CN101283560B - 具有均衡控制的数据通信电路 - Google Patents

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Abstract

提供了一种自适应均衡器，包括可调节均衡器电路(10)，用于允许增强在连通传输信道内遭到损耗的传输信号的内容的频率相关性。提出了在没有传输信号的特性相关知识的情况下运行的盲均衡调谐进程。通过转换相位检测器(44)检测均衡信号中转换的相位位置。数字后处理电路(14)评估针对在多个符号周期上累加的所检测到的转换的相位位置的扩散的测量。数字后处理电路控制可调节均衡器，将可调节均衡器设置为使检测到的扩散最小化的设置。

Description

具有均衡控制的数据通信电路
技术领域
本发明涉及数据通信电路。更具体地，本发明涉及自动调整信道均衡以补偿在通信信道上传输的信号的频率相关失真。
背景技术
在2004年的IEEE Circuits and Systems Magazine的4-17页公开的J.Liu等人的题为“Equalization in High-Speed CommunicationSystem”的文章中已经描述了在高速通信中使信号均衡的需要。
有线通信系统概念上由三个不同的构件块组成：发射机(TX)，信道(例如，电缆或光纤)以及接收机(RX)。由于如有限带宽和串音噪声等非理想信道特征，使RX输入信号恶化，使得接收机侧上的数据恢复由于不合理的误码率(BER)而停止。增加系统带宽的需要连同更长的传输线使得上述问题更为恶劣。
通常，主要考虑的是引起符号间干扰(ISI)的有限的信道宽带。这是由于二进制数据模式(例如，NRZ或RZ脉冲)包含许多不同的频率成分，这些频率会在经信道传输后扩散的事实。在一个1或0的长数据串之后的单个“0”或“1”，各自可能未达到/超过切换阈值。
这意味着完全关闭了数据眼(data eye)。因此，可靠的数据恢复是不可能的，并因而降低了BER的等级。因此，信道均衡是强制的，以便恢复定时(幅度)信息，这改进了接收信号质量及随之的BER。可以在发射侧利用预加重或者在接收侧采用后均衡进行信道均衡。这两种技术的组合体现了最高性能。
主要关心的是根据使用的电缆长度和数据率适配或调谐均衡器传输函数。针对许多应用，这必须在没有任何有关传输信道(长度和性能)或发射的数据的信息的情况下实行。在过去，以这几种方式来实现：
1.通过分析所接收的信号功率，并根据如存储在存储器中的所需功率级来调整模拟或数字滤波器。
2.短期和长期分析均衡的数据(例如，通过低通和高通滤波以及随后的峰值检波器)，从而产生模拟“出错”信号以调谐均衡器的传输函数。
3.计算恢复的数据和(已知的)训练序列之间的均方误差。
4.对信道冲激响应进行或估计(通过离散傅里叶变换及其逆运算)，并调整FIR滤波器的系数()以及IIR滤波器的系数(An)，以抵消信道损耗。
这些方法中的一些并不可应用于部分应用中，例如，当规范中并未指定均衡器训练序列时。上述的另一技术将输入数据的信号功率与存储在存储器中的值进行比较。这里，数据相关误差引起均衡器调谐未对准，这是由于接收功率也取决于传输的比特的序列/次序。其次，需要ROM/RAM存储器。
此外，大多数现有技术的方法需要滤波器、峰值检波器、放大器等这样的许多模拟硬件，因此这些技术消耗了许多功率和硅面积。
因此，现有技术的均衡器调谐算法不是受限于某些应用就是需要相当大的功率和用于消耗模拟电路的面积。后者通常还对PVT(工艺、电源电压和温度)敏感。与竞争解决方案相比，这里提出的新技术仅采用数字电路，仅需要较小的硅面积，并且是功率有效的。因此，本发明提供了简单和鲁棒的解决方案，用于自发调节电缆均衡器，并且如果需要，同时选择最好的采样相位。
所提出的盲均衡器调谐算法可以应用于过采样接收机前端。
发明内容
尤其地，本发明的目的是在接收机中自动适配均衡，这并不取决于与传输信道的特性有关的知识也不取决于所传输的数据有关的知识。
尤其地，本发明的目的是通信系统中的自动匹配均衡，这并不取决于与传输信道的特性有关的知识也不取决于所传输的数据有关的知识。
根据一个方面，提供了如权利要求1所述的接收机。此接收机包括可调节均衡器。检测均衡信号中所检测到的转换的相位位置，并使用所检测到的相位位置的扩散的测量来控制均衡电路的设置。
在一个实施例中，使用了转换相位检测器，其包括用于在符号周期期间、在不同相位处对均衡信号进行采样，并且使用比较器来比较连续相位位置的样本值对。这为检测转换的相位位置的所有数字方式而提供，与(部分)模拟解决方案相比，其减少了功率消耗和电路面积。
在另一实施例中，采样电路包括多个采样器，每个均针对相位位置的相应一个位置，每个采样器均通过具有与符号周期相同的周期的相应时钟信号和与相位位置中相应的位置相对应的相应相位来操作。按照此方法，不需要比符号频率更高的频率。这增加了最大可实现速度并减少了功率消耗。
在实施例中，存在具有与针对N对相邻相位位置的采样器相耦合的输入端的多个比较器单元，如N个异或OR栅极(或者同或NOR)。
在实施例中，根据针对其没有转换被计数的位置的数字相位来确定扩散检测器。在实施例中，根据从平均位置的转换的相位位置的平方偏差的和来确定扩散。
在实施例中，还使用对转换的相位位置的计数来选择将采样模拟信号以得到数据输出数据的相位。
附图说明
通过使用以下附图对典型实施例的描述，所述通信电路和接收机的上述和其它目的及优点将变得显而易见。
图1示出了接收机电路；
