CN101145775A - 用于可编程逻辑器件的数字自适应电路和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供用于可编程逻辑器件的数字自适应电路和方法。所述方法可以通过在一个信号中的数据值应该是稳定的时候(“数据样本”)，以及在该信号应该处在不同的连续数据值之间的过渡(“过渡样本”)时，对该信号进行采样来控制输入的数据信号的均衡。将在两个连续不同值的数据样本之间采集的过渡样本与参考值(其可以是那两个数据样本中的一个)进行比较。该比较结果可以用作确定是增加还是减少所述输入的数据信号的均衡的一部分。

Description

用于可编程逻辑器件的数字自适应电路和方法

背景技术

【0001】当高速信号传播通过传输介质(诸如印刷电路板背板)时，并非所有的频率分量都是同等程度衰减的。通常，高频分量比低频分量衰减得要多。结果造成ISI(符号间干扰)，这在理想的信号时序中引起抖动。

【0002】均衡是一种相对于低频分量更多地提升高频分量的方法。理想情况下，均衡器的频率响应应该是背板或其它传输介质的逆传递函数。理想情况下，两个传递函数的合成对于感兴趣的频率应该是平滑的。问题是存在许多可能的均衡解决方案组合。因此，需要大量时间确定最优设置。这通常是通过反复试验或试错法进行的。

【0003】自适应均衡块可以解除用户的负担，并确定最优设置。一种自适应均衡器包括一个均衡器和一个选择可能的均衡曲线之一以使两个传递函数的合成是平滑的自适应“机构”。由于使用自适应均衡器具有优势，所以总是寻求对自适应均衡器块的改进。

发明内容

【0004】根据本发明的某些方面，对输入的数据信号的均衡可以通过检测数据信号中的两个连续不同值的位来控制。当检测到两个这样的位时，就可以确定这些位之间的过渡或跃变(transition)是相对较迟还是相对较早。如果该过渡相对较迟，则可以增加输入信号的均衡。如果该过渡相对较早，则可以减少输入信号的均衡。

【0005】根据本发明的其它方面，对输入的数据信号的均衡可以通过在信号中的数据值应该为稳定时对该信号进行采样来控制。这种采样结果可被称作数据样本。输入的数据信号也可以在该信号应该处在两个彼此不同的连续数据值之间过渡的时候被采样。这种采样结果可被称作过渡样本。在两个连续不同值的数据样本之间采集的过渡样本可以与参考值(其可以是两个不同值的数据样本中的一个)进行比较。可以基于该比较结果来控制均衡。

【0006】根据本发明的其它方面，用来均衡输入的数据信号的电路可以包括第一采样电路，该第一采样电路在该信号中的数据值应该是稳定的时候对输入的数据信号进行采样。产生的样本可以称作数据样本。该均衡电路可以进一步包括第二采样电路，该第二采样电路在该信号应该处在两个连续的彼此不同数据值之间的过渡时，对输入的数据信号进行采样。产生的样本可以称作过渡样本。该均衡电路可以进一步包括将过渡样本(在两个连续的不同值数据样本之间采集的)和参考值(其可以是两个连续的不同值数据样本中的一个)进行比较的电路。该均衡电路可以进一步包括均衡控制电路，其基于比较电路的输出控制输入的数据信号的均衡。

【0007】从附图和以下详细描述中，本发明的其它特征，特性和各种优势将更加明显。

附图描述

【0008】图1是自适应机构的已知方案的简化示意方框图。

【0009】图2是根据本发明的某些方面，某个电路的说明性实施例的简化示意方框图。

【0010】图3是一组简化的信号波形，这些波形是按照通常的水平时间比例绘制的。这些波形对于理解图2电路的运行是很有用的。

【0011】图4是又一组说明性的简化波形，它们对于理解本发明的某些方面是很有用的。

【0012】图5是说明根据本发明的某些方面在各种说明性的信号条件下做出判定的表。

【0013】图6是根据本发明的某些方面的说明性的均衡器电路的简化方框图。

【0014】图7是根据本发明的某些方面，对图6电路的一部分的说明性实施例的更为详细的方框图，但它仍是简化的方框图。

具体实施方式

【0015】一种用于自适应均衡块10的已知方案示于图1。该方案包括具有控制旋钮30和50(一般是用电子装置实现的)的均衡器滤波器20，以改变低高频的提升量。参数α改变低频增益量，而参数β改变来自均衡器的高频提升量。(HP代表高通。)除了均衡器滤波器之外，图1中剩下的电路包括自适应机构100，其通过旋钮α或β控制提升量。

