CN101159728A - 强健传输模式 - Google Patents

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Abstract

一种强健传输模式，用于在数据传输系统(10)中向OFDM码元中的数据提供具有时间和频率分集的冗余的交织/去交织方案。在发射侧(12)，通过把编码数据存储在交织存储器(20)中和从交织存储器(20)读出编码数据的多个拷贝，从而使编码数据拷贝在非连续码元上时间扩展和在非相邻载波上频率扩展而交织要调制在OFDM码元中载波上的编码数据。在接收侧(14)，接收OFDM数据的多个拷贝，并将相位噪声计算用于把(度量值或相角形式的)多个拷贝组合为一。从组合的拷贝，产生一个在译码OFDM数据中使用的单一度量值。

Description

强健传输模式
本申请是申请人于2000年8月21日提交的、申请号为00805522.X(PCT/US00/22911)、题为“强健传输模式”的申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及OFDM数据传输系统。
背景技术
OFDM是一种其中将可用传输信道带宽再分为多个彼此重叠和正交的离散信道或载波的扩展频谱技术。数据以具有预定持续时间和包括一定数量载频的码元的形式发送。利用二相移相键控(BPSK)或四相移相键控(QPSK)之类的惯用方案可以对通过这些OFDM码元载波发送的数据进行编码和调幅和/或调相。
现有OFDM数据传输系统的一个已知问题是可能在传送信道上产生差错突发的脉冲噪声，和通常造成频率选择性衰减的延迟扩展。为了解决这些问题，现有系统使用了与交织技术结合的前向纠错(FEC)编码。FEC编码添加了能够检测和纠正码字中一个或多个差错的奇偶校验数据。交织技术在发送前重新排列一个码字数据块中的码字比特的顺序，以取得时间和频率分集。
尽管现有的交织技术能够尽量减小脉冲噪声和延迟扩展对OFDM数据传输的影响，但是它们不能减轻脉冲噪声和频率零位的组合对发送的OFDM数据码元的影响，这种组合影响可以导致很长的噪声事件。
发明内容
在本发明的一个方面，交织要调制到用于通过一个传输信道传输的连续OFDM码元分组中的OFDM码元的载波上的编码数据，以产生在连续OFDM码元分组中非连续OFDM码元上时间扩展和在非相邻载波上频率扩展的编码数据的拷贝。
在本发明的另一方面，为了更强健的数据传输，处理从传输信道接收的OFDM数据。从传输信道接收OFDM数据的多个拷贝，多个拷贝是经过时间和频率扩展的。组合多个拷贝的相角信息，以产生要在解码OFDM数据中使用的单一度量值。
本发明的实施例可以包括一个或多个以下特征。
交织可以包括将编码数据按行存储在一个交织存储器中，和按列从交织存储器读出编码数据，n连续次读出存储在交织存储器中的编码数据。
编码数据读出可以包括一个对除了第一次列读出之外的全部n次连续读出的每一次列读出的偏移量，和对n次连续读出中除了第一次之外的全部读出的不同附加偏移量。
相角信息可以包括用于四个拷贝的每一个的度量值。作为选择，相角信息可以包括相角代表值。
可以用下面的方式组合数据拷贝的相角代表值。从数据拷贝的相角代表计算相位噪声值。根据计算的相位噪声值给相角代表值加权。将加权相角代表值相加，并转换成一个单一度量值。
如果使用度量值拷贝，那么可以用下面的方式组合它们。将多个拷贝的相角转换成度量值。从数据拷贝的相角计算相位噪声值。根据计算的相位噪声值选择权数并给度量值加权，和把加权度量值相加。
作为选择，可以通过将度量值相加产生一个和数，并利用这个和数计算平均度量值作为一个单一度量值而组合度量值拷贝。
作为另一种选择，组合度量值拷贝可以包括从度量值中选择一个度量值。
在任意一个组合方法中，可以把拷贝的幅度与一个干扰机检测阈值比较，并且把比较的结果用于取代选择的权数，从而能够将最小权数应用于拷贝的度量值或相位代表值。