图2示出了均衡器传送特性；
图3详细说明了采样时间点和转换的直方图(histogram)；
图4示出了数据比特转换检测器电路；
图5a-p示出了处理结果；
图6详细说明了眼开启标准；
图7示出了校准流程图；
图8示出了可选的校准流程图；
图9示出了通信系统。
具体实施方式
图1示出了针对同步接收的接收机电路的简化方框图。该电路包括可适应均衡器10、多个采样放大器或采样器12、数字后处理电路14、时钟恢复电路16。电路输入端11与均衡器10的信号输入端相耦合，均衡器10具有与每个采样放大器12相耦合的输出端。采样放大器12的输出端与数字后处理电路14相耦合。数字后处理电路14具有与电路的信号输出端15相耦合的第一输出端以及与均衡器10的设置输入器相耦合的第二输出端。时钟恢复电路16具有与采样放大器12相耦合的输出端。时钟恢复电路的输入端可以与电路输入端11相耦合，或者与外部时钟源相耦合，或者与用于在电路输入端11和外部时钟源之间选择的开关相耦合。作为时钟恢复电路16的替代，可以使用时钟乘法电路。
在操作中，采样放大器12以由时钟恢复电路16定义的符号频率、利用相互相位偏移地对均衡器10的输出进行采样。符号频率对应每时间单位接收的数字符号(例如，比特)。符号频率是符号周期持续时间的倒数，符号周期是其中传输各个符号的连续时间间隔。因此，N个采样放大器12共同定义符号频率上的N的过采样率(OSR)。可以任意选择过采样率，但是必须满足N＞2的条件。可以使用N＞2的任何数量的相位移位和采样放大器12。
均衡器10可以是模拟或数字滤波器。通常，均衡器电路具有频率相关幅度和/或相位转移特性。在可调均衡器中，该幅度的频率相关性和/或相位转移特性是可调的。根据应用的类型，可以使用不同的均衡器，这些均衡器具有不同的特性范围。这些均衡器本身是公知的。在一个实施例中，可调均衡器包括级联的两个高通滤波器和一个全通滤波器。在另一实施例中，可以在所述级联之前、之后或在所述级联的不同部分之间插入使用其它高通、低通或全通滤波器等。在另一实施例中，可调均衡器包括级联的两个带通滤波器和一个低通滤波器。来自数字后处理电路14的反馈回路调节均衡器10的滤波器传输函数。理想的是，该调节正好是与传输信道的调节相反。当均衡器10包括模拟滤波器时，由改变滤波器的时间常数从而对传输特性进行调谐的后处理电路14提供数字反馈矢量/值。用于抵消传输信道的效应的可调(可调谐)均衡器电路本身是现有技术公知的。可以使用任意这种均衡器电路。
图2示出了不同的均衡器10传输特性的实例。在数字均衡器滤波器的实施例中，由后处理电路14提供了滤波器系数的新集合。所需数量的滤波器(滤波器大小/级或者滤波器深度)一方面取决于应当被补偿的ISI(符号间干扰)量，而另一方面取决于单个滤波器级的效率。
采样放大器12感测均衡器在每个符号的子相位处的输出，并放大信号以便获得数字信号电平。可以包括锁定于模拟输入信号或外部时钟信号的PLL的时钟恢复电路16的任务是为了产生N个采样时钟(相位)，每个均具有Tin(符号周期)的周期以及具有各自的相位，例如，具有Tin/N的连续相对时间延迟。因此，将输出频率锁定到输入数据率或外部输入时钟，得到TS＝Tin/N的理想的相位步进精度，N是正整数。
数字后处理电路14根据提出的算法执行实际数据分析。因此，数字单元以均衡块形成调谐回路，从而根据获得的分析结果对整体传输(信道和均衡器)特性进行优化。除均衡器调谐之外，数字后处理电路14允许根据提出的算法选择最佳采样相位。数字后处理电路14可以部分或全部实现为如编程的数据处理电路，或者专用硬件电路。
图3详细示出了了采样放大器12的采样时间点。以N个采样相位对具有Tin的比特周期的输入数据比特进行过采样。因此，相位精度由TS指定。在下文中，假设采样时钟与输入数据同步。因此，如所示，对理想地体现了Tin的周期的数据比特进行N次过采样。针对信号转换对采样进行追踪。显然，转换(transition)发生在两个连续的采样相位之间，例如，相位1/2，2/3，...，N-1/N。如果针对每个子相位的转换的计数累积一定时间或比特数，则可以绘制出直方图。
图3还详细示出了该直方图。直方图的x轴表示连续相位，y轴表示针对连续采样相位已经发生转换的数量，例如，相位对N-1/N表示已经发生在采样相位N-1和N之间的转换的数量。
所提出的均衡器调谐算法以及相位选择程序在直方图分布上是基于信道滤波的效应的。可以发现针对欠补偿和过补偿的信道，直方图变得较差(即，在一个相位对处或一个相位对周围，转换不够集中)。因此，如果针对不同的均衡器设置对直方图进行分析，可以利用适合的选择算法来选择最佳设置。最佳设置使转换的位置扩散(spread)最小化，等同地，使眼开启(即，针对其未计数转换的相位对的范围)最大化。
图4示出了用于检测数据比特转换的电路。在采样放大器12具有数字输出时，当采样放大器的数字输出是二元输出时可以简单地利用如N XOR门40以及加法器/累加器42(或者计数器)在数字域中检测数据比特转换。将命中(hit)(对应于两个连续采样相位之间的转换的计数)的数量在一定的时间Tacc或者一定数量的Xacc内进行累积。这可以通过使用N个加法器42、以K-比特深度(k＝log2(Tacc/TS)或k＝log2(Xacc))来实现。N个加法器对应于直方图的bin，bin距离等于TS。与处理计数的处理器140一起，加法器可以是后处理电路14的一部分。