【0016】图1中的自适应方案采用模拟方法来确定提升量是否是正确的。节点A是均衡器20的输出，节点B是参考边沿发生器150的输出。参考边沿发生器输出“理想”边沿，该边沿是均衡器的输出应该尽可能模拟的。低通和高通滤波器110,120,160和170连同整流器112,122,1 62和172用来提取节点A和B处的信号能量。节点A处的高通滤波器120和整流器122的输出提取均衡器20之后的信号的高频能量。节点B处的高通滤波器170和整流器172提取参考发生器150之后的信号的高频能量。然后这两个电平被发送到比较器180，其比较两个输出之间的高频能量。比较的结果在电容器C2上被累计以产生一个模拟电平，该模拟电平控制高频提升量。此为反馈系统的一部分，其强制使能量相等，从而产生合适的高频提升量。理想情况下，当均衡器20输出的边沿率(edge rate)等于参考发生器150输出的边沿率时，会发生这种情况。以同样方式通过低通滤波器和整流器110，112,160和162与比较器130和电容器C1一起控制低频增益量。

【0017】本公开内容描述了一种采用数字方法的自适应机构。其没有将均衡器20输出的能量等级和参考边沿150输出的能量等级进行比较，而是用数字相位检测器比较绝对的时序抖动。图2示出了说明性数字相位检测器200的详细情况。图3显示了由相位检测器200生成的时序。图2中的小时序图表明了所使用的术语。“A”、“B”和“C”分别指三个连续位A，B和C的相对位置。“ATB”是由相位检测器采样的位A和B之间的过渡点。“BTC”是在位B和C之间采样的过渡点。这些点是由半速率相位检测方案采样的。半速率指时钟以一半的数据速率运行。全速率意指在时钟的每个上升沿对数据采样。

【0018】如图2所示，前两列触发器205a-d和210a-d是由运行在半数据速率的具有相位0，90,180和270的四相位时钟计时的。这些触发器对数据进行采样并分别生成输出DEVEN，DMQ，DODD和DMQB。在时序图中，这些点分别表示样本点A，ATB，B和BTC。在本说明书的剩下部分，我们将交替使用这些表示。值得注意的重要的一点是DEVEN对应于对位位置A的采样。图3的时序图表明这是如何实现的。注意在象A，B和C这样的点上对输入的数据信号采样对应于在该信号中的数据值应该稳定在二进制1或二进制0的时候对该信号采样。可以把这种样本称作数据样本。在象ATB和BTC这样的点对输入的数据信号采样对应于在该信号应该处在两个连续的不同值数据位或数据样本之间的过渡时对该信号采样。可以把在象ATB和BTC这样的点采取的样本称作过渡样本。

【0019】触发器220a-c是由CK90计时的，其生成输出D0，DM01和D1。这些触发器的目的是使A，ATB和B同步(或获取这些位的快照)，并保持该值以使它能够被检查。生成D1D，DM12和D2的触发器220d-f使B，BTC和C同步，并保持该值，以使它能够被检查。图4显示了相位检测器的输出是如何被检查以确定均衡量是否正确。同样，注意在图4中二进制值0和1可以互换，但为了简洁，我们只讨论一种情况。例如，我们可以将所有的零替换为1，反之亦然。

