BRPI0009118B1

BRPI0009118B1 - modo de transmissão robusto

Info

Publication number: BRPI0009118B1
Application number: BRPI0009118A
Authority: BR
Inventors: Bart W Blanchard; Harper Brent Mashburn; Lawrence W Yonge Iii
Original assignee: Atheros Comm Inc; Atheros Powerline Llc; Iceman Acquisition Two Llc; Intellon Corp; Qualcomm Atheros Inc; Qualcomm Inc
Priority date: 1999-08-19
Filing date: 2000-08-21
Publication date: 2015-10-20
Also published as: DE60045378D1; US6278685B1; KR100876625B1; KR100840631B1; EP1203467A1; KR20020016764A; AU7063700A; EP1203467A4; MXPA01013418A; CA2366662A1; ATE492079T1; CN101159728B; BR0009118A; JP4429562B2; WO2001013560A1; CA2366662C; AU768374B2; JP2003507930A; EP1203467B1; KR20080021830A

Abstract

"modo de transmissão robusto". um esquema de intercalação/desintercalação para produzir redundância com ambos tempo e diversidade de freqüência para dados em símbolos de ofdm em um sistema de transmissão de dados (10). no lado de transmissão (12), os dados codificados a serem modulados sobre portadoras em símbolos de ofdm são intercalados pelo armazenamento dos dados codificados em uma memória do intercalador (20) e leitura de múltiplas cópias dos dados codificados da memória do intercalador (20), de modo que as cópias dos dados codificados são difundidas no tempo em símbolos não consecutivos e na freqüência em portadoras não adjacentes. no lado de recepção (14), as múltiplas cópias dos dados de ofdm são recebidas, e os cálculos do ruído de fase são usados para combinar as múltiplas cópias (na forma métrica ou de ângulo de fase) em uma. a partir das cópias combinadas, é produzido um único valor métrico a ser usado na decodificação dos dados de ofdm.

Description

Relatório Descritivo da Patente de Invenção para "MODO DE TRANSMISSÃO ROBUSTO".

FUNDAMENTO DA INVENÇÃO A invenção refere-se a sistemas de transmissão de dados de OFDM. OFDM é uma tecnologia de espectro de difusão onde a largura da banda do canal de transmissão disponível é subdividida em uma série de canais discretos ou portadoras que são sobrepostas e ortogonais umas às outras. Os dados são transmitidos na forma de símbolos que têm uma duração predeterminada e abrangem algum número de freqüências portadoras. Os dados transmitidos sobre essas portadoras de símbolo de OFDM podem ser codificados e modulados na amplitude e/ou fase, usando esquemas convencionais tais como Chave de Mudança de Fase Binária (BPSK) ou Chave de Mudança de Fase em Quadratura (OPSK).

Um problema bem conhecido na técnica dos sistemas de transmissão de dados de OFDM é esse do ruído do impulso, que pode produzir rajadas de erro nos canais de transmissão, e a difusão de retardo, que freqüentemente causa o desvanecimento seletivo da freqüência. Para tratar esses problemas, os sistemas anteriores utilizaram codificação com correção antecipada de erro (FEC) em conjunto com técnicas de intercalação. A codificação com FEC adiciona dados de paridade que possibilitam que um ou mais erros em uma palavra código sejam detectados e corrigidos. A intercalação reordena os bits da palavra código em um bloco de dados de palavra código antes da transmissão para conseguir tempo e diversidade de freqüência.

Embora as técnicas de intercalação anteriores possam minimizar alguns dos efeitos do ruído do impulso e difusão de retardo na transmissão de dados de OFDM, elas não podem atenuar o impacto de uma combinação de ruido de impulso e freqüências nulas, que podem resultar em eventos de ruidos longos, nos símbolos de dados de OFDM transmitidos.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

Em um aspecto da invenção, os dados codificados a serem modulados nas portadoras de símbolos de OFDM em um pacote de símbolos de OFDM consecutivos para transmissão através de um canal de transmissão são intercalados para produzir cópias dos dados codificados que são difundidas no tempo em símbolos de OFDM não consecutivos no pacote de símbolos de OFDM consecutivos e na freqüência nas portadoras não adjacentes.

Em um outro aspecto da invenção, os dados de OFDM recebidos de um canal de transmissão são processados para uma transmissão de dados mais robusta. Múltiplas cópias dos dados de OFDM são recebidas do canal de transmissão, as múltiplas cópias sendo difundidas no tempo e freqüência. A informação do ângulo de fase para as múltiplas cópias é combinada para produzir um único valor métrico a ser usado na decodificação dos dados de OFDM.

Modalidades da invenção podem incluir um ou mais dos seguintes aspectos. A intercalação pode incluir armazenar os dados codificados em uma memória do intercalador por fila e ler os dados codificados da memória do intercalador por coluna, os dados codificados armazenados na memória do intercalador sendo lidos n vezes consecutivas.

As leituras dos dados codificados podem incluir um deslocamento para todas, exceto a primeira das leituras da coluna de cada uma das n leituras consecutivas e deslocamentos adicionais diferentes para todas, exceto a primeira das n leituras consecutivas. A informação do ângulo de fase pode incluir um valor métrico para cada uma das quatro cópias. Alternativamente, a informação do ângulo de fase pode incluir valores de representação do ângulo de fase.