采样放大器12、时钟恢复电路16以及N个XOR门40形成转换相位检测器44，其将所检测到的转换的相位位置以信号通知。应当理解，可以以不同方式来实现这种转换相位检测器。例如，可以使用单个高速传感放大器来针对所有相位位置检测信号电平，连续的输出信号对用于检测不同位置处的转换。在此实例中，时钟恢复电路16仅需要产生单个高速过采样时钟。可选地，可以使用多个采样电路，每个均针对多个相位。还可以使用本身公知的其它相位检测器。然而，使用多个采样放大器(每个针对各自的相位)具有可以使用最大的符号频率的优点，这并不受限于使用具有过采样频率的时钟的需要的限制。此外，使用更低时钟频率降低了功率消耗。
尽管已经以实例的方式示出了同步的解决方案(与符号周期同步地控制采样)，应当理解的是，可选地，可以使用异步转换检测。在此情况下，根据相对于符号周期的测量到的转换相位，在转换检测之后可以选择向其添加检测到的转换的累加器。可以利用时间连续转换检测器或者以与符号周期异步的时钟进行时钟控制的时钟采样检测器来检测这种异步转换。作为异或NOR的替代，可以使用其它逻辑电路来检测转换。例如，可以针对每个采样点来存储所检测到的信号电平，以及可以使用编程处理器来确定转换的位置。
优选地，采样放大器将模拟输入信号转换为时间离散双态信号，例如，当模拟输入信号分别在阈值电平之上或之下时设为逻辑一或零。阈值可以是预先确定的，或者根据作为符号间干扰降低方案的一部分的先前检测到的比特值而定。用作在不同相位位置处检测到的转换的数量的计数器的加法器/累加器42与后处理电路14的一部分协作来形成扩散检测器。
图5a-p示出了利用此电路获得的结果。在经由长电缆的传输之后以及在利用不同的均衡器增益均衡之后，示出了典型的眼图和直方图(样本相位计数)。所呈现的结果使用了6次OSR接收机。这里，N＝6，考虑了6个采样相位。该图示出了当将图2所示的均衡器传输函数从一个极端设置(图5a和5b)修改为其它极端设置(图5o和5p)时的结果，在该特定实施例中，低频增益是要改变的参数。详细示出了在经由信道(例如长UTP电缆)的传输之后以及均衡后所得到的(典型)眼图及相应直方图。
眼开启及直方图(及由此的BER)根据均衡器设置而改变。结果，该直方图是对于数据眼质量及相应均衡器的调节的适当的测量。
数据和直方图分析
可以根据下面提出的方法来分析直方图数据，以便选择最佳设置。通过平均技术可以实现进一步的精度提高。显然，所接收的数据的质量受到由传输信道所引入的ISI的量很大地影响，传输信道本身又受到所使用的编码方案以及最大及随后最小运行长度(连续等比特的数量)和运行数字和之间的比率的影响。几种直方图分析标准是可能的，以识别最佳均衡器设置。下面描述了两种标准。这两种标准可以独立地应用，然而，如果结合这两种方案，则获得最高的调谐精度。
图6示出了使眼开启最优化的第一标准，这意味着其中没有转换发生的样本周期的数量。在图6中，在Tin的数据比特周期内有N个样本。通过实例显而易见的是，在四个采样周期之间(即，采样周期N/1，1/2，2/3以及3/4)发生了转换。其它所有采样相位对没有发生数据转换。因此，针对眼开启的值得到N-4。通常，如果所有转换发生在两个采样相位之间，则最大可能的眼开启由N-1给出。另一重要的问题是不关心样本内直方图的绝对位置，这使计算简单化。
但是，如果需要高调谐精度，则单个眼开启参数是不够的。另一标准用于使直方图数据的标准偏差最优化。这是用来确定最佳位置的更为灵敏的测量。从转换区域内所获得的数据眼，直方图分析得到平均值以及标准偏差。眼开启及直方图的特性依靠标准偏差和平均值μ产生，这完全是在数字域中进行。计算精度(样本分辨率(TS/N)乃至子样本精度＜TS/N，参见下文)取决于所选择的算法以及相应的硬件复杂性。可以几种方式来确定标准偏差，这导致不同的精度及需要的硬件复杂性。因此，产生精度和硬件开发工作量之间的设计折中。
通过计算所获得的直方图的精确平均值和标准偏差可以进行分析。此方法示出了最为准确的结果(子样本精度)，但同时需要最高硬件开发工作量。该平均值由直方图中bin的连续索引乘bin中命中的数量(除以命中的总数量)的乘积的和来给出。标准偏差σ的平方通过将bin值与实际的bin与其平均值的平方差相乘的加权计算来给出。最简单的(直接向前)估计将最大的bin定义为直方图的平均值，并通过应用二次二进制加权计算来计算标准偏差。由于μ是直接给出的并且确定权重的距离是整数值，因此此方法显然仅需要较少的硬件。权重的平方可以由最接近的单热键(one-hot)二元值来近似，以进一步简化数据处理。然而，此方法具有有限的精度(大约相当于一个采样相位精度)。此方法假设存在每一侧上具有或多或少对称的尾部的清晰的顶峰。
具有较好精度及非常有限的硬件成本的折衷方案是假设平均值或者接近于bin的中心或者正好在两个bin之间的边缘处。与假设峰值bin为平均值相比，这显著地减少了最大误差，但是当然与精确的计算(如上所述)相比是不够精确的。当精度低于样本周期时，与第一方法的完全计算相比，其对性能有些许影响。如果用于计算的乘法器距离系数四舍五入为单热键二元值，则可以利用移位实现乘法运算，这进一步降低了硬件复杂性。已经发现，利用不同平方距离的乘法可以通过移位近似得到。通常，可以通过对针对每个离平均相位位置的距离加法移位针对该距离(每个被移位了预定的量)的转换的计数的版本的预定数量来执行乘法。然而，可以实现较好的近似而无需进行加法。
