CN101128988A - 使用啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径的信道估计的方法和装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于通过使用啁啾信号来对发送机和接收机之间的电磁波多径特性进行信道估计的方法和装置。该方法包括以下步骤：(a)将接收的复合信号与该接收机本身所产生的窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，并输出由啁啾键控信号的上啁啾部分和下啁啾信号部分的多径距离差分别所产生的各个单独频率分量之和，接收的复合信号是通过由发送机产生窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号，由发射天线发送信号，由接收机的接收天线通过多径信道接收信号并对信号进行叠加和相加而形成的；(b)将各个单独频率分量之和的上啁啾信号部分和下啁啾信号部分的输出相乘，并计算该容差频率输出；(c)通过使用容差频率输出来对各个单独频率分量之和的频率容差进行补偿，并产生频率补偿输出；(d)针对频率补偿输出，对由于使用窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号而产生的啁啾键控信号的不连续性进行补偿，并产生没有不连续性的不连续性补偿输出；(e)通过使用频率分析方法，将不连续性补偿输出分解为各个单独多径信号；以及(f)通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

Description

使用啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径的信道估计的方法和装置

技术领域

本发明涉及使用啁啾(chirp)信号的关于发送机和接收机之的电磁波多径特性的信道估计的方法和装置。更具体地，本发明涉及一种用于关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的方法和装置，其中，当接收天线经由波多径(wave multi-path)从发送机接收啁啾信号、包括沿时间轴重复的窄带啁啾信号(narrowband chirpsignal)的窄带啁啾频移键控信号(narrowband chirp-shift-keyingsignal)、或作为具有多个中心频率的啁啾信号之和的窄带多中心频率啁啾信号(narrowband multiple center-frequency-chirp signal)时，该接收机将接收的信号与发送机和接收机所使用的啁啾信号、啁啾键控信号、或多中心频率啁啾信号相乘，以便转换成与啁啾信号之间的时间差成比例的各个单独频率，并将其用于电磁波多径信道估计。

背景技术

常用传统信道估计方法之一是直接序列扩频方法。为了提高这种方法中的信道估计的精度，用于扩频的码片(chip)的宽度应该减小(即：较宽带宽)，而扩频量应该增大。另外，此方法中使用的频率参考应该具有非常小的误差，以便能够提高信道估计的精度，尤其是对时间延迟值的估计。此方法的示例能够在GPS(全球定位系统)的示例中找到。

为了改善多径信道参数中的时间延迟的测量的精度，应该增大所使用信号的频带宽度。这是因为时间延迟测量中的误差与所使用的频带宽度成反比。特别地，为了在此方法中将测量误差减少至低于阈值以增加信号的频带宽度，该频带宽度应该增加至高达预定值。然而，由于不同的频率规定，很难满足这一要求。

另外，发送机和接收机中使用的频率参考要求高精度，以改善在多径信道参数中的时间延迟测量的精度。为此，应使用高精度的振荡器，然而，这提高了系统的整体成本。

总之，不同的频率规定限制了为精确测量目的而需要的频带宽度的增加，而提高成本的负担使得制造具有宽带码片速率的高性能发送机和接收机变得不切实际。

发明内容

因此，鉴于上述问题，提出了本发明。本发明的目的是提供一种关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的方法和装置，其中，当接收天线通过波多径从发送机接收啁啾信号、包括沿时间轴重复的窄带啁啾信号的窄带啁啾键控信号、或作为具有不同中心频率的啁啾信号之和的窄带多中心频率啁啾信号时，接收机将所接收到的信号与发送机和接收机所使用的重复啁啾信号相乘，以便转换成与啁啾信号之间的时间差成比例的各个单独频率，并将其用于电磁波多径信道估计。