Os valores de representação do ângulo de fase para as cópias de dados podem ser combinados na maneira seguinte. Os valores do ruido de fase são calculados a partir das representações do ângulo de fase para as cópias de dados. Um peso é aplicado para os valores de representação do ângulo de fase com base nos valores de ruido de fase calculados. Os valores de representação do ângulo de fase ponderados são somados e convertidos para um único valor métrico.

Se cópias do valor métrico são usadas, então elas podem ser combinadas na maneira seguinte. Os ângulos de fase das múltiplas cópias são convertidos para valores métricos. Os valores do ruido de fase são calculados a partir dos ângulos de fase para as cópias de dados. Um peso é selecionado e aplicado aos valores métricos com base nos valores de ruido de fase calculados e os valores métricos ponderados são somados.

Alternativamente, as cópias do valor métrico podem ser combinadas pela soma dos valores métricos para produzir uma soma e o uso da soma para calcular um valor métrico médio como um único valor métrico.

Em ainda uma outra alternativa, a combinação das cópias do valor métrico pode incluir selecionar um dos valores métricos.

Em qualquer um dos processos de combinação, as amplitudes das cópias podem ser comparadas com um limiar de detecção de interferência e os resultados da comparação usados para anular o peso selecionado, de modo que um peso minimo é aplicado aos valores métricos ou valores de representação de fase para as cópias. A técnica da invenção oferece várias vantagens. Ela proporciona um nível de redundância e combina esse nível de redundância com a freqüência e a diversidade do tempo. Conseqüentemente, pelo fato de que cada bit de dados é igualmente distribuído através da banda de freqüência em cada símbolo e através dos símbolos transmitidos no tempo, existe uma maior probabilidade de recuperação dos dados perdidos como um resultado de um evento de ruído ou cancelamento destrutivo (causado pela difusão de retardo), desde que as melhores cópias dos dados redundantes possam ser usadas. A técnica também usa o ruído de fase para pesar as cópias diferentemente antes da combinação das cópias em uma única cópia. Portadoras fortes com pouco ruído de fase são ponderadas mais severamente. Assim, a transmissão como um todo fica mais confiável, mesmo em ambientes extremamente ruidosos.

Outros aspectos e vantagens da invenção tornar-se-ão evidentes a partir da descrição detalhada seguinte e das reivindicações.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS A Figura 1 é um sistema de transmissão de dados tendo um transmissor para enviar dados em símbolos de OFDM e um receptor para receber dados em símbolos de OFDM. A Figura 2 é o intercalador para armazenar dados no transmissor da Figura 1. A Figura 3 é um diagrama de fluxo do processo de intercalação. A Figura 4 é uma ilustração de quatro cópias de dados consecutivas lidas durante o processo de intercalação da Figura 3. A Figura 5 é uma tabela dos valores de conversão de decisão temporária produzida pelo demodulador do receptor mostrado na Figura 1. A Figura 6 é um diagrama esquemático do controlador para controlar a saida do desintercalador do receptor mostrado na Figura 1. A Figura 7 é um processo de desintercalação e combinação das cópias produzidas pelo processo de intercalação da Figura 3. A Figura 8A e a Figura 8B são ilustrações dos cálculos de ruido de fase com BPSK e ruido de fase com QPSK, respectivamente, executados pelo controlador da Figura 6. A Figura 9 é uma ilustração da porção de acumulação da média do ruido de fase executada através de ambos as portadoras e símbolos mostrados na Figura 7. A Figura 10 é uma ilustração de uma tabela de peso para determinação do peso a ser aplicado nas cópias de saída do desintercalador com base nos valores médios de ruído de fase da portadora e símbolo. A Figura 11 é uma ilustração da conversão métrica de bit executada pelo controlador da Figura 6. A Figura 12 é o processo de combinação (da Figura 7) modificado para detecção do limiar de interferência.

DESCRIÇÃO DETALHADA

Com referência à Figura 1, um sistema de transmissão de dados 10 inclui um transmissor 12 e um receptor 14 interconectado por um canal de transmissão de dados 16. 0 transmissor 12 inclui um codificador 18, um intercalador 20 e um modulador 22. O receptor 14 inclui um demodulador 24, um desintercalador 26, um decodificador 28 e um controlador 30. Durante o uso, os dados são apresentados para uma entrada do codificador 18. O codificador 18 codifica os dados em um código de correção antecipada de erro e grava os dados codificados no intercalador 20. Qualquer código de correção antecipada de erro conhecido, por exemplo, um código de convolução, pode ser usado para essa finalidade. O modulador 22 lê os dados codificados do intercalador 20 e modula os dados codificados sobre portadoras em símbolos de OFDM de acordo com técnicas de modulação de OFDM convencionais. Essas técnicas de modulação podem ser coerentes ou diferenciais. Na modalidade preferida, o tipo de modulação pode ser Chave de Mudança de Fase Binária (BPSK) ou Chave de Mudança de Fase em Quadratura (QPSK). O demodulador 24 demodula os símbolos de OFDM recebidos do canal de transmissão 16 e converte os ângulos de fase dos dados em cada portadora de cada símbolo para valores métricos. A função de conversão de ângulo de fase para valor métrico é indicada na figura pelo numeral de referência 31. 0 demodulador 24 armazena os valores métricos no desintercalador 26. O decodificador 28 lê os valores métricos do desintercalador 26 e usa os valores métricos para finalidades de decodificação. O decodificador 28 corrige os erros de bit que ocorrem durante a transmissão do codificador 18 para o decodificador 28. Na modalidade descrita, o decodificador 28 pode incluir um decodificador Viterbi e/ou decodificador Reed-Solomon. O código de correção de erro é tal que os erros de bit que ocorrem distribuídos uniformemente por todos os símbolos e portadoras de freqüência podem ser prontamente corrigidos. Erros de rajada, onde uma série de bits sucessivos em símbolos sucessivos ou freqüências adjacentes estão incorretos, podem ser menos prontamente corrigidos.