本发明的技术具有几种优点。它提供了一个冗余级，并且把冗余级与频率和时间分集组合。结果，由于每个数据比特跨越频带在每个码元中和跨越发送的码元在时间上均匀地分布，因为可以使用冗余数据的最佳拷贝，因而极有可能恢复噪声事件造成的数据丢失或(延迟扩展造成的)破坏性消除。本发明技术也使用相位噪声，在把拷贝组合成一个单一拷贝之前，给予各个拷贝不同的加权。给予具有低相位噪声的强载波以更大的权数。因此，整个传输更为可靠，即使是在极端嘈杂的环境中。
从下面的详细说明和权利要求中，可以对本发明的其它特征和优点有更清楚的了解。
附图说明
图1是一个具有一个用于以OFDM码元发送数据的发射机和一个用于以OFDM码元接收数据的接收机的数据传输系统；
图2是图1的发射机中的用于存储数据的交织器；
图3是交织处理的流程图；
图4在图3的交织处理中读出的四个连续数据拷贝的示意图；
图5是图1中所示接收机的解调器产生的一个软判定转换值的表；
图6是用于控制图1所示接收机的去交织器的输出的控制器的示意图；
图7是去交织和组合图3的交织处理产生的拷贝的处理过程；
图8A和图8B分别是图6的控制器执行的BPSK相位噪声和QPSK相位噪声计算的说明图；
图9是图7中所示的在载波和码元上进行的计算相位噪声平均值的累加部分的示意图；
图10是用于根据载波和码元相位噪声平均值确定应用到去交织器输出拷贝的加权的权数表的示意图；
图11是图6控制器执行的比特度量转换的示意图；和
图12是为干扰机阈值检测而改进的(图7的)组合处理。
优选实施方式
参考图1，数据传输系统10包括由数据传输信道16互联的一个发射机12和一个接收机14。发射机12包括一个编码器18，一个交织器20，和一个调制器22。接收机14包括一个解调器24，一个去交织器26，一个译码器28，和一个控制器30。在使用中，数据被传送到编码器18的输入端。编码器18以前向纠错码给数据编码，并且将编码数据写入到交织器20。为此目的，可以使用任何前向纠错码，例如，卷积码。调制器22从交织器20读出编码数据，并且根据惯用的OFDM调制技术将编码数据调制到OFDM码元中的载波上。这些调制技术可以是相干的或是差分的。在本优选实施例中，调制类型可以是二相移相键控(BPSK)，或四相移相键控(QPSK)。
解调器24解调从传输信道16接收的OFDM码元，并且把每个码元的每个载波中的数据的相角转换成度量值。图中参考号31指出了相角至度量值转换功能。解调器24将度量值存储在去交织器26中。译码器28从去交织器26读出度量值，并且将度量值用于译码。译码器28纠正从编码器18到译码器28的传输过程中发生的比特差错。在所述实施例中，译码器28可以包括一个维特比译码器和/或一个里德-索罗门译码器。纠错码使得均匀分布在所有码元和频率载波上的发生的比特差错可以容易地纠正。连续码元或相邻频率中的大量连续比特是不正确时的突发差错比较不容易纠正。
尽管所述解调器执行了一种到度量值的转换，但如下面将说明的，它也可以产生相角代表，并且把相角代表存储在去交织器中，以便以后转换成度量值。相角代表可以用从一个预期值(例如，0或180度)开始的许多度数来表示相角。例如，对于BPSK调制数据，一个具有在0和2π之间的值的接收相角(AR)，如果AR小于或等于π，可以表示为AR-(π/2)的相角代表值，或如果AR大于π，可以表示为2π-AR-(π/2)的相角代表值。这里使用的一般性短语“相角信息”是指度量值或相角代表值。
仍然参考图1，控制器30耦合到传输信道16的接收机一侧，去交织器26，和去交织器26的输出端。控制器30的功能将在以后参考图6详细说明。为了简洁，在这里省略了熟悉本领域人员所熟知的并且认为是与本发明的传输模式的理解无关的OFDM发射机和接收机设计的详细说明。
参考图2，交织器20是一个M列32和N行34的行/列交织存储器。在本优选实施例中，M＝40，N＝84。数据按行存储，和按列读出，并且用一定量的位移重新给比特排序。根据方程式(1)计算行号(地址)J：