根据本发明的第一方面，提供了一种使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的方法，该窄带啁啾键控信号具有沿时间轴重复的窄带啁啾信号，窄带多中心频率啁啾信号是具有不同中心频率的啁啾信号之和，该方法包含以下步骤：(a)将接收的复合信号与该接收机本身所产生的窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，并输出从啁啾键控信号的上啁啾(up-chirp)部分和下啁啾(down-chirp)信号部分的多径距离差中分别产生的各个单独频率分量之和，接收的复合信号是通过由发送机产生窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号、由发射天线发送该信号、由接收机的接收天线通过多径信道接收信号并对信号进行叠加和相加而形成的；(b)将各个单独频率分量之和的上啁啾信号部分和下啁啾信号部分的输出相乘，并计算容差(tolerance)频率输出；(c)通过使用容差频率输出来对各个单独频率分量之和的频率容差进行补偿，并产生频率补偿输出；(d)针对频率补偿输出，对由于使用窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号而产生的啁啾键控信号的不连续性进行补偿，并产生没有不连续性的不连续性补偿输出；(e)通过使用频率分析方法，将不连续性补偿输出分解为各个单独多径信号；以及(f)通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

根据本发明的第二方面，提供了一种使用宽带单啁啾信号(wideband single chirp signal)的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的方法，该方法包括以下步骤：(a)将接收的复合信号与该接收机本身产生的啁啾信号相乘，并输出从多径距离差中产生的各个单独频率分量之和，接收的复合信号是通过将由发送机产生宽带单啁啾信号、由发射天线发送该信号、由接收机的接收天线通过多径信道接收信号并对信号进行叠加和相加而形成的；(b)通过使用频率分析方法，将各个单独频率分量之和分解成各个单独多径信号分量；以及(c)通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

根据本发明的第三方面，提供了一种使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的装置，该窄带啁啾键控信号具有沿时间轴重复的窄带啁啾信号，窄带多中心频率啁啾信号是具有不同中心频率的啁啾信号之和，该装置包括：采样单元，用于将接收的复合信号与该接收机本身产生的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，并输出从啁啾键控信号的上啁啾部分和下啁啾信号部分的多径距离差中分别产生的各个单独频率分量之和，接收的复合信号是通过由发送机产生窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号、由发射天线发送该信号、由接收机的接收天线通过多径信道接收信号并对信号进行叠加和相加而形成的；频率补偿单元，用于将从采样单元输出的各个单独频率分量之和的上啁啾信号部分和下啁啾信号部分的输出相乘，以计算出容差频率输出，并使用该容差频率输出来对各个单独频率分量之和的频率容差进行补偿，以产生频率补偿输出；不连续性补偿单元，用于针对由频率补偿单元产生的频率补偿输出，对由于使用窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号而产生的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号的不连续性进行补偿，并产生没有不连续性的不连续性补偿输出；频率分析单元，用于通过使用频率分析方法，将由不连续性补偿单元产生的不连续性补偿输出分解成各个单独多径信号；以及信道估计单元，用于通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

根据本发明的第四方面，提供一种使用宽带单啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的装置，该装置包括：采样单元，用于将接收的复合信号与该接收机本身产生的啁啾信号相乘，并输出从多径距离之差中产生的各个单独频率分量之和，接收的复合信号是通过将由发送机产生宽带单啁啾信号、由发射天线发送该信号、由接收机的接收天线通过多径信道接收信号并对信号进行叠加和相加而形成的；频率分析单元，用于通过使用频率分析方法，将从采样单元输出的各个单独频率分量之和分解为各个单独多径信号分量；以及信道估计单元，用于通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取而由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

本发明针对一种使用啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的方法和装置。当接收天线通过波多径从发送机接收作为多径混合啁啾信号的具有整数个不同中心频率的啁啾信号、啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号时，接收机对接收的信号进行分析，并对关于波多径的信号特性进行估计。特征在于，当将两个具有时间差的啁啾信号相乘时，将输出值转换成与啁啾信号之间的时间差成比例的单独频率，以及该单独频率的能量与多径分量的大小成比例。根据本发明优选实施例的信道特性估计的方法和装置的关键特征在于将这种特性用于电磁波多径信道估计。

接收机将接收的多径混合啁啾信号与发送机和接收机所使用的啁啾信号相乘，并分析接收的信号。该分析所使用的啁啾信号可以是通过将具有预定频带宽度的啁啾信号沿时间轴重复整数次所获得的啁啾键控信号、或具有整数个不同中心频率的窄带多中心频率啁啾信号。这提供与将宽带单啁啾信号用于信道特性估计时的效果相同的效果。

本发明还提出一种用于消除发送机和接收机之间的从本地振荡器的频率容差中产生的信道估计误差的方法和装置。

此外，针对同时使用上啁啾信号/下啁啾信号的啁啾的上/下啁啾信号对、或者啁啾频移键控信号，本发明提出了一种用于消除由于发送机和接收机之间的速度差所引起的多普勒频移而产生的信道估计误差的方法和装置。