Embora o demodulador ilustrado execute uma conversão para valores métricos, ele pode produzir representações de ângulo de fase e armazenar as representações de ângulo de fase no desintercalador para conversão posterior para um valor métrico, como será descrito. Uma representação do ângulo de fase pode representar um ângulo de fase em termos de uma série de graus de um valor esperado (por exemplo, 0 ou 180 graus) . Como um exemplo, para dados modulados com BPSK, um ângulo de fase recebido (AR) tendo um valor entre 0 e 2π pode ser representado por um valor de representação de ângulo de fase de Ακ-(π/2) se AR é menor do que ou igual a π, ou 2π-Ακ-(π/2) se Ar é maior do que π. A frase geral "informação do ângulo de fase" como usada aqui se referirá a valores métricos ou aos valores de representação do ângulo de fase.

Ainda com referência à Figura 1, o controlador 30 é acoplado no lado receptor do canal de transmissão 16, no desintercalador 26 e na saida do desintercalador 26. A funcionalidade do controlador 30 será descrita em detalhes posteriormente com referência à Figura 6. Com finalidades de simplificação e clareza, detalhes do projeto do transmissor e receptor de OFDM que são conhecidos para esses versados na técnica e não considerados pertinentes para o entendimento do modo de transmissão da invenção foram amplamente omitidos aqui.

Com referência à Figura 2, o intercalador 20 é uma memória do intercalador de fila/coluna de M colunas 32 e N filas 34. Na modalidade preferida, M=40 e N=84. Os dados são armazenados por fila e lidos por coluna com alguma quantidade de mudança para reordenar os bits. Os números da fila (endereços) J são calculados de acordo com J= (l+[(K—1)*p]) mod N (1) onde K é o número da coluna, p é um parâmetro de deslocamento (indicando a quantidade pela qual os bits da coluna são mudados) e N é o número total de filas (ou localizações de memória selecionáveis). Como um exemplo, se Κ=2, ρ=8 e Ν=84, a leitura da coluna para a coluna 2 começará na fila 9.

Na modalidade ilustrada, o intercalador 20 é capaz de ser operado de dois modos diferentes: um modo de transmissão padrão e um modo de transmissão robusto. No modo de transmissão padrão, o intercalador 20 armazena 40 símbolos de OFDM a serem transmitidos em um único pacote ou bloco de dados, e é endereçado na seguinte maneira. Durante uma operação de gravação, o codificador 18 grava vinte bits de dados codificados em filas consecutivas iniciando na fila 0. 0 bit menos significativo (LSB) da palavra de vinte bits é o dado codificado primeiro. Durante uma operação de leitura, o modulador 22 lê por coluna iniciando na fila 0, com cada leitura de coluna sucessiva iniciando com o deslocamento p=8 pela adição de oito na fila de início da coluna prévia. 0 LSB da palavra de 20 bits será o dado modulado primeiro. A técnica acima proporciona dados difundindo tanto no tempo quanto na freqüência, possibilitando que os erros do bloco em cada domínio sejam difundidos o suficiente para possibilitar a correção pelo decodificador 28.

No modo de transmissão robusto, o intercalador 20 usa dez colunas (bits 0 a 9) ao invés de vinte. 0 número de filas é igual ao número de portadoras utilizáveis por símbolo de OFDM. 0 intercalador 20 armazena 10 símbolos de OFDM ao invés de 40 e é lido quatro vezes consecutivas para criar um pacote de 40 símbolos.

Durante o modo robusto, e como mostrado na Figura 3, um processo do intercalador 40 do modo robusto começa preenchendo o intercalador 20 da mesma maneira como durante o modo de transmissão padrão, isto é, ele armazena os dados codificados (palavras códigos com FEC) por fila (etapa 42). Durante uma operação de leitura, o modulador 22 lê uma primeira cópia dos dados do intercalador 20 por colunas, com cada leitura de coluna sucessiva adicionando um deslocamento de oito na fila de inicio da coluna prévia (etapa 44) . 0 intercalador 20 é lido na sua integridade quatro vezes consecutivas. Ele inicia com a fila 0 na primeira passagem. A segunda cópia é lida iniciando em um número de fila igual a (o número de portadoras utilizáveis)* 1/4 (etapa 46). Na terceira passagem, a terceira cópia é lida iniciando em um número de fila igual a (o número de portadoras utilizáveis)* 1/2 (etapa 48). Na quarta leitura (e final), o número da fila de partida é igual a (o número de portadoras utilizáveis)* 3/4 (etapa 50) . 0 conjunto de circuitos de controle do intercalador para controlar a mecânica das leituras e gravações é bem conhecido e portanto omitido da descrição. Tal conjunto de circuitos de controle pode ser incluído no codificador 18 e modulador 22, como é assumido na modalidade ilustrada, no próprio intercalador 20, ou pode residir em uma unidade de controle separada.