J＝(1+[(K-1)*p])mod N    (1)
其中K是列数，p是偏移参数(指示列比特位移的量)，N是行(或可选存储单元)的总数。例如，如果K＝2，p＝8，和N＝84，那么列2的列读出将在行9开始。
在所示实施例中，交织器20能够以两种不同模式操作：一种标准传输模式和一种强健传输模式。在标准传输模式中，交织器20存储要在一个单一数据分组或块中发送的40个OFDM码元，并且以下述方式定址。在写入操作过程中，编码器18将编码数据的二十个比特写入在行0开始的连续行。该二十比特字的最低有效位(LSB)是第一时间(first-in-time)编码数据。在读出操作过程中，调制器22在行0开始按列读出，通过给前一列的开始行加8，从偏移p＝8开始读出每一连续列。20-比特字的LSB将是第一时间调制数据。上述技术提供了在时间和频率上扩展的数据，使得任意一个域中的块差错能够扩展足够大的间隔，以允许通过译码器28纠正。
在强健传输模式中，交织器20使用十列(比特0至9)代替二十列。行数等于每OFDM码元的可用载波数。交织器20存储10个OFDM码元代替40个码元，并且连续4次读出，以产生一个40码元分组。
在强健模式期间，并且如图3中所示，强健模式的交织处理40通过以标准传输模式期间的相同方式填充交织器20开始，即，它按行存储编码数据(FEC码字)(步骤42)。在读出操作过程中，调制器22从交织器20按列读出数据的第一拷贝，并且是通过给前一列的开始行加上8的偏移来读出每一连续列(步骤44)。作为一个整体连续4次读出交织器20。在第一次读出从行0开始。在等于(可用载波数)*1/4的行数开始读出第二拷贝(步骤46)。在第三次读出，在等于(可用载波数)*1/2的行数开始读出第三拷贝(步骤48)。在第四次(最后)读出中，在等于(可用载波数)*3/4的行数开始读出(步骤50)。
控制读出和写入机构的交织器控制电路是已知的，因此省略了说明。这种控制电路可以包括在编码器18和调制器22中，如所述实施例中假设那样，在交织器20本身中，或可以存在于一个独立的控制单元中。
参考图4，示出了四个读出数据拷贝60。四个数据拷贝60包括一个第一数据拷贝62a，一个第二数据拷贝62b，一个第三数据拷贝62c，和一个第四数据拷贝62d。在第一数据拷贝62a中，第一读出数据比特对应于行0。在第二数据拷贝62b中，通过1/4行/地址位移，第一读出数据比特对应于行数21。在第三数据拷贝63c中，通过1/2行/地址位移，第一读出数据比特对应于行数42。在最后拷贝62d中，第一读出数据比特对应于行数63，这反映出位移等于3/4*(84行)。从图中可以看出，在第一数据拷贝的列1到9中的比特排序是初始8比特位移的结果。在数据拷贝2至4中，在第一列之后的每一列中的比特排序是8比特位移以及附加偏移(对于数据拷贝2是1/4*84，对于数据拷贝3是1/2*84，对于数据拷贝4是3/4*84)的结果。
因此，上述交织处理保证了数据比特拷贝不被调制到一个给定码元或相邻码元上的相邻载波上。而是在时间和频率上均匀地扩展它们，以保证成功的译码。尽管冗余数据不需要均匀地扩展，但应当知道数据拷贝间隔越大越均匀，传输可能越强健。
由于可能需要或希望禁止某些可用载波，例如，可能需要禁止84个载波中的一个或多个，从而使传输不干扰其它RF业务的频带，因而可以调节交织器移位机构以适于不同数量的可用载波。例如，如果可用载波的数量是83，那么1/4偏移需要20行位移，而不是用于全部84载波的21行位移，并且要相应地调节移位机构。
由于强健模式具有比标准传输模式更低的数据率，最好把它的使用限制于某些需要高度可靠性的通信环境。例如，强健模式可以特别适合于在一些广播传输模式中使用，在这些广播传输模式中由于每个接收节点具有不同的信道并且这些信道可能在频带的不同部分具有频率零点而使一个发送节点不能适配于每个接收节点。另外的使用将要在通过电力线通信的节点之间建立初始接触。在这种初始建立期间，一个发送节点不知道哪一个信道将发送节点连接到接收节点，因而将以接收机可以收听的模式发送。但是，发送机不可能总是要以强健模式发送，因为强健模式可能使用太高的信道百分比。因此，发送节点的目标是要尽可能快地迁移到最高数据率，以使其它节点能够使用该信道。发送节点在它建立起与接收机的初始通信之前不会知道数据率是什么样的。