附图说明

从以下结合附图的详细描述中，本发明的前述和其他方面、特征和优点将变得显而易见，在附图中：

图1和图2是示出基本啁啾信号的图；

图3示出了根据本发明优选实施例的窄带啁啾频移键控信号和窄带多中心频率啁啾信号的示例；

图4a示出了窄带啁啾频移键控信号沿时间轴的波形；

图4b示出了沿时间轴的窄带啁啾频移键控信号沿时间轴的互相关结果；

图5示出了根据本发明优选实施例的发送的啁啾信号和延迟的啁啾信号；

图6示出了重复窄带啁啾信号和单宽带啁啾信号之间的相关；

图7示出了根据本发明优选实施例，通过使用啁啾信号对发送机和接收机之间的电磁波多径特性进行信道估计的信道估计装置；

图8是示出了根据本发明优选实施例，通过使用窄带啁啾频移键控信号和窄带多中心频率啁啾信号对发送机和接收机之间的电磁波多径特性进行信道估计的步骤序列的流程图；

图9示出了根据本发明优选实施例，用于保持频率精度的频率调整装置；

图10是示出了根据本发明优选实施例，用于保持频率精度的步骤序列的流程图；

图11示出了无频率容差时的上-下啁啾信号；

图12示出了存在频率容差时的上-下啁啾信号；以及

图13是示出了根据本发明的第二优选实施例，通过使用窄带啁啾频移键控信号对发送机和接收机之间的电磁波多径特性进行信道估计的步骤序列的流程图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图对本发明的优选实施例进行描述。在以下描述和附图中，相同的附图标记用于指定相同或相似组件，并由此省略对相同或相似组件的重复描述。此外，将省略在此结合的已知功能和配置的详细描述，以避免本发明主题内容不清楚。

图1和图2是示出了基本啁啾信号的图。

图1和图2中给出了根据本发明优选实施例，用于对发送机和接收机之间的电磁波多径特性进行信道估计的基本啁啾信号。

参照图1，该啁啾信号是正弦信号，其特征在于其瞬时频率随时间流逝而进行线性扫描(sweep)。

在图1和图2中，ω_s是啁啾信号的最低瞬时角频率，ω_e是啁啾信号的最高瞬时角频率，ω_BW(ω_BW＝ω_e-ω_s)是啁啾信号的瞬时角频率的总变化量，因此称为啁啾的频带宽度。

在图1中，(a)示出了啁啾信号沿时间轴的波形的示例，以及(b)描绘了啁啾信号沿时间轴和频率轴的特性的示例。从(b)清楚可见，该啁啾信号的频率随着时间线性地改变。具有如图1所示形状的啁啾信号称为上啁啾信号。

相反，当信号频率随着时间线性地减小时，该信号称为下啁啾信号，其特性如图2所示。

通过方程1对上啁啾信号进行数学表示。

方程式1

${\tilde{S}}_{\mathrm{chirp}}\left(t\right)=\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_s+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}t)t\right]\×p\left(t\right)$

在方程式1中，T_chirp是啁啾信号的持续时间，而p(t)是啁啾信号的加窗函数。一般使用矩形函数或升(raised)余弦函数作为窗函数，但其类型不限于此。

下啁啾信号的数学表达如方程式2所示。

方程式2

${\tilde{S}}_{\mathrm{chirp}}\left(t\right)=\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_s+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}t)t\right]\×p\left(t\right)$

图3示出了根据本发明优选实施例的窄带啁啾频移键控信号和窄带多中心频率啁啾信号的示例。

如这里所使用的，啁啾频移键控信号是指通过将上啁啾信号/下啁啾的组合信号、或将频带分成多个子啁啾信号并重新耦合这些子啁啾信号而获得的信号。啁啾频移键控信号的使用消除了分别从发送机和接收机使用的晶体振荡器之间的误差中产生的测量误差。另外，信号之间的低相关特性使得即使在从相同距离发送信号时也可以分离地接收信号。稍后将对啁啾频移键控信号进行更详细的描述。