Com referência à Figura 4, quatro cópias de dados lidos 60 são mostradas. As quatro cópias de dados 60 incluem uma primeira cópia de dados 62a, uma segunda cópia de dados 62b, uma terceira cópia de dados 62c e uma quarta cópia de dados 62d. Na primeira cópia de dados 62a, o primeiro bit de dados lido corresponde à fila 0. Em uma segunda cópia de dados 62b, com a mudança de 1/4 de fila/endereço, o primeiro bit de dados lido corresponde à fila 21. Na terceira cópia de dados 62c, com a mudança de 1/2 da fila/endereço, o primeiro bit de dados lido corresponde ao número de fila 42. Na última cópia 62d, o primeiro bit de dados lido corresponde ao número de fila 63, que reflete uma mudança igual a 3/4* (84 filas). Pode ser observado a partir da figura que a ordenação do bit nas colunas 1 até 9 da primeira cópia de dados é o resultado da mudança inicial de 8 bits. Nas cópias de dados 2 até 4, a ordenação do bit em cada coluna depois da primeira coluna é o resultado da mudança de 8 bits, bem como do deslocamento adicional (1/4*84 para a cópia de dados 2, 1/2*84 para a cópia de dados 3 e 3/4*84 para a cópia de dados 4).

Assim, o processo de intercalação acima garante que as cópias do bit de dados não são moduladas sobre portadoras adjacentes em um dado símbolo ou símbolos próximos. Ao contrário, elas são difundidas uniformemente no tempo e freqüência de modo a garantir a decodificação bem-sucedida. Embora os dados redundantes não precisem ser difundidos uniformemente, será entendido que quanto maior e mais uniforme o espaçamento da cópia de dados, mais robusto é provável que a transmissão seja.

Como pode ser necessário ou desejável desativar certas portadoras utilizáveis, por exemplo, pode ser necessário desativar uma ou mais das 84 portadoras, de modo que a transmissão não interfira com as bandas de freqüência de outros serviços de RF, o mecanismo de mudança do intercalador é ajustável para diferentes números de portadoras utilizáveis. Se o número de portadoras utilizáveis é 83, por exemplo, o deslocamento de 1/4 exige uma mudança da fila 20 ao invés de uma mudança da fila 21 usada para todas as 84 portadoras e o mecanismo de mudança será ajustado de acordo.

De preferência, pelo fato do modo robusto ter uma taxa menor de dados do que o modo de transmissão padrão, seu uso pode ser limitado a certos ambientes de comunicações que exigem um alto grau de confiabilidade. Por exemplo, o modo robusto pode ser particularmente bem adequado para uso nos modos de transmissão de difusão, nos quais um nó de envio não pode adaptar a cada e todo nó de recepção porque cada um desses nós tem um canal diferente e esses canais podem ter freqüências nulas em diferentes partes da banda de freqüência. Um outro uso seria estabelecer contato inicial entre os nós que se comunicam sobre uma linha de energia. Durante uma tal configuração inicial, um nó de envio não conhece qual canal conecta o nó de envio ao nó de recepção e assim transmitirá em um modo que o receptor pode ouvir. Entretanto, o transmissor pode não desejar sempre transmitir no modo robusto, já que o modo robusto pode usar uma porcentagem muito alta do canal. Assim, a meta do nó de envio é migrar para a taxa de dados mais alta tão logo quanto possível, de modo que outros nós possam usar o canal. 0 nó de envio não saberá qual é essa taxa de dados até que ele tenha estabelecido as comunicações iniciais com o receptor. 0 codificador 18 preenche o intercalador 20 completamente antes do modulador 22 transmitir quaisquer dados sobre o canal de transmissão 16 para o receptor 14.

Com referência novamente à Figura 1, o demodulador 24 demodula as portadoras moduladas usando um esquema apropriado para a técnica de modulação usada pelo modulador 22. A função de conversão de ângulo de fase para métrico 31 do demodulador 24 produz de um ângulo de fase para cada bit dos dados da portadora transmitidos um valor de decisão temporária de 3 bits de 0 a 7 que representa uma probabilidade de um bit "0" ou "1", com 7 representando um "1" e 0 representando um "0". Uma diferença de fase é determinada usando a seguinte equação: Dk= mod ( (2π+θ]<) -Ψ*, 2π) (2) onde Dk é a diferença de fase da ka portadora, 0k é a fase da ka portadora de símbolo atual, *Fk é a fase da ka portadora do símbolo prévio e 2π radianos é o valor de fase máximo. A diferença de fase Dk é convertida para um valor de 0-127 (2π=128). Dk é então deslocado por uma quantidade, dependendo do tipo de modulação, para possibilitar uma única conversão de decisão temporária. Com referência à tabela mostrada na Figura 5, a diferença de fase de deslocamento Pk (para a ka portadora com um valor 0-127) é mapeada para um valor de decisão temporária de 3 bits (também chamado como um valor "métrico de bit"). O desintercalador 26 (da Figura 1) recebe o valor de decisão temporária de 3 bits para cada bit de dados. Todos os valores de decisão temporária de 3 bits são desintercalados (isto é, armazenados no desintercalador) como um grupo. O método para gravar o intercalador aplica-se à leitura do desintercalador e o método de leitura do desintercalador intercalador aplica-se à gravação do desintercalador. A operação de gravação usa o algoritmo inverso desse aplicado para o intercalador durante uma operação de leitura.