编码器18在调制器22通过传输信道16向接收机14发送任何数据之前完全地填充交织器20。
返回到图1，解调器24利用适合于调制器22使用的调制技术的方案解调调制载波。解调器24的相角至度量转换功能31从发送载波数据的每一比特的相角产生一个代表“0”或“1”比特的可能性的从0到7的3-比特软判定值，其中7代表“1”，而0代表“0”。利用下面的方程式确定相位差：
Dk＝mod((2π+θk)-ψk，2π)(2)
其中Dk是第k载波相位差，θk是当前码元的第k载波相位，ψk是前一个码元的第k载波相位，2π弧度是最大相位值。将相位差Dk转换成一个0-127点的值(2π＝128)。然后，根据调制类型，将Dk偏移一个量，以便于一个单一软判定转换。参考图5中所示的表，(具有0-127的一个值的第k载波的)偏移相位差Pk被映射到一个3-比特软判定值(也叫作“比特度量”值)。
(图1的)去交织器26接收每个数据比特的3-比特软判定值。将全部3-比特软判定值作为一个组去交织(即，存储在去交织器中)。将写入交织器的方法用于读出去交织器，并且将读出交织器的方法用于写入去交织器。写入操作使用读出操作期间用于交织器的算法的逆算法。
参考图6，控制器30包括一个相位噪声(PN)计算单元70，一个包括一个载波相位噪声(PNC)存储器72a和一个码元相位噪声(PNS)存储器72b的相位噪声存储器72，包括分别对应于74a-74d的选择器1至4的选择逻辑电路，和包括对应于76a-76d的权数表1至4的权数查询表逻辑电路。控制器30进一步包括乘法器78a-78d，一个求和单元80，和一个转换单元82。还包括具有一个译码单元84和一个RAM地址译码器86的译码逻辑电路。
将四个发送的拷贝的度量值组合成一个单一度量值的处理是由控制器30执行的，并且示出在图7的流程图中。参考图6和图7，在从传输信道16接收OFDM码元时，相位噪声计算单元70监视每个OFDM码元中的每个载波的相位(步骤92)。相位噪声计算单元70通过执行i)相位噪声估算(步骤96)；ii)相位噪声估算值的累加和求平均值(步骤98和100)；和iii)阈值比较/转换(步骤102)，计算出与每个载波和每个码元相关的相位噪声(步骤94)。可以对BPSK或QPSK执行步骤96的相位噪声估算，也就是说，无论调制器使用了何种调制类型。对于BPSK，一个二进制1造成一个零相位的传输，而二进制0造成∏相位的传输。由于BPSK仅发送两种状态(对应于“1”和“0”)，相位噪声计算单元70测量抽样离开预期的1和0值有多远。
首先将从调制器接收的相位转换成极坐标，以给出一个对应的相角抽样。可以用二进制形式表示抽样的构象坐标图，将0至2∏弧度表示为0至127(或0至255)个点。对于一个给定抽样X，相位噪声计算单元70计算出这个抽样的载频的相位噪声估算值。然后，计算出每个载频以及每个码元的计算的相位噪声值的平均值。平均值可以表达为：
PNavg＝(∑Y1)/(抽样总数)(3)
其中Y1＝|Y-(∏/2)|，和Y＝mod[X+(∏/2)；∏]。值Y1是相位噪声，并且表达为离开理想预期调制值的点数，在BPSK情况下是零或∏，零或∏状态指示没有噪声。
相角在二进制形式中表示为0与127(或0与255)之间的一个相位数。相位噪声计算单元70建立一个相位数y的模数，例如，64(或32)，加上y/2点，和算出X+(y/2)mod y。然后，减去y/2，从而结果总是一个在-y/2与+y/2之间的值。一旦相位噪声计算单元70获得了该值的绝对值，结果位于构象的第一象限(0至y/2)中。