用于选择平均值为峰值bin或者正好在最高的两个bin之间的中间的标准必须是可以实现最小可能的误差。这意味着：优选地，如果平均值相比TS/4更接近峰值bin则选择峰值bin，并且优选地，如果平均值离TS/4更远(这意味着相比TS/4更接近于中间点)则选择中间值。用于实现此最精确的方式是计算并选择这两个选项中最好的一个。还可以以精确度为代价来简化计算本身。如果可以假设直方图仅包含3个bin，具有较大数量的检测到的转换(发生在较小的过采样率(例如，当N＝5-10时)时)，则可以通过类似Xmax-side＞4*Xmin-side以及Xmax-side＞Xpeak/2(其中，Xpeak是峰值bin的值，而Xmax-side和Xmin-side是峰值bin周围相邻bin的值)这样的简单评估的标准来近似得到上述标准。然而，在此情况下，简单峰值选择上的优势是由于不精确的增加而受到限制。利用简化σ计算的精确的μ确定为合理的硬件量得到了最佳质量结果。
用于计算西格马的系数σ针对峰值bin的情况是02，12，22，32中的任一个，可以近似为0，1，4，8，通过移位二元转换计数值可以实现与这些数字的乘法。对于bin之间的情况，系数0.52，1.52，2.52可以近似为0，2，8，同样可以通过移位二元转换计数值来实现与这些数字的乘法。代替峰值bin，眼开启窗口可以用于确定在符号周期内的相反相位处的转换周期的中心。此方法的优点在于对bin上的分布的精确形状非常不敏感。
平均技术
上述技术允许精确调节均衡器传输函数。然而，建议使用平均技术以避免或使数据对基于直方图的调谐算法的相关性最小化，以使由电路以及衬底噪声、时钟抖动、电源电压波动、采样单元中的偏移等引起的暂时影响最终得到平衡。可以使用两种平均方法。最简单的方案是要重复基于直方图调谐算法的多次(多次测量)。再存储所获得的值(眼开启和西格马)，从而选择具有最大数量命中的最佳均衡器矢量/设置。
图7示出了校准的流程图。在第一步骤71中，提供第一矢量以调谐/初始化均衡器。在第二步骤72中，根据针对一定数量的比特或数据转换的数据眼和直方图分析计算输入数据的质量。在第三步骤73中，存储眼开启和标准偏差的值。在第四步骤74中，测试是否已经重复分析预定数量(M)的次数。如果没有，则在第五步骤75中，改变均衡器调谐矢量，并从第二步骤72处开始重复该方法。一旦已经重复分析M次，则执行第六步骤76，其中，将根据数据眼和直方图分析提供最佳效果的调谐矢量提供到均衡器10。代替评估不同的扩散值，可以使用迭代处理来选择均衡器设置，例如，在反馈回路中，选择连续减少扩散至少达到最小扩散为止的均衡器设置。
图8示出了使用FIFO类方法(长时期平均)的更为先进的方案的流程图。这里，考虑到新数据转换(数据比特)(采用上述三种直方图计算中的一种)并从测量中移除最旧的数据比特。在第二步骤72之后，可选地，插入第一附加步骤81，以判定是否要使用FIFO平均。如果是，则执行第二附加步骤82，以考虑到新数据比特或数据转换(即，将其放入针对比特的FIFO缓冲器)，并从数据眼和直方图分析中移除最旧的值。在第三附加步骤83的控制下重复此操作多次。随后，处理从第三步骤73开始继续。
最佳采样相位选择
从直方图中可见，如果将均衡器调节得最优，则在无需使转换和/或西格马最小化的情况下存在最大数量的bin。显然，在此情况下眼开启是最优的。由于此事实，利用所有版本的算法、以某种方式评估数据转换点的平均值，能够选择最佳采样相位。最佳采样相位正好是距直方图“平均值”或直方图的最大bin 180度，这取决于使用何种标准。换句话说，最佳估计针对眼的中心。
此情况在图5c和5d中可见。这里，最大bin对应于采样相位5，而180度(距采样相位2)显然代表最佳采样相位。根据直方图的平均值，最佳采样相位可以定位于2个相位之间。此情况类似于图5(e)和(f)中所示的情况。这里，直方图平均值得到-0.53(其对应于相位5.47的360度相位移位)。因此，最佳相位位于2和3之间(精确的最佳采样相位是2.47)。所以相位2是最佳选择。
校准
根据应用和需要，可以不同模式使用上述调谐算法。最简单的均衡器调谐方案基于系统启动校准进程，从而在每次加电和数据改变时(在一个实施例中以CRC指示)，执行再校准(由于信道损耗是显著频率相关的，因此这是强制的)。
此外，还可以在正常操作中仍然监视眼开启和直方图分析参数，从而可以检测参数变化，并且在特定点(特定参数差异)发起新的校准循环。更先进的校准是可能的，如果发射机和接收机具有如下附加特征：1.某种已知的训练序列(例如，启动时)，从而可以针对已知的数据内容来优化均衡器调谐算法；2.从接收机到发射机的后向通信的某种方式，这实现了任意种类的闭合回路校准循环。
图9示出了具有发射机90、接收机92、后处理电路94以及耦合在发射机90和接收机92之间的通信线路96的通信系统。发射机90包括信号源900、预加重电路902以及线路驱动电路904。信号源900经由预加重电路902和线路驱动电路904与通信线路96相耦合。当将一个或多个电导体用作通信线路96时，线路驱动器904可以是电驱动电路。当将光线路用作通信线路96时，线路驱动器904可以是例如光调制电路。如这里所使用的，通信线路96还可以是无线通信信道，在此情况下，驱动器904可以是针对无线信号的调制器和发射机电路。接收机92包括级联的具有与通信线路96相耦合的输入端的线路接收机920、均衡器922以及采样电路924。接收机92在电导体的情况下可以包括缓冲器电路，在光纤通信线路的情况下可以包括光信号检测器，在将无线信道用作通信线路时可以包括无线接收机。后处理电路94与采样电路924相耦合。典型地，后处理电路94是接收机的一部分，但当提供从接收机92到发射机90的后向通信时，后处理电路94也可以是发射机90的一部分。后处理电路94还可以是独立的单元。