Com referência à Figura 6, o controlador 30 inclui uma unidade de cálculo de ruído de fase (PN) 70, uma memória de ruído de fase 72, que inclui uma memória de ruído de fase da portadora (PNC) 72a e uma memória de ruído de fase do símbolo (PNS) 72b, lógica de seleção incluindo seletores 1 até 4, correspondendo a 74a-74d, respectivamente, e a lógica da tabela de consulta de peso incluindo tabelas de peso 1 até 4, correspondendo a 7 6a-76d. Adicionalmente incluídos no controlador 30 estão os multiplicadores 78a-78d, uma unidade de soma 80 e uma unidade de conversão 82. Também incluída está a lógica de decodificação, incluindo uma unidade de decodificação 84 e um decodificador de endereço de RAM 86. O processo de combinação dos valores métricos para as quatro cópias transmitidas em um único valor métrico é executado pelo controlador 30 e é ilustrado no diagrama de fluxo da Figura 7. Com referência à Figura 6 e à Figura 7, a unidade de cálculo do ruido de fase 70 monitora as fases de cada portadora em cada símbolo de OFDM quando o símbolo de OFDM é recebido do canal de transmissão 16 (etapa 92). A unidade de cálculo do ruído de fase 70 calcula o ruído de fase associado com cada portadora e cada símbolo (etapa 94) executando i) estimativa do ruído de fase (etapa 96) , ii) acúmulo e média da estimativa do ruído de fase (etapas 98 e 100), e iii) comparação/conversão de limiar (etapa 102). A estimativa do ruído de fase da etapa 96 pode ser executada para BPSK ou QPSK, isto é, qualquer que seja o tipo de modulador que foi usado pelo modulador. Para BPSK, um binário 1 causa a transmissão de uma fase zero e o binário 0 a transmissão de uma fase Π. Quando BPSK envia somente os dois estados (correspondendo a "1" e "0") , a unidade de cálculo do ruído de fase 70 mede qual a distância das amostras dos valores esperados 1 e 0. A fase recebida do modulador é primeiro convertida a polar para produzir uma amostra de ângulo de fase correspondente. O desenho da constelação para a amostra pode ser representado na forma binária, como 0 a 2Π radianos sendo representado como 0 a 127 (ou 0 a 255) pontos. Para uma dada amostra X, a unidade de cálculo do ruído de fase 70 calcula uma estimativa do ruído de fase para a freqüência da portadora dessa amostra. Ela então calcula uma média dos valores de ruído de fase calculados para cada freqüência da portadora bem como cada símbolo. A média pode ser expressa como PNméd.= (ΣΥ1)/ (número total de amostras) (3) onde Y1 = |Y— (Π/2) | e Y = mod[X+ (Π/2) ;Π] . 0 valor Y1 é o ruido de fase e é expresso em termos do número de pontos dos valores de modulação esperados ideais, que no caso de BPSK são zero ou Π, o zero ou os estados de Π sendo indicativos de sem ruido. 0 ângulo de fase é representado na forma binária como um número de fase entre 0 e 127 (ou 0 e 255) . a unidade de cálculo do ruido de fase 70 cria um módulo de um número de fase y, por exemplo 64 (ou 32), adiciona y/2 pontos, e encontra X+(y/2) mod y. Ela então subtrai y/2, de modo que o resultado seja sempre um valor entre -y/2 e +y/2. Depois que a unidade de cálculo do ruido de fase 70 obtém o valor absoluto desse valor, o resultado situa-se no primeiro quadrante (0 a y/2) da constelação.

Um cálculo de ruido de fase exemplar para BPSK é ilustrado na Figura 8A. No desenho da constelação do exemplo mostrado, 2Π radianos são representados como um valor binário correspondendo a 128 pontos. Para uma amostra tendo um número de fase de 80, o cálculo adiciona 32 para produzir uma soma de 112 e calcula (112 mod 64). Assim, com referência à Eq. (3) , Y iguala 48 e Y1 é igual ao valor absoluto de (48-32), ou 16 pontos.

Um cálculo de ruido de fase similar pode ser executado para QPSK, que usa quatro estados (ou fases) separados de Π/2. Uma estimativa de ruido de fase com QPSK exemplar é ilustrada na Figura 8B. A média de ruido de fase da Eq. (3) e etapa 100 (da Figura 7) pode ser calculada para ruido de fase como uma função da portadora, do símbolo, ou ambos. Para calcular a média do ruído de fase da portadora, PNC, a unidade de cálculo do ruído de fase 70 acumula valores da portadora para uma dada portadora para todos os símbolos e divide pelo número total de símbolos. Na modalidade descrita, o número total de símbolos em um pacote de OFDM é 40. Assim, PNC é o ruído de fase médio para uma portadora para o bloco inteiro de dados associados com a métrica do bit armazenada no desintercalador. Adicionalmente, para uma média de ruído de fase de símbolo, PNS, o ruído de fase através de todas as portadoras em um símbolo é acumulado e dividido pelo número total de portadoras (isto é,84). O valor de PNS proporciona uma indicação de como o ruído de fase da portadora varia (em relação a PNC) de símbolo para símbolo. Assim, a combinação proporciona uma estimativa razoável de sinal em relação ao ruído (S/N) para uma dada portadora em uma base de símbolo por símbolo.