图3中，(a)示出了啁啾频移键控信号的4个示例，该啁啾频移键控信号包括通过二等分整个频带、使所产生的上/下子啁啾信号加倍、以及以不同顺序将其重新组合而得到的4个子啁啾信号(图中的1，2，3，4)。另外，图3的(b)和(c)示出了采用与(a)情况相似的方式而获得的另外的示例。如上所构造的啁啾频移键控信号具有使用全部频带分量以及彼此之间具有低相关的共同特性。

在图3中，(d)和(e)示出了啁啾频移键控信号的其他示例。具体地，(d)提供了啁啾频移键控信号的4个示例，该啁啾频移键控信号包括通过将整个频带分成4个部分、分别将上/下子啁啾信号数量增加到4个、以及以不同顺序将其重合组合而获得的8个子啁啾信号(图中1，2，3，4，5，6，7，8)。另外，(e)提供啁啾频移键控信号的4个示例，该啁啾频移键控信号包括通过二等分整个频带、使所产生的上/下子啁啾信号加倍、添加具有不同频率-时间斜率μ(μ＝ω_BW/T_chirp)的2个上/下全啁啾信号、以及以不同的顺序将其重新组合而获得的6个全啁啾/子啁啾信号(图中1，2，3，4，a，b)。

在图3中，(f)示出了具有整数个不同中心频率的窄带多中心频率啁啾信号的示例。根据本发明优选实施例，窄带多中心频率啁啾信号是通过将单子啁啾周期中具有不同频带的子啁啾信号叠加、并等效地形成宽带啁啾信号而获得的。窄带多中心频率啁啾信号的数学表达如方程式3所示。

方程式3

其中，_k(t)为表示子啁啾的信号，ω₀为具有不同频带的子啁啾之间的频率间隔。参照方程式3中的第二个公式，_k(t)的特征在于：当指针m和n相同时其积分值变为1，而当指标m和n不同时其积分值变为0。因此，_k(t)组成正交基本函数集。这些特性与傅立叶变换的特性非常相似。

_k(t)  函数的求和提供了Chirp(t)，Chirp(t)如图3沿时间(t)和频率轴的(f)中所示。方程式3的Chirp(t)具有与单宽带啁啾信号的自相关特性非常相似的自相关特性，并且此信号的特征在于容易以数字信号处理方法产生超宽带啁啾信号。啁啾信号集_k(t)能够取代广泛地用于传统通信的OFDM(正交频分复用)的正弦波信号集。

总之，图3示出了通过使用多个啁啾来对信号进行组合的方法的4个示例，该多个啁啾是通过对单个子啁啾周期中具有不同频带的所有上/下子啁啾进行叠加并等效地组成宽带啁啾信号而获得的。

除了上面所提到的信号组合方法，还可以通过改变啁啾信号的频率斜率大小、方向、带宽、以及这些因素的组合顺序来产生信号。

如上所述，为了消除由分别用于发送机和接收机的晶体振荡器之间的误差所造成的测量误差，上/下啁啾应同时使用整个频带分量。从图3中可知，图3中所示的所有信号满足这个要求。这意味着，根据本发明的优选实施例，通过以不同顺序将具有不同的频率-时间斜率(μ＝ω_BW/T_chirp)的全啁啾/子啁啾(尤其μ₁、μ₂、...μ_M)进行重新组合来提供啁啾频移键控信号。

图4a示出了图3的(a)中已经给出的沿时间轴的窄带啁啾频移键控信号的波形。图4b示出了图3的(a)中已经给出的沿时间轴的窄带啁啾频移键控信号的互相关结果。从图4b可知，当两个啁啾信号恰巧在同一时间点上相遇，互相关有最大值，而当它们的位置有沿左方向或右方向的偏差时，互相关具有较小的值。图3中所示的全部啁啾频移键控信号的互相关值具有与图4b中的情况相似的特性。

根据本发明优选实施例的用于对发送机和接收机之间的电磁波多径进行信道估计的信道估计技术旨在提取波多径模型的参数。

在方程式4给出了传统波多径模型的数学表达式。

方程式4

$c\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_i)e^{j{\mathrm{\θ}}_i}$

其中，L为多径的数目，α_i为每一路径的衰减系数，δ(t)为Dirac’s delta函数，τ_i为每一路径的时间延迟，而θ_i为从路径产生的相移。信道估计技术有助于从由天线通过多径所接收到的信号中提取方程4中的全部或部分参数，即α_i、τ_i、以及θ_i。