以虚线示出了从后处理电路94回到均衡器922和/或预加重电路902的通信。例如，经由通信线路96或经由另一信道的通信可以提供从接收机92到发射机90的后向通信。从接收机92到发射机90的后向通信可以用于调节预加重电路902的设置，从而使眼开启最大化。后向通信可以用于调节均衡器电路922的设置，从而使眼开启最大化。
总之，所提出的均衡调谐算法的实施例仅使用数字电路来获得调节均衡器传输函数的参数。因此，此方案与现有技术相比是高度功率有效的，并为较少批量的和鲁棒的。使用包括一个或多个调谐电路的自适应均衡器，其允许增强在连接的传输信道中遭到损耗的发射信号的高频内容。可选地，可以部分使用模拟电路，例如，使用模拟转换检测器以及可选地使用模拟扩散检测器。然而，当需要高度功率效率时，数字实施例提供了相当大的优势。
在实施例中，所提出的盲均衡调谐进程在无需了解有关发射信道的特性也无需了解发射数据的情况下运行。在实施例中，其完全在数字领域中实现，从而不需要附加的功率和面积紧张(area hungry)模拟电路。此算法的唯一限制在于需要过采样接收机体系结构。由于所提出的均衡器调谐和相位拾取算法并不要求某些特定训练序列或编码方案，其并不限于这些应用。所提出的技术是执行自适应信道均衡的功率和硅面积有效的方法。在实施例中，低成本2Gb/s接收机解决方案针对多达20米的低质量双绞线电缆工作。接收机提供用于接收模拟输入信号并恢复数字化的、时间离散的数据信号，该接收机包括可调节均衡器、用于产生多个相位信号的采样相位产生器、多个采样器、以及设置用于调节可调谐均衡器的设置的数字后处理块。采样器在相应相位信号的控制下以时间离散数据信号的数据时钟频率操作。相应采样器的输出信号表示对在由相应相位信号所定义的每个相位处的时间离散数据信号的估计。数字信号处理块设置用于根据采样器在多个数据时钟周期内的输出信号使可调节均衡器的设置最优。在实施例中，接收机还包括用于从所接收的模拟输入信号中恢复时间离散数据信号的数据时钟频率的时钟恢复电路。在另一实施例中，可调节均衡器包括级联的两个高通滤波器和一个全通滤波器。在另一实施例中，可调节均衡器包括级联的两个带通滤波器和一个低通滤波器。接收机可以用于数据通信系统中。在实施例中，数据通信系统可以是DVI或HDMI兼容通信系统。

Claims (17)

1.一种用于接收模拟输入信号并针对模拟输入信号的相应符号周期恢复数字化的时间离散数据信号的接收机，所述接收机包括：
模拟信号的输入端(11)；
可调节均衡器(10)，具有与模拟信号的输入端(11)相耦合的均衡器输入端、针对均衡信号的均衡器输出端、以及设置输入端；
转换相位检测器(44)，具有与均衡器输出端相耦合的输入端，用于检测均衡信号中转换的相位位置；
数字后处理电路(14)，包括具有用于接收转换相位检测器(44)的输出的输入端的扩散检测器，所述数字后处理电路(14)用于评估对在多个符号周期上累积的检测到的转换的相位位置的扩散的测量，所述数字后处理电路(14)具有与可调节均衡器(10)的设置输入端相耦合的输出端，用于将可调节均衡器的设置调节成所选的使检测到的扩散最小化的设置，其中所述扩散的指示是未计数转换的相位位置的数量。
2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述转换相位检测器(14)包括：
时钟产生电路(16)，用于产生或再生指示每个符号周期内多个相应的相位位置的时钟信号；
采样电路(12)，具有与时钟产生电路(16)相耦合的定时控制输入端、与均衡器输出端相耦合的信号输入端以及样本输出端；
比较器电路(40)，具有与采样电路(12)相耦合的、用于接收针对连续相位位置的样本值对的输入端，以及与扩散检测器的输入端相耦合的比较器输出端。
3.根据权利要求2所述的接收机，其特征在于所述采样电路(12)包括多个采样器(12)，其每个均针对相应的一个相位位置，时钟产生电路(16)具有多个与采样器(12)中相应采样器相耦合的相位输出端， 每个相位输出端用于提供具有等于符号周期的周期和与相位位置中的相应相位位置相对应的相应相位的相应时钟信号。
4.根据权利要求3所述的接收机，其特征在于所述比较器电路(40)包括多个比较器单元(40)，每个均具有与针对相应的一对相邻相位位置的一对采样器(12)相耦合的输入端。
5.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述可调节均衡器(10)包括级联的两个高通滤波器和一个全通滤波器。
6.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述可调节均衡器(10)包括级联的两个带通滤波器和一个低通滤波器。
7.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述扩散检测器配置用于对针对相位位置中的相应相位位置的转换进行计数，以及用于确定针对其没有转换被计数的相位位置的数量，扩散的指示是未计数转换的所述相位位置的数量。
8.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述扩散检测器配置用于确定转换的平均相位位置以及转换的平均相位位置与相位位置之间的平方偏差的和的指示，以及用于从所述平方偏差的和的指示中得出对扩散的所述测量。