Com referência à Figura 9, a acumulação (ou soma) dos valores de ruído de fase para uma dada freqüência de portadora através do tempo e por símbolo (etapa 98 da Figura 7) é representada. Os valores do ruído de fase para cada portadora 104 são acumulados pela soma dos valores do ruído de fase para cada portadora sobre os quarenta símbolos de OFDM 106 para produzir uma soma, SUM(PNC(M)) 108, onde M é uma das portadoras 0 a 83. Similarmente, os valores do ruído de fase são acumulados para cada símbolo de OFDM 10 6 pela soma dos valores de ruído de fase para todas as 84 portadoras 104 para produzir uma soma, SUM(PNS(N)) 110, onde N é um dos símbolos 1 até 40. O número total de acumulações de símbolo ou somas é, portanto, 40. Quaisquer portadoras não usadas pela transmissão são excluídas da soma.

As médias do ruído de fase calculadas (valores PNC e PNS) são armazenadas nas memórias respectivas 72a e 72b (da Figura 6) . Com referência novamente à Figura 7, depois que as médias do ruído de fase foram calculadas (na etapa 100), a unidade de cálculo do ruído de fase 70 executa a comparação/conversão do limiar da média do ruído de fase (etapa 102) . Isto é, a média do ruído de fase PNC de cada portadora é comparada com dois limiares, "Ci" e "C2" para converter o PNC para um dos 3 (2 bits) estados ou valores: 0. 1 ou 2. Cada estado indica um nível de limiar diferente de qualidade da amostra. O valor zero corresponde a "fraco", o valor um a "médio" e o valor dois a "bom". Da mesma forma, cada PNS é comparado com dois limiares "Si" e "S2" para converter os PNS para um dos mesmos três valores. Juntos, os valores de 2 bits para PNS e PNC formam um valor de seleção de 4 bits que, sob o controle da unidade de decodificação 84, é fornecido por um seletor apropriado de seletores 74a-d para uma correspondente das tabelas de peso 76a-d para selecionar um valor de peso para o valor métrico do bit (associado com uma das cópias de bit de dados) armazenado no desintercalador (etapa 112). A unidade de decodificação 84 deriva um número de portadora e um número de símbolo para cada número de bit e número de cópia de bit. A unidade de decodificação 84 proporciona como uma seleção para cada um dos seletores 74a-74d o número da portadora e o número de símbolo para a cópia de bit a qual o seletor corresponde. Por exemplo, se a cópia do bit 1 foi transmitida na portadora 1 do símbolo 1, então o fornecimento do bit 1 e portadora 1 para o primeiro seletor 74a serve para selecionar os valores de dois bits para PNC para a portadora 1 e PNS para o símbolo 1 como entradas para a primeira tabela de peso 76a. Similarmente, se a cópia de bit 2 foi transmitida na portadora 21 do símbolo 11, então o fornecimento do bit 2 e portadora 21 para o segundo seletor 74b opera para selecionar os valores de dois bits para a PNC para a portadora 21 e a PNS para o símbolo 11 como entradas para a segunda tabela de peso 76b. Seleções são feitas em um modo similar para as cópias de bit 3 e 4 através de seus seletores correspondentes 74c e 74d. A portadora e os números de símbolo fornecidos pela unidade de decodificação 84 são também usados pelo decodificador de endereço de RAM 86 na recuperação dos valores métricos apropriados do bit do desintercalador 26. A seleção de peso é adicionalmente descrita com referência à tabela de consulta de peso da Figura 10 e Tabela 1 abaixo. Com referência à Figura 10 e Tabela 1, o valor de seleção de quatro bits é da forma: S2 (bit 3), Si (bit 2) , C2 (bit 1) e Ci (bit 0). O mapeamento dos valores de seleção, junto com suas representações lógicas, com pesos correspondentes é como segue: Seleção Expressão Lógica Peso 1X1X S2C2 1 1X01 S2C2' Ci 34 1X00 S2C21 Ci' ½ 01IX S2'SiC2 3^s 0101 82^^2^1 ½ 0100 S2' SiC2' Ci' 001X 82^1^2 ^ 0001 S2' Si' C2' Ci 1/4 0000 S2' Si' C2' Ci' 1/8 TABELA 1 A tabela de peso mostrada na Figura 10 é implementada em um multiplexador 5:1, com cada um dos 5 valores de peso como entradas e o peso selecionado (selecionado pelo valor de seleção) como saída.

Cada cópia do valor métrico lida do desintercalador para cada uma das quatro cópias é multiplicada pelo valor de peso correspondente (fornecido pela correspondente das tabelas de peso 7 6a-7 6d) por um correspondente dos multiplicadores 78a-78d (etapa 114). Os quatro valores métricos ponderados são somados juntos pela unidade de soma 80 para produzir um valor métrico de 10 bits combinado (ou único)(etapa 116), que a unidade de conversão 82 converte para um "novo" valor métrico de 3 bits (etapa 118) . O "novo" valor métrico é então processado pelo decodificador 28.

Assim, a técnica acima usa o cálculo do ruido de fase para pesar cópias métricas de maneira diferente. As amostras de cópia com menos ruido de fase são ponderadas mais severamente do que as amostras de cópia com mais ruido de fase. A transformação completa dos valores iniciais de 3 bits produzidos pelo demodulador para o novo valor de 3 bits como executado pelo controlador 30 é representada na Figura 11. Primeiro, embora não mostrado na Figura 6, os valores métricos de bit de 3 bits são convertidos para valores de 5 bits quando eles são lidos do desintercalador. A seguir, o peso apropriado é aplicado ao valor de 5 bits para produzir um valor ponderado de 8 bits. Os quatro valores ponderados são somados. A soma de 10 bits é truncada e derrubada para produzir um valor de 6 bits. Um valor +4 é adicionado ao valor de 6 bits, que é então limitado ou saturado para um valor de 3 bits variando de 0 a 7. 0 valor métrico do bit está novamente em uma forma que pode ser utilizada pelo decodificador Viterbi.