为了获得通过由天线通过多径所接收到的信号所形成的多径混合啁啾信号，对方程式1和方程式4进行卷积运算。方程式5给出结果。

方程式5

$\tilde{r}\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{a}_i\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_s+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}(t-{\mathrm{\τ}}_i))(t-{\mathrm{\τ}}_i)\right]e^{\mathrm{j\θ}}\×p(t-{\mathrm{\τ}}_i)$

图5示出了根据本发明优选实施例的发送啁啾信号和延迟啁啾信号。

假设只存在多径中的一条路径，则发送啁啾信号Tx(由图5中的实线表示)，经过衰减和延迟之后，接收啁啾信号(由图5中的虚线表示)。

参照图5，当发送信号Tx和接收信号Rx(延迟了τ)相乘时，从两个啁啾信号相互重迭的时间轴部分开始，与延迟时间成比例地而输出频率分量ω_τ。其数学表达在方程式6中。

方程式6

${\tilde{S}}_{\mathrm{chirp}}\left(t\right)\×[\mathrm{\α}\×{\tilde{S}}_{\mathrm{chirp}}^{*}(t-\mathrm{\τ})e^{\mathrm{j\θ}}]$

$=\mathrm{\α}\×\exp \left[j(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{T_{\mathrm{chirp}}}\mathrm{\τ}\×t+({\mathrm{\ω}}_s\mathrm{\τ}-\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}{\mathrm{\τ}}^2)+\mathrm{\θ})\right]\×p\left(t\right)p(t-\mathrm{\τ})$

方程式6中的频率分量由方程式7所提供，并且与时间延迟值成比例地输出该啁啾信号的时间延迟值。特别地，该时间延迟与所输出的频率成线性比例。

方程式7

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{\τ}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{T_{\mathrm{chirp}}}\mathrm{\τ}$

再次参照方程式6，延迟信号的大小没有发生变化。此方法能够提取经频道衰减和延迟的信号的主要参数，尤其是α(衰减分量)、τ(时间延迟分量)，以及θ(相移分量)。

为了将相同的原理应用于由方程式5所表示的信号的示例中，其中该信号是由天线通过多径发送并接收而获得的，将方程式5中的多径混合啁啾信号与已发送的同一啁啾信号相乘。因而，各个多径分量(其中的每个都具有不同的时间延迟)作为不同的频率分量之和(与时间延迟成比例)输出。另外，当输出时，各个频率分量的大小与信道所提供的衰减值成比例。由于在输出处已经相加的多径分量具有不同的频率分量，因此可以使用频率分析方法(例如，快速傅立叶变换)将其分解到各个单独多径。这个过程提供了对信道的主要参数的估计，尤其是α_i(衰减分量)、τ_i(时间延迟分量)，以及θ_i(相移分量)。此外，所估计的时间延迟值与电磁波速度的乘积对于测距是有帮助的。将在随后对这个过程进行详细描述。

图6示出了重复的窄带啁啾信号和单宽带啁啾信号之间的相关。

一般来说，使用电磁波的时间延迟估计的精度与用于测量的信号的频带宽度成反比。例如，为了获得1纳秒或更小的时间延迟测量精度，需要使用至少1GHz的频带宽度。然而，如果使用1GHz的信号频带宽度，则可用的频率范围极其有限。此外，在数字实现的情况下，为了信号采样而由A/D转换器和信号处理单元消耗的功率将大幅增加。当使用20MHz的频带宽度时，时间延迟测量精度大到50纳秒(即测量精度不佳)。相对地，A/D转换器和信号处理单元的采样速率减小至1/50。因此，所实现的电路的计算量和复杂度降低，功率消耗也降低。

在啁啾信号的情况下，其瞬间频率在持续时间内从最小值到最大值地扫过整个频带宽度  (假设为上啁啾信号的情况)。啁啾信号的时间值可以转换成与该时间相对应的频率，反之亦然。扩展此啁啾特征，以便通过将具有窄带ω_BW的啁啾信号重复整数次以获得重复的啁啾信号，或者通过沿时间轴对窄带啁啾信号进行叠加并将其相加而获得窄带多中心频率啁啾信号。所产生的信号具有与将具有N×ω_BW带宽的宽带单啁啾信号等效地用于信道特性估计时相同的效果。此外，A/D转换器和信号处理单元可以具有低的采样速率。特别地，可以对时间延迟特性进行精确测量，以将其应用于发送机和接收机之间的测距、短距离RADAR(无线电检测和测距)，等。