9.根据权利要求8所述的接收机，其特征在于所述扩散检测器配置用于将平均相位位置设置为具有累加转换的最大计数的相位位置或具有比其它相位位置高的累加转换的计数的多个相位位置之间的中间的相位位置。
10.根据权利要求8所述的接收机，其特征在于所述扩散检测器配置用于根据各所述相位位置与平均相位转换的距离向所述相位 位置中的相应相位位置分配权重，所述权重至少大约与距平均相位转换的平方距离成比例，以及还配置用于通过对针对由所述权重所加权的相应相位位置的转换的计数进行求和来计算平方偏差的和。
11.根据权利要求10所述的接收机，其特征在于所述扩散检测器配置用于从预定权重值中选择权重。
12.根据权利要求10所述的接收机，其特征在于所述数字后处理电路(14)包括移位电路，配置用于通过在与权重值相对应的多个比特上进行移位来执行加权。
13.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述数字后处理电路(14)配置用于将数据信号采样相位设置为与平均或最大累加转换的相位位置具有半个符号周期的不同相。
14.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于所述接收机是无线信号接收机，配置用于通过无线接收产生模拟信号。
15.一种通信系统，包括发射机(90)、接收机(92)以及耦合在发射机(90)和接收机(92)之间的通信线路(96)，
发射机(90)包括信号产生器(900)、具有设置输入端、与信号产生器(900)耦合的信号输入端以及与通信线路(96)耦合的信号输出端的可调节预加重电路(902)，所述可调节预加重电路(902)用于控制通信线路(96)上的线路信号；
接收机(92)包括具有与通信线路(96)相耦合的输入端的转换相位检测器(922)，用于检测从线路信号中得到的信号中转换的相位位置；所述通信系统包括：
数字后处理电路(94)，包括具有与转换相位检测器(922)的接收输出端相耦合的输入端的扩散检测器，用于评估针对在多个符号周期上累加的检测到的相位位置的扩散的测量，所述数字后处理电路(94) 具有与可调节预加重电路的设置输入端相耦合的输出端，用于将可调节预加重电路的设置调节为所选的使检测到的扩散最小化的设置，其中所述扩散的指示是未计数转换的相位位置的数量。
16.根据权利要求15所述的通信系统，其特征在于所述发射机(90)是用于无线传输信号的发射机，所述接收机(92)是用于接收所述无线传输信号的无线接收机。
17.一种用于为针对相应符号周期的数字化时间离散数据信号的检测设置均衡和/或预加重的方法，所述方法包括：
可调节地对分别经由通信线路在传输前和/或传输后的模拟信号进行预加重和/或均衡；
在预加重和/或均衡之后，检测从所述通信线路中得到的模拟信号中的转换的相位位置；
评估针对在多个符号周期内累加的检测到的转换的相位位置的扩散的测量；
将可调节预加重电路或均衡电路的设置调节为与所评估的扩散的最小值相对应的设置，其中所述扩散的指示是未计数转换的相位位置的数量。 
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108028644A (zh) * 2015-07-29 2018-05-11 雷声公司 低功率编码的信号检测

Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8208528B1 (en) * 2007-12-13 2012-06-26 Altera Corporation Programmable adaptation convergence detection
WO2009128114A1 (ja) * 2008-04-14 2009-10-22 株式会社アドバンテスト 半導体試験装置および試験方法
JP5540472B2 (ja) * 2008-06-06 2014-07-02 ソニー株式会社 シリアルデータ受信機、利得制御回路および利得制御方法
US8229706B2 (en) * 2008-06-10 2012-07-24 Advantest Corporation Sampling apparatus, sampling method and recording medium
EP2434665B1 (en) 2009-05-18 2017-03-08 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Signal generation circuit, optical signal transmitter, signal reception circuit, optical signal synchronization establishment method, and optical signal synchronization system
JP5001385B2 (ja) * 2010-02-01 2012-08-15 日本電信電話株式会社 プリエンファシス回路
US8767812B2 (en) * 2010-04-15 2014-07-01 Ikanos Communications, Inc. Systems and methods for frequency domain realization of non-integer fractionally spaced time domain equalization