De preferência, o controlador 30 como descrito até aqui pode ser modificado para incluir uma unidade de detecção de limiar de interferência 88, que recebe as amplitudes das amostras da portadora transmitida das quatro cópias e pode produzir um sinal de anulação separado para cada uma das quatro cópias (mostrado, coletivamente, como sinais de saida 89a até 89d, que correspondem às cópias 1-4, respectivamente) se a amplitude dessa cópia da amostra da portadora excede um nivel minimo limiar de detecção de interferência. Se o nível limiar de detecção de interferência mínimo é excedido, o sinal de anulação anula o peso selecionado pela seleção de PNC/PNS descrita acima forçando a saída da tabela de peso correspondente para a cópia para o peso mínimo ("1/8") .

Um processo de combinação de cópia (isto é, processo de combinação dos valores métricos para as quatro cópias transmitidas em um único valor métrico) com a detecção do limiar de interferência 120 é mostrado no diagrama de fluxo da Figura 12. Com referência a essa figura, o controlador 30 executa as etapas 92 até 112 da Figura 7 (etapa 122) . O controlador 30 também recebe as amplitudes de cada amostra da portadora (etapa 124) e compara essas amplitudes com um limiar de detecção de interferência predeterminado (etapa 126). Se o limiar de detecção de interferência predeterminado é excedido, o controlador 30 gera um sinal de anulação para a cópia a qual a amostra da portadora corresponde para forçar o peso selecionado na etapa 112 (Figura 7) para o peso mínimo (etapa 130) . Se o limiar não é excedido, o controlador prossegue para a etapa 114 da Figura 7. Isto é, ele fornece o peso selecionado por PNC/PNS (na etapa 112 da Figura 7) para cada cópia para a cópia de valor métrico correspondente como discutido acima. Será verificado que o controlador pode executar as etapas 124 até 130 em paralelo com os cálculos do ruído de fase e seleções de peso relacionados, contanto que o sinal de anulação (se gerado) fique disponível para controlar a saída da tabela de peso correspondente no tempo apropriado.

Outras Modalidades É para ser entendido que embora a invenção tenha sido descrita em conjunto com a sua descrição detalhada, a descrição precedente é planejada para ilustrar e não limitar o escopo da invenção, que é definido pelo escopo das reivindicações anexas. Outras modalidades estão dentro do escopo das reivindicações seguintes.

Por exemplo, a unidade de cálculo do ruido de fase 70 pode simplesmente incluir uma unidade de combinação para somar os quatro valores e usar a soma para calcular uma média (isto é, média direta, em oposição à ponderada), ou um seletor (por exemplo, MUX) para selecionar a melhor portadora de entre os quatro valores (cópias).

Em ainda uma outra alternativa, a unidade de cálculo do ruido de fase 70 pode usar os valores de PNC e PNS para estimar S/N para símbolos e portadoras, e usar as tabelas de consulta com base nas estimativas de S/N para chegar nos novos valores métricos de bit que levam em conta o quanto uma portadora ou símbolo particular é bom ou ruim.

Em ainda uma outra alternativa, o demodulador 24 pode armazenar representações do ângulo de fase para cada uma das cópias no desintercalador ao invés de converter as cópias para valores métricos e armazenar as cópias do valor métrico no desintercalador como descrito acima. Nessa modalidade, a função de conversão do ângulo de fase para valor métrico do bit (correspondendo ao conversor de ângulo de fase para valor métrico 31 da Figura 1) seria executada na saída da unidade de soma 80 (Figura 6) . Isto é, o conversor de ângulo de fase para métrico pode ser acoplado na unidade de soma 80 e na unidade de conversão 82 de modo a receber a representação do ângulo de fase ponderado combinado da saída do somador 80, e fornecer um valor métrico para essa saída para a entrada da unidade de conversão 82. Alternativamente, a conversão de ângulo de fase para métrico pode ser incluída na unidade do conversor 82. Muito possivelmente, o sistema poderia ser implementado para incluir dois conversores separados - um no demodulador e um na saída da unidade de soma 80 - se também fornecido com lógica de seleção/controle adequada, de modo a suportar cópias de valor métrico desintercalado ou cópias de valor de representação de ângulo de fase.

Claims

1. Método para intercalar dados codificados a serem modulados sobre portadoras em um pacote de símbolos de OFDM, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende: intercalar múltiplas cópias dos dados codificados a serem alocadas no tempo em símbolos de OFDM não consecutivos no pacote de símbolos de OFDM e na frequência em portadoras não adjacentes das portadoras no pacote de símbolos de OFDM.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que intercalar compreende: armazenar os dados codificados em uma memória do intercalador por fila; e ler os dados codificados da memória do intercalador por coluna, os dados codificados armazenados na memória do intercalador sendo lidos n vezes consecutivas.

3. Método, de acordo com a reivindicação 2, CARACTERIZADO pelo fato de que ler compreende: proporcionar um deslocamento para todas, exceto a primeira das leituras de coluna de cada uma das n leituras consecutivas e proporcionar diferentes deslocamentos adicionais para todas, exceto a primeira das n leituras consecutivas.