在图8A中示出了BPSK的示例相位噪声计算。在所示示例的构象坐标图中，将2∏弧度表示为对应于128点的二进制值。对于一个具有80相位数的抽样，计算加上32，给出和数112，并计算(112mod 64)。因此，参考方程式(3)，Y等于48，Y1等于(48-32)的绝对值，或16点。
可以对使用间隔∏/2的四状态(或相位)的QPSK进行类似的相位噪声计算。在图8B中示出了示例QPSK相位噪声估算。
可以计算作为载波、码元或二者的函数的相位噪声的方程式(3)和(图7的)步骤100的相位噪声平均值。为了计算载波相位噪声平均值，PNC，相位噪声计算单元70累加所有码元的一个给定载波的载波值，并且除以码元的总数。在所述实施例中，一个OFDM分组中的码元总数是40。因此，PNC是与存储在去交织器中的比特度量相关的整个数据块的一个载波的平均相位噪声。此外，对于码元相位噪声平均值，PNS，累加一个码元中所有载波上的相位噪声，并且除以载波总数(即，84)。PNS值提供了从码元到码元载波相位噪声如何变化(相对于PNC)的指示。因此，组合在一码元接一码元基础上提供了一个给定载波的信-噪比(S/N)的合理估算。
参考图9，图9说明了一个给定载频的在一时间范围中并且是逐码元的相位噪声值的累加(或求和)(图7的步骤98)。通过相加四十个OFDM码元106上的每个载波的相位噪声值，累计每个载波104的相位噪声值，以给出一个和数，SUM(PNC(M))108，其中M是载波0至83中的一个。同样地，通过相加所有84个载波104的相位噪声值，累计每个OFDM码元106的相位噪声值，以给出一个和数，SUM(PNS(N))110，其中N是码元1至40中的一个。因此码元累加或和数的总数是40。将任何没有在传输中使用的载波排除在求和之外。
将计算的相位噪声平均值(PNC和PNS值)存储在(图6的)对应存储器72a和72b中。参考图7，一旦计算了相位噪声平均值(步骤100)，相位噪声计算单元70执行相位噪声平均阈值比较/转换(步骤102)。也就是说，将每个载波相位噪声平均值PNC与两个阈值“C1”和“C2”比较，以将PNC转换成3种(2-比特)状态或值：0，1或2，中的一种。每种状态指示抽样质量的一种不同阈值范围。零值相当于“差”，1值相当于“中等”，2值相当于“优”。同样地，将每个PNS与两个阈值“S1”和“S2”比较，以将PNS转换成相同的三个值中的一个。PNS和PNC的2-比特值一同形成一个4-比特选择值，这个4-比特选择值，在译码单元84的控制下，被选择器74a-d中一个适当选择器提供到权数表76a-d中的对应的一个，以为存储在去交织器中的(与数据比特拷贝之一相关的)比特度量值选择一个权数值(步骤112)。
译码单元84为每个比特号和比特拷贝号导出一个载波号和一个码元号。作为一种选择，译码单元84将选择器对应的比特拷贝的载波号和码元号提供给每个选择器74a-74d。例如，如果在码元1的载波1上发送了比特拷贝1，那么将比特1和载波1提供给第一选择器74a，用于选择载波1的PNC和码元1的PNS的2-比特值，作为对第一权数表76a的输入。同样，如果在码元11的载波21上发送了比特拷贝2，那么将比特2和载波21提供给第二选择器76b，用于选择载波21的PNC和码元11的PNS的2-比特值，作为对第二权数表76b的输入。经过它们对应的选择器74c和74d，以相同的方式，为比特拷贝3和4进行选择。
RAM地址译码器86在从去交织器26取出适当的比特度量值时也使用译码单元84提供的载波和码元号。
参考图10的权数查询表和下面的表1进一步说明权数选择。参考图10和表1，四比特选择值的形式是：S2(比特3)，S1(比特2)，C2(比特1)，和C1(比特0)。选择值沿它们的逻辑代表如下映射到对应的权数：
表1
选择        逻辑表达          权数
1X1X        S2C2              1
1X01        S2C2’C1          3/4