US8397149B2 (en) * 2010-06-11 2013-03-12 Cisco Technology, Inc. Methods for obtaining a set of path metrics and equalizer for a receiver for digital data
JP5633352B2 (ja) * 2010-12-09 2014-12-03 富士通株式会社 デジタルコヒーレント光受信器、適応等化型イコライザ及びデジタルコヒーレント光通信方法
GB2488180A (en) * 2011-02-21 2012-08-22 Thales Holdings Uk Plc Recovering a clock signal by combining a plurality of measurements at a plurality of samples and selecting a sample as a clock sample
TWI436219B (zh) * 2011-04-19 2014-05-01 Raydium Semiconductor Corp 串列資料流的取樣時脈選擇模組
JP2012244537A (ja) * 2011-05-23 2012-12-10 Ricoh Co Ltd データリカバリ方法およびデータリカバリ装置
US9288087B2 (en) 2011-10-20 2016-03-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Data receiver circuit and method of adaptively controlling equalization coefficients using the same
US20140126614A1 (en) * 2012-11-08 2014-05-08 Broadcom Corporation System, method, and apparatus for digital pre-emphasis in low power serdes systems
US9130792B2 (en) * 2013-06-10 2015-09-08 Texas Instruments Incorporated Closed-loop high-speed channel equalizer adaptation
US9363026B2 (en) * 2013-10-11 2016-06-07 Dell Products L.P. Systems and methods for measurement of electrical channel loss
CN103746949B (zh) * 2013-12-11 2017-01-18 厦门市迅芯电子科技有限公司 一种信号接收均衡化处理方法
CN105307245B (zh) * 2014-05-28 2019-01-25 円星科技股份有限公司 基于接收单元均衡器的信息收发信号及训练均衡器的方法
US9768984B2 (en) * 2015-03-06 2017-09-19 Mediatek, Inc. Electronic device with equalization, integrated circuit and methods therefor
US9853768B2 (en) 2015-04-29 2017-12-26 Carrier Corporation System and method of data communication that compensates for wire characteristics
US10530616B2 (en) 2015-09-29 2020-01-07 Rambus Inc. Transmitter with self-triggered transition equalizer
JP6086639B1 (ja) * 2016-05-12 2017-03-01 株式会社セレブレクス データ受信装置
US10033555B2 (en) * 2016-09-14 2018-07-24 Analog Devices, Inc. Equalizer circuit optimization using coarse frequency detection
CN108616467B (zh) * 2016-12-12 2021-03-26 中国航空工业集团公司西安航空计算技术研究所 连续时间自适应均衡器
TWI669918B (zh) * 2017-10-31 2019-08-21 北京集創北方科技股份有限公司 具有自適應發送端等化器調節功能的傳輸電路及利用其之通信裝置
CN112422256B (zh) * 2019-08-23 2023-12-05 微芯片技术股份有限公司 数字时钟和数据恢复的快速初始相位搜索的装置和方法
DE102019131217B4 (de) * 2019-11-19 2021-06-24 Endress+Hauser Flowtec Ag Verfahren zum Bestimmen einer inversen Impulsantwort eines Kommunikationskanals
CN112104414B (zh) * 2020-08-07 2022-03-11 武汉光迅科技股份有限公司 一种传输介质检测方法、装置及存储介质