4. Método, de acordo com a reivindicação 3, CARACTERIZADO pelo fato de que n é iqual a 4.

5. Método para processar dados de OFDM transmitidos através de um canal de transmissão, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende: receber múltiplas cópias dos dados de OFDM do canal de transmissão, as múltiplas cópias sendo difundidas no tempo e frequência; e combinar a informação do ângulo de fase para as múltiplas cópias para produzir um único valor métrico para uso na decodificação dos dados de OFDM.

6. Método, de acordo com a reivindicação 5, CARACTERIZADO pelo fato de que a informação do ângulo de fase é um valor métrico e combinar compreende: converter ângulos de fase das múltiplas cópias para valores métricos; calcular valores de ruido de fase a partir dos ângulos de fase para as cópias dos dados; selecionar um peso com base nos valores de ruido de fase calculados e aplicar o peso selecionado nos valores métricos; e somar os valores métricos ponderados.

7. Método, de acordo com a reivindicação 5, CARACTERIZADO pelo fato de que combinar compreende: somar os valores métricos para produzir uma soma e usar a soma para calcular um valor métrico médio como um único valor métrico novo.

8. Método, de acordo com a reivindicação 5, CARACTERI ZADO pelo fato de que combinar informação de ângulo de fase para as múltiplas cópias compreende: selecionar um dos valores métricos dentre as múltiplas cópias com base na combinação de informação de ângulo de fase para produzir um único valor métrico.

9. Método, de acordo com a reivindicação 5, CARACTERI ZADO pelo fato de que a informação do ângulo de fase é uma representação do ângulo de fase e no qual combinar compreende: calcular valores de ruido de fase a partir dos ângulos de fase para as cópias de dados; selecionar um peso com base nos valores de ruído de fase calculados e aplicar o peso selecionado nas representações do ângulo de fase; somar as representações do ângulo de fase ponderado; e converter as representações do ângulo de fase ponderado para um único valor métrico.

10. Método, de acordo com a reivindicação 6, CARACTERIZADO pelo fato de que também compreende: comparar amplitudes das múltiplas cópias com um limiar de detecção de interferência e usar os resultados da comparação para sobrepor o peso selecionado, de modo que um peso mínimo seja aplicado aos valores métricos para as múltiplas cópias.

11. Método, de acordo com a reivindicação 9, CARACTERIZADO pelo fato de que também compreende: comparar amplitudes das múltiplas cópias com um limiar de detecção de interferência e usar os resultados da comparação para sobrepor o peso selecionado, de modo que um peso mínimo seja aplicado às representações de ângulo de fase para as múltiplas cópias.

12. Aparelho para intercalar dados codificados a serem modulados sobre portadoras em um pacote de símbolos de OFDM consecutivos, compreendendo: um codificador para armazenar os dados codificados em um intercalador; o aparelho é CARACTERI ZADO pelo fato de que também compreende: um modulador para ler múltiplas cópias dos dados codificados do intercalador, de modo que as cópias de dados codificados são difundidas no tempo em símbolos de OFDM não consecutivos no pacote de símbolos de OFDM consecutivos e na frequência em portadoras não adjacentes das portadoras no pacote de símbolos de OFDM consecutivos.

13. Aparelho para processar dados de OFDM transmitidos através de um canal de transmissão, CARACTERIZADO pelo fato de que compreende: um demodulador para receber múltiplas cópias dos dados de OFDM do canal de transmissão, as múltiplas cópias sendo difundidas no tempo e frequência; e um controlador para combinar a informação do ângulo de fase para as múltiplas cópias para produzir um único valor métrico a ser usado na decodificação dos dados de OFDM.

14. Aparelho, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERIZADO pelo fato de que o controlador compreende: uma unidade de cálculo de ruído de fase para calcular os valores do ruído de fase a partir dos ângulos de fase para as cópias de dados; conjunto de circuitos para selecionar um peso com base nos valores de ruído de fase calculados e aplicar o peso selecionado na informação do ângulo de fase; e uma unidade de soma para somar a informação do ângulo de fase ponderado.

15. Aparelho, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERI ZADO pelo fato de que a informação do ângulo de fase compreende valores métricos produzidos pelo demodulador a partir de ângulos de fase das múltiplas cópias.

16. Aparelho, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERI ZADO pelo fato de que a informação do ângulo de fase compreende representações do ângulo de fase e no qual o controlador também compreende: um conversor de ângulo de fase para métrico para converter a informação do ângulo de fase ponderado somada para um único valor métrico.

17. Aparelho, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERIZADO pelo fato de que o controlador compreende: uma unidade de combinação para somar os valores métricos para produzir uma soma e usar a soma para calcular um valor métrico médio como um único valor métrico novo.

18. Aparelho, de acordo com a reivindicação 13, CARACTERI ZADO pelo fato de que o controlador para combinar informação de ângulo de fase para as múltiplas cópias compreende: um seletor para selecionar um dos valores métricos dentre as múltiplas cópias com base na combinação de informação de ângulo de fase para produzir um único valor métrico.

19. Aparelho, de acordo com a reivindicação 14, CARACTERI ZADO pelo fato de que o controlador também compreende: uma unidade de detecção de limiar de interferência para comparar as amplitudes das múltiplas cópias com um nivel de limiar de detecção de interferência e usar os resultados da comparação para sobrepor o peso selecionado de modo que um peso mínimo seja aplicado à informação de ângulo de fase para as múltiplas cópias.