1X00        S2C2’C1’        1/2
011X        S2’S1C2          3/4
0101        S2’S1C2’C1      1/2
0100        S2’S1C2’C1’    1/4
001X        S2’S1’C2        1/2
0001        S2’S1’C2’C1    1/4
0000        S2’S1’C2’C1’  1/8
图10中所示的权数表是在一个用5个权数值的每一个作为输入，和(通过选择值选定的)选定权数作为输出的5∶1多路复用器中实现的。
通过乘法器78a-78d中对应的一个，将为四个拷贝中每个从去交织器读出的每个度量值拷贝乘以(权数表76a-76d中对应的一个提供的)对应的权数值(步骤114)。通过求和单元80将四个加权度量值相加在一起，以产生一个组合(或单一)10-比特度量值(步骤116)，转换单元82将这个组合10-比特度量值转换成一个“新的”30比特度量值(步骤118)。然后用译码器28处理这个“新的”度量值。
因此，上述技术利用相位噪声计算给予度量拷贝不同的权数。具有较小相位噪声的拷贝抽样被给予比具有较大相位噪声的拷贝抽样更大的权数。
图11中说明了控制器30执行的解调器产生的初始3-比特值到新的3-比特值的完全转变。首先，尽管在图6中未示出，当从去交织器读出3-比特比特度量值时，它们被转换成5-比特值。接下来，给5-比特值适当地加权，以产生一个8-比特加权值。将四个加权值相加在一起。截取并向下取整10-比特和数，以给出一个6-比特值。给6-比特值加上一个+4的值，然后将它限制或下饱和为一个从0至7范围的3-比特值。比特度量值再次成为一种维特比译码器可以使用的形式。
最好将迄今所述的控制器30修改为包括一个干扰机阈值检测单元88，这个干扰机阈值检测单元88接收四个拷贝的发射载波抽样的幅度，并且如果该载波抽样拷贝的幅度超过一个最小干扰机检测阈值电平，可以为四个拷贝的每一个产生一个独立的取代信号(集合地示为输出信号89a至89d，它们分别对应于拷贝1-4)。如果超过了最小干扰机检测阈值电平，那么取代信号通过强迫拷贝的对应权数表输出最小权数(“1/8”)，取代上述PNC/PNS选择选定的权数。
图12的流程图示出了一个具有干扰机阈值检测120的拷贝组合处理(即，将四个发射拷贝的度量值组合成一个单一度量值的处理)。参考附图，控制器30执行图7中的步骤92至112(步骤122)。控制器30也接收每个载波抽样的幅度(步骤124)，并且将这些幅度与一个预定干扰机检测阈值比较(步骤126)。如果超过了这个预定干扰机检测阈值，那么控制器30为载波抽样对应的拷贝产生一个取代信号，以迫使在步骤112(图7)选择的权数为最小权数(步骤130)。如果没有超过阈值，那么控制器30前进到图7的步骤114。也就是说，如上所述，它将为每个拷贝(在图7的步骤112)通过PNC/PNS选择的权数提供给对应的度量值拷贝。应当知道，控制器可以与相位噪声计算和相关的权数选择并行地执行步骤124至130，只要取代信号(如果产生了的话)可用于在适当的时间控制对应权数表的输出。
其它实施例
应当知道，尽管本发明是结合它的详细说明解释的，但上述说明只是说明性的，并不限制本发明的范围，本发明的范围是由附属权利要求的范围定义的。其它实施例在附属权利要求的范围内。
例如，相位噪声计算单元70可以简单地包括一个用于相加四个值并利用和数计算平均值(即，与加权相反，直接求平均值)的组合单元，或一个用于从四个值(拷贝)中选择最佳载波的选择器(例如，MUX)。
在另一个替代实施例中，相位噪声计算单元70可以使用PNC和PNS值估算码元和载波的S/N，并根据S/N估算利用查询表达到考虑到一个特定载波或码元有多好或多差的新的比特度量值。