【0020】为了使该方案适当运行，此相位检测器优选为接收器时钟和数据恢复(CDR)块中所使用的相位检测器共用。这是CDR用来适当地把数据眼(data eye)放在中心(即，为了尽可能地位于输入的数据信号中过渡位置(象ATB和BTC)间的中心，找出象A，B和C这样的采样点应该处的位置)的同一相位检测器。因此，在本公开内容中，我们可以假设时钟CK0在数据A的最优点采样，CK90在位A和B之间的过渡点采样，如此类推。图4中的三个时序图显示了如果均衡量为理想值(顶部波形)，太小(底部波形)或太大(中间波形)时触发器会如何采样。注意在图4的中间波形中，从A到B的过渡相对较早(如，与对应值比较，顶部波形中的过渡时间适当，或与对应值比较，底部波形中的过渡相对较晚)。另一方面，在图4的底部波形中，从A到B的过渡相对较晚(如，与对应值相比，顶部波形中的过渡时间适当，或与对应值相比，中间波形中的过渡相对较早)。

【0021】图5显示了如何基于采样值确定均衡的一个说明性的例子。基于被检测的不同位序列给出该方案。在此方案中，检测001(由图4中的二进制数字示出)或110(是图4中示出的二进制数字表示的反位)的输入数据模式，并使用基于所检测序列的输出来确定均衡等级。如图5所示，过度均衡信号可看作具有和第二个数据样本位B(或第一个数据样本位A的补或反)相同值的过渡样本T。另一方面，欠均衡信号被看作是看上去象第一数据样本位A(或第二数据样本位B的补或反)的过渡样本T。这只是一个说明性的输入数据序列，可以检测任意数量的其它序列，并且其可被用来确定均衡量是否太小或太大。该点是优选使用模式检测器的点，并且会观测到合适的样本点以确定是否需要调节均衡。在这个例子中，选择001或110为要检测的模式，原因是该模式允许信号“定位”到接近其最终值(响应前两个相同的位)，然后引入较高的频率分量(目的是过渡到第三个不同值的位)。理想模式可能是有相对长的CID(连续的相同数字)，其后跟随一个过渡的模式。因此，诸如…0000001…或…1111110…的模式可能是一种好的备选模式。然而，如果有折衷的话，也是使这样的长CID相对不那么频繁地出现。这可能导致不可接受的长收敛时间。此外，大多数模式是DC平衡的，且具有禁止非常长的CID的最小所需过渡密度，一个例子是8b10b。其它的折衷可能是需要非常长串的锁存器以“记忆”该数据以使此模式被检测到。

【0022】如前面所述，相位检测电路优选具有与CDR(时钟和数据恢复)块相同的时序。回想CDR的目的是提取嵌入在高速串行数据流中的时钟。CDR提取一个时钟，并排列相位以使它最优地位于CK0和CK180的数据中间的中心位置。这将象图2中的A，B和C的数据样本放在象在该图中ATB和BTC的过渡间的中间位置。另一点是CDR一般是具有特定带宽的闭环系统。因此，在自适应过程中这两个环可以互相作用。该时序可能很重要，它意味着自适应电路应该与CDR共用相位检测器或有一模一样或相似的检测器。采用相同的电路可能更加实用。希望能适当设计自适应环的带宽以使其不会显著影响CDR环的收敛性。该自适应环被优选设计，使得其带宽低于CDR的带宽。这样允许CDR对数据进行采样并输出在数据眼中心粗略采样的相位。然后均衡可以以较低的速率被更新，并且缓慢减小由于象背板衰减这样的问题造成的抖动。

【0023】图6显示了数字自适应方案300的方框图。它包括具有旋钮322(优选为用电子方法实现)的均衡器滤波器320，以控制提升量。均衡器的输出馈送到CDR中使用的相位检测器330来适当对齐边沿以在眼的中心采样数据。(BBPD表示开关式(bang-bang)相位检测器，它是数字相位检测器，而不是线性相位检测器。之所以被称作开关式的原因是它是二进制的。它基于相位关系输出二进制充电或放电电流。它也可以是三态的，但脉冲的宽度是固定周期(对比线性相位检测器，其输出的脉冲宽度正比于相位差)。运行在半数据速率的时钟的四个相位馈送到相位检测器330。相位检测器330的输出馈送到自适应机构340，输出是D0，DM01，D1，D1D，DM12和D2。

