带(single sideband，SSB)的CN比(载波噪声比)特性相对于偏置频率的关系的图。
图3中，“GaAs”标示的特性表示变容二极管14，15都为超突变型GaAs变容二极管时的特性，“Si”标示的特性表示变容二极管14，15都为突变型Si变容二极管时的特性，“GaAs+Si”标示的特性表示使用本示范性实施例的配置时的特性。“无变容二极管”标示的特性表示当使用固定电容，而不是变容二极管14，15来组成具有固定频率的振荡电路时的特性。
在各个配置中，对于振荡晶体管10、负载电容11和线13，分别使用了具有相同配置的元件。连接电容12和电容16，17被调节，以提供相当的振荡频率和可变频率范围。进一步的，端口18，19从外部进行连接以提供相同的电动势。
在“无变容二极管”的情况下，相位噪声特性由组成谐振器的振荡晶体管10和线13所确定，并显示了比使用可变二极管的其他任何情况更佳的特性。因此认为各个电路之间的相位噪声特性的差异的主导部分是由变容二极管的差异所造成的。
参考图3，将“GaAs”的特性和“Si”的特性比较。如果是“GaAs”，在不高于上述拐角频率fc的偏置频率范围内会观察到相位噪声特性突然恶化的现象。
与超突变型GaAs变容二极管相比较，突变型Si变容二极管具有较低的拐角频率fc以及绝对较小的1/f噪声，从而在高至几十KHz的临近区域具有的更好的相位噪声特性。
相反的，在不低于几十KHz的、Q值开始成为主导因素的区域中，由于作为体材料的GaAs具有比Si更小的阻抗，所以变容二极管的Rs(等效电路中的串联电容)小，并且由于超突变型GaAs变容二极管具有大电容变化率，在相同的可变频率范围内，谐振器的连接电容可以较小，从而可以减小变容二极管的Rs所造成的效应。相应的，使用超突变型GaAs变容二极管的情形比使用突变型Si变容二极管的情形具有较好的相位噪声特性。
与本示范性实施例的并联使用超突变型GaAs变容二极管和突变型Si变容二极管的情况相比，有可能具有中点相位噪声特性。因为实际通信系统中的相位噪声特性受到频域积分值的影响，所以需要改善振荡信号波形的整个偏置频率范围的相位噪声特性。
现在，使用一种类型的变容二极管时，改善的方向受其物理特性的限制，但是在本示范性实施例中，将不同类型的变容二极管并联时，可以改善整个偏置频率范围的相位噪声特性。
图4示出了根据元件配置提供的f-V曲线(频率相对于控制电压)的比较。
与使用超突变型GaAs变容二极管的情形相比较，使用突变型Si变容二极管情况的f-V曲线的线性度较差。f-V曲线的梯度是VCO的调制灵敏度，于是，f-V曲线的较差的线性度表明控制电压造成了调制灵敏度的大的变化。
由于采用使用PLL的VCO时，调制灵敏度会影响PLL的环路特性，因此如果调制灵敏度不恒定，环路特性也无法保持恒定，因此即使使用PLL控制电路，振荡信号的波形不能保持恒定。当通过PLL控制电路控制的VCO信号用作通信系统中的LO信号时，需要根据波形严格规定VCO信号的特性，因为其波形特性决定了通信系统的质量。因此，其调制灵敏度大幅变化的VCO对于LO信号源是不合适的。
当使用本示范性实施例的配置时，f-V曲线的线性度表示出使用超突变型GaAs的情形和使用突变型Si的情形的中间相位噪声特性。因此，在把调制灵敏度的变化所造成的反向效应控制到最小的同时，本发明还可以改善相位噪声特性。
在实际应用中，调整电容16，17可以决定GaAs变容二极管14和Si变容二极管15中的哪一个形成主导的相位噪声特性。电容16，17可以由微波频带电路中的开路短线形成，进一步的，开路短线的长度可用于微调，从而允许更容易的调整以获得所需性能。
图5是示出了本发明第二示范性实施例配置的电路图。
图5中的振荡晶体管410、负载电容411、连接电容412和线413分别与图2中的振荡晶体管10、负载电容11、连接电容12和线13类似。
在本示范性实施例中，串联的电容和变容二极管在变容二极管侧被连接到线413，并且在图2所示的示范性实施例中，两组电容和变容二极管彼此并联连接，而另一方面，在本示范性实施例中，由电容4161，4162，4163，...，416n与变容二极管4141，4142，4143，...，414n构成的n个组彼此并联。变容二极管与各自电容的连接点分别是端口4181，4182，4183，...，418n。
在本示范性实施例中，基于并联连接的谐振器部分的个数n，可变频率范围被分成多个频率区间，被施加到与从低频到高频的区间相对应的端口4181，4182，4183，...，418n的电压被依次控制，从而电压值从各自的最小值增大到最大值。
通过使用上述配置，可变频率范围和相位噪声特性的调整可以满足更复杂的要求，并且通过执行上述控制，可以更好的控制与可变频率范围相关的调制灵敏度的增加，从而更好的抑制了相位噪声特性的恶化。
此外，在上述各个示范性实施例中，无论哪个变容二极管成为主导二极管，特性都可以由连接到各自变容二极管后侧的电容进行调整。
虽然本发明是参考本文中的示范性实施例进行表示和说明的，本发明不限于这些实施例。本领域的一般技术人员应该认识到可以进行形式和细节上的各种改变而不会偏离本发明的精神和范围。本发明的精神和范围由权力要求所定义。
本申请基于并要求于2006年10月13日提交的日本专利申请No.2006-280401的优先权。该专利的公开以引用的方式并入本文中。

Claims (5)

1.一种压控振荡器，包括：
变容二极管电路，在所述变容二极管电路中，多个串联电路被并联连接，每个所述串联电路具有串联连接的变容二极管和电容，其中
所述变容二极管中的一个或多个是超突变型GaAs变容二极管，并且其他变容二极管中的一个或多个是突变型Si变容二极管。
2.一种压控振荡器，包括：
变容二极管电路，在所述变容二极管电路中，多个串联电路被并联连接，每个所述串联电路具有串联连接的变容二极管和电容，其中
所述变容二极管中的一个或多个是与其他变容二极管相比具有大电容变化率的超突变型变容二极管，并且其他变容二极管中的一个或多个是具有较小1/f噪声的突变型的。
3.根据权利要求1或2所述的压控振荡器，还包括：
有源元件；
与所述有源元件的输出电极连接的第一电容；
第二电容，所述第二电容的一端连接到所述有源元件的控制电极；和
线，所述线的一端连接到所述第二电容的另一端，所述线的另一端连接到变容二极管电路的在变容二极管侧的端子。
4.根据权利要求1至3中的任意一个所述的压控振荡器，还包括：
用于施加电压的端口，所述端口位于所述串联电路的所述变容二极管和所述电容的连接点。
5.一种使用根据权利要求4所述的压控振荡器的控制方法，包括：
基于并联连接的谐振部分的个数n，将可变频率范围分成多个频率区间，并且被施加到与具有低频到高频的范围的区间相对应的所述端口上电压被依次控制，从而各自从最小电压增大到最大电压。
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