在再一个替代实施例中，解调器24可以把每个拷贝的相角代表存储在去交织器中，而不是如上所述将拷贝转换成度量值和把度量值拷贝存储在去交织器中。在这个实施例中，将在求和单元80(图6)的输出端执行相角至比特度量值的转换功能(相当于图1中的相角至度量值转换器31)。也就是说，可以把相角至度量值转换器耦合到求和单元80和转换单元82，以便接收来自加法器80的输出端的组合加权相角代表，和把该输出的度量值提供到转换单元82的输入端。作为替代，相角至度量转换可以包括在转换单元82中。很有可能，系统如果也带有适当的选择/控制逻辑电路，那么可以包括两个独立的转换器一个在解调器中，另一个在求和单元80的输出端，以便支持去交织的度量值拷贝，或相角代表值拷贝。

Claims (14)

1.一种处理通过一个传输信道发送的OFDM数据的方法，包括：
接收来自传输信道的OFDM数据的多个拷贝，多个拷贝是时间和频率扩展的；和
基于该多个拷贝的相角信息，产生一个在译码OFDM数据中使用的单一度量值。
2.根据权利要求1所述的方法，其中相角信息是一个度量值，并且产生单一度量值包括：
将多个拷贝的各相角转换成各度量值；
从各数据拷贝的各相角计算各相位噪声值；
根据各计算的相位噪声值选择一个加权值，并且把选择的加权值应用于各度量值，以产生各加权度量值；和
对各加权度量值求和。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述相角信息是度量值，并且产生单一度量值包括：
将相应于所述多个拷贝的各度量值求和，以产生一个和数，并且利用该和数计算一个平均度量值，作为一个单一的新度量值。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述相角信息是度量值，并且产生单一度量值包括：
基于与多个拷贝相对应的度量值的比较，相应于所述多个拷贝中的一个来选择一个度量值。
5.根据权利要求1所述的方法，其中相角信息是一个相角代表，并且其中产生单一度量值包括：
根据各数据拷贝的各相角计算各相位噪声值；
根据计算的相位噪声值选择一个加权值，并且把选择的加权值应用于各相角代表；
对加权相角代表求和；和
将加权相角代表转换成一个单一度量值。
6.根据权利要求2所述的方法，进一步包括：
将多个拷贝的幅度与一个干扰机检测阈值比较，并产生一个信号，以迫使选择的加权值为一个最小加权值。
7.根据权利要求5所述的方法，进一步包括：
将多个拷贝的幅度与一个干扰机检测阈值比较，并产生一个信号，以迫使选择的加权值为一个最小加权值。
8.一种用于处理通过一个传输信道发送的OFDM数据的装置，包括：
解调器，用于接收来自传输信道的OFDM数据的多个拷贝，多个拷贝是时间和频率扩展的；和
控制器，用于基于该多个拷贝的相角信息，产生在译码OFDM数据中使用的单一度量值。
9.根据权利要求8所述的装置，其中控制器包括：
相位噪声计算单元，用于根据各数据拷贝的各相角计算各相位噪声值；
电路，用于根据计算的相位噪声值选择一个加权值，并且把选择的加权值应用于相角信息，以产生加权相角信息；和
求和单元，用于对加权相角信息求和。
10.根据权利要求8所述的装置，其中相角信息包括由解调器从多个拷贝的各相角产生的各度量值。
11.根据权利要求9所述的装置，其中相角信息包括相角代表，并且其中控制器进一步包括：
相角至度量值转换器，用于将所述求和的加权相角信息转换成一个单一度量值。
12.根据权利要求10所述的装置，其中控制器包括：
组合单元，用于对度量值求和以产生一个和数，并且利用该和数计算一个平均度量值，作为单一新度量值。
13.根据权利要求10所述的装置，其中控制器包括：
选择器，基于度量值的比较，用于选择一个度量值。
14.根据权利要求9所述的装置，其中控制器进一步包括：
干扰机阈值检测单元，用于将多个拷贝的幅度与一个干扰机检测阈值电平比较，并且产生一个信号，以迫使选择的权重为一个最小权重。
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