CN112272009B (zh) * 2020-11-05 2023-09-05 中国电子科技集团公司第二十四研究所 一种均衡器电路
JP2022125816A (ja) * 2021-02-17 2022-08-29 ソニーグループ株式会社 情報処理装置、情報処理方法及び情報処理プログラム
CN114297112B (zh) * 2021-12-29 2023-12-19 无锡唐古半导体有限公司 数据传输设备、硅基微显示器以及数据传输方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6731697B1 (en) * 2000-10-06 2004-05-04 Cadence Desicgn Systems, Inc. Symbol timing recovery method for low resolution multiple amplitude signals
EP1453238A1 (en) * 2003-02-25 2004-09-01 CoreOptics, Inc., c/o The Corporation Trust Center Self-timing method for adjustment of a sampling phase in an oversampling receiver and circuit
CN1627739A (zh) * 2003-12-10 2005-06-15 日本电气株式会社 均衡器及其初始值设定方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61242125A (ja) 1985-04-19 1986-10-28 Ricoh Co Ltd 位相誤差吸収装置
US5481565A (en) * 1993-10-18 1996-01-02 At&T Corp. Method and apparatus for channel equalization
US5991339A (en) * 1998-01-16 1999-11-23 Intel Corporation Adaptive equalization using a minimum- jitter criterion
JP4206672B2 (ja) 2002-03-01 2009-01-14 日本電気株式会社 受信回路
US20040005001A1 (en) * 2002-07-02 2004-01-08 Jones Keith R. Gain adaptive equalizer
US6819166B1 (en) * 2003-01-03 2004-11-16 Silicon Image, Inc. Continuous-time, low-frequency-gain/high-frequency-boosting joint adaptation equalizer and method
US7263122B2 (en) * 2003-07-29 2007-08-28 Synopsys, Inc. Receiver based decision feedback equalization circuitry and techniques
JP2005135561A (ja) * 2003-10-31 2005-05-26 Sanyo Electric Co Ltd データ再生装置
US7577193B2 (en) * 2005-06-28 2009-08-18 Intel Corporation Adaptive equalizer

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6731697B1 (en) * 2000-10-06 2004-05-04 Cadence Desicgn Systems, Inc. Symbol timing recovery method for low resolution multiple amplitude signals
EP1453238A1 (en) * 2003-02-25 2004-09-01 CoreOptics, Inc., c/o The Corporation Trust Center Self-timing method for adjustment of a sampling phase in an oversampling receiver and circuit
CN1627739A (zh) * 2003-12-10 2005-06-15 日本电气株式会社 均衡器及其初始值设定方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108028644A (zh) * 2015-07-29 2018-05-11 雷声公司 低功率编码的信号检测
CN108028644B (zh) * 2015-07-29 2021-07-13 雷声公司 低功率编码的信号检测

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TW200729857A (en) 2007-08-01
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