【0024】图7显示了数字自适应块340的图。来自相位检测器330的输入由模式检测器410和决策逻辑420使用。模式检测器410会将输入锁存，然后检查该模式是否与预定义的值匹配(希望该模式具有可编程性以使用户可以选择使用什么模式(多个))。所需模式优选为一系列的CID，其后跟着一个过渡。在本说明书前面讨论中使用的模式的例子是001和110。当然，至少该模式必须包括两个连续的不同值数据位，原因是均衡的确定是基于至少两个这种连续位之间的过渡的时序。同时，决策逻辑块420还检查锁存的数据并基于图5中给出的真值表或不管正在采用的其它控制逻辑来输出UP(升)或DN(降)信号。UP的意思是需要更多的提升，而DN要求减少该提升。决策更新滤波器块430接收UP和DN信号以及检测信号。基于此(如，只有当检测信号表明已经检测到预定的数据样本模式时，块430才被使能以使用UP或DN信号)，块430输出一个数字码，其馈送到D2A(数字-模拟)转换块440。D2A块440生成一个模拟输出，其控制来自EQ(图6中的320)的提升量。决定更新滤波器块430也优选地对UP/DN/DETECT(检测)结果进行某种滤波(如，随时间的积分)，并能够控制更新速率(这也优选为可编程的，以使用户可以选择例如进行的均衡调节的快慢)。更新速率优选为是可变化的，原因是如先前提到的，自适应环优选运行得比CDR环慢。一种实施方式是当DETECT被激活(assert)时让决策更新滤波器430对UP或DN脉冲的(净)数量计数，并在“x”个DETECT脉冲之后增量(或减量)Lv1[n：0]。

【0025】另一种可能(及期望的)特征是均衡是可预先设置的。在许多实现方式中，该提升(boost)从最小值开始。在图1所示的现有技术中，均衡量被存储在电容器C1和C2中。电容器的初始状态通常是0或放电状态。希望有可预先设置的值，原因是在衰减很严重的背板或其它类似情况下，有可能单个位不具有过渡。因此，要求“预先设置”一定的提升量以使衰减严重的位被增加到足以被检测为过渡的程度。复位/预置管脚可以预先设置D2A440的输出电平，还可以复位模式检测器410的输出，以使释放之后才开始进行自适应。

【0026】使用本发明的数字方法具有许多好处和优点：

1.数字方法允许从一种技术容易地转移到下一种技术。模拟电路不“可能”缩减，而且许多电路可能需要被重新设计。另一方面，当过程简化时，数字电路运行得比较快。这有益于数字方法。

2.所述数字方法允许自适应电路运行得和相位检测器一样快，而且该数字方法不会限制总体性能。

3.所述数字方法允许以低速运行的环的实际更新。这可以减轻多数反馈环的大量负担。这是通过决策更新滤波器块430实现的。所述数字方法对过渡密度或运行长度没有要求。模拟方法不允许没有足够随机频谱的数据模式。

此外，非常长的CID模式会给模拟方法带来问题。

5.所述数字方法不要求模式是直流平衡的。模拟方法采用滤波器和DC阻塞电容器，如果该模式不是直流平衡的，它们就会偏离理想运行。

【0027】应理解前面所述内容只是对本发明原理的说明，本领域技术人员在不偏离本发明的精神和范围的情况下可做出各种改动和变化。例如，连续位的模式可以是任何期望的长度，该模式被检测为预置条件以确定对数据信号中的过渡是相对较早还是相对较晚。类似地，在对控制均衡量的信号进行变化前，决策逻辑420的任意数量的UP/DN输出信号可以被决策更新滤波器430积分。

Claims (22)

1.一种控制输入的数据信号的均衡的方法，包括：

检测所述数据信号中两个连续的不同值的位；

确定所述输入的数据信号中在所述两个位之间的过渡是相对较迟还是相对较早；以及

如果所述过渡相对较迟，则增加所述输入的数据信号的均衡。

2.根据权利要求1限定的方法，进一步包括：

如果所述过渡相对较早，则减少所述输入的数据信号的均衡。

3.根据权利要求1限定的方法，其中只有当连续位值的预定模式在所述过渡之前时，才执行要执行的操作。

4.根据权利要求3限定的方法，其中所述预定模式包括多个同样值的位。

5.根据权利要求1限定的方法，其中所述检测和确定过程是重复进行的，并且其中当只有在所述检测和所述确定的多次执行中，所述过渡是相对较迟多于相对较早时才进行所述增加。

6.根据权利要求5限定的方法，其中如果在所述检测和确定过程的所述多次执行中，所述过渡是相对较早多于相对较迟，则减少所述输入的数据信号的均衡。

7.根据权利要求1限定的方法，其中所述确定包括：

当所述过渡应该发生时对所述数据信号进行采样以生成过渡样本；以及

将所述过渡样本和参考值进行比较。

8.根据权利要求7限定的方法，进一步包括：

从所述两个连续的不同值的位中的一个位导出所述参考值。

9.一种控制输入的数据信号的均衡的方法，包括：

在该信号中的数据值应该为稳定的时候，对所述输入的数据信号进行采样以生成数据样本；

在该信号应该处于彼此不同的连续数据值之间的过渡时，对所述输入的数据信号进行采样以生成过渡样本；

将在两个连续的不同值的数据样本之间采集的过渡样本和参考值进行比较；以及

基于所述比较的结果控制所述均衡。

10.根据权利要求9限定的方法，其中所述参考值是所述两个连续的不同值的数据样本中的一个。

11.根据权利要求10限定的方法，其中所述控制包括：

如果所述比较表明所述过渡样本的值与所述两个连续的数据样本中的第一个的值相同，则增加所述均衡。

12.根据权利要求10限定的方法，其中所述控制包括：

如果所述比较表明所述过渡样本的值与所述两个连续的数据样本中的第二个的值相同，则减少所述均衡。

13.根据权利要求9限定的方法，进一步包括：

对所述输入的数据信号检查连续数据样本模式，该连续数据样本模式包括其后跟一个不同值的数据样本的多个同样值的数据样本；以及

响应对所述模式的检测，才执行所述比较。

14.根据权利要求13限定的方法，其中所述比较是采用所述不同值的数据样本和所述多个同样值的数据样本之间的过渡样本进行的。

15.根据权利要求9限定的方法，其中所述控制包括：

对多次连续进行的比较的比较结果求积分，并基于所述积分的结果控制所述均衡。

16.用来均衡输入的数据信号的电路，包括：

第一采样电路，其用于在该信号中的数据值应该是稳定的时候对所述输入的数据信号进行采样，以生成数据样本；

第二采样电路，其用于在该信号应该处在彼此不同的连续数据值之间的过渡中时，对所述输入的数据信号进行采样，以生成过渡样本；

比较电路，其用于将在两个连续的不同值的数据样本之间采集的过渡样本和参考值进行比较；和

均衡控制电路，其用于基于所述比较电路的输出控制所述输入的数据信号的均衡。

17.根据权利要求16限定的电路，其中所述参考值是所述两个连续的不同值的数据样本中的一个。

18.根据权利要求17限定的电路，其中如果所述过渡样本的值与所述两个连续的数据样本中的第一个的值相同时，所述均衡控制电路增加所述均衡。

19.根据权利要求17限定的电路，其中如果所述过渡样本的值与所述两个连续的数据样本中的第二个的值相同时，所述均衡控制电路减少所述均衡。

20.根据权利要求16限定的电路，其中所述均衡控制电路包括：

用于对输出随时间进行积分的电路，并且该电路使用该积分的结果确定是增加还是减少所述均衡。

21.根据权利要求16限定的电路，进一步包括：

模式检测电路，其用于在所述数据样本中的多个连续数据样本中检测是否出现值的预定模式，以及用于当检测到该模式时，使能所述均衡控制电路。

22.根据权利要求21限定的电路，其中所述预定模式包括其后跟随一个不同值的数据样本的多个同样值的数据样本。

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