从上述示例中可知，为了测量1纳秒的时间延迟，可以使用50个20MHz的啁啾信号，以获得与一个1GHz信号等效的相同精度。可以将此结果用于改善TOA(到达时间)的测量精度。

图6示出了上面所提到的过程。更具体地，在将啁啾信号用于图5的示例时，参考啁啾信号和具有时间延迟的啁啾信号的乘积提供了与该延迟时间成比例地输出的频率分量。当重复使用该啁啾信号以获得重复的啁啾信号时(如图6上部所示)，其特性与具有原始啁啾信号的N倍频带宽度的单啁啾信号的特性(如图6下部所示)相同。对于啁啾频移键控信号也是如此。

换言之，根据本发明的优选实施例，不仅可以使用宽带单啁啾信号，还可以使用窄带啁啾键控信号和窄带多中心频率啁啾信号。

以这种方式进行采样的重复啁啾信号，在数学上可以如方程式8表示。

方程式8

${\tilde{s}}_{\mathrm{\Σ}}\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \left[j({\mathrm{\ω}}_s+\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}({\mathrm{mT}}_s-\mathrm{kT}))({\mathrm{mT}}_s-\mathrm{kT})\right]\×p(m,k)$

其中，p(m，k)＝u(mT_s-kT)-u(mT_s-(K+1)T)

u(t)：单位阶跃函数。

图7示出了根据本发明优选实施例的通过使用啁啾信号对关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道进行估计的信道估计装置。

如图7所示，根据本发明优选实施例的通过使用啁啾信号对关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道进行估计的信道估计装置，包括采样单元712、补偿单元714、频率分析单元716、以及信道估计单元718。

当发送机700发送重复的啁啾信号或重复的啁啾频移键控信号时，这些信号通过直接路径到达接收机710，并且沿此路径将信号直接输入到该接收机中，或是通过信号受到物体的反射的反射路径到达接收机710，。在到达接收机710之后，在接收机710的天线处将这些信号相加，然后将其输入到采样单元712中。接收机710对以这种方式通过多径接收到的接收复合信号进行分析，然后提取出信道的主要参数，尤其是α_i(衰减分量)、τ_i(时间延迟分量)以及θ_i(相移分量)。

根据本发明的优选实施例的采样单元712将所接收到的复合信号与发送机710本身所产生的重复的啁啾信号相乘，接收到的复合信号是由发送机700产生的由发射天线发送的并由接收机710的接收天线通过多径所接收的窄带啁啾频移键控信号叠加并相加而形成。得到的基于多径距离差的各个单独频率分量之和为

根据本发明优选实施例的补偿单元714，针对从采样单元712输出的各个单独频率分量之和，对由于使用窄带啁啾频移键控信号而产生的啁啾信号的不连续性进行补偿，并产生无不连续性的补偿输出

(m，n)。不连续性补偿因子φ_c用于该补偿。根据本发明的优选实施例，不连续性补偿因子由窄带啁啾频移键控信号的频带宽度、持续时间和重复方法中至少一个确定。

根据本发明优选实施例的频率分析单元716使用频率分析方法，并将来自补偿单元714的补偿输出分解为各个单独多径信号分量。特别地，使用诸如FFT(快速傅立叶变换)等频率分析方法将补偿输出分离为各个单独频率分量，从而输出各个频率分量的大小和相位值。

根据本发明优选实施例的信道估计单元718通过使用每个频率的频率分量的大小，从由频率分析单元716获得的各个单独多径信号中提取出从多径信道产生的α_i(衰减分量)、τ_i(时间延迟分量)及θ_i(相移分量)。特别地，由方程式7的转换公式将各个频率分量转换为相应的路径延迟时间分量。这个过程能够估计多径的主要参数，尤其是α_i(衰减分量)、τ_i(时间延迟分量)以及θ_i(相移分量)。

信道估计单元718提取出与各个单独频率的最小频率相对应的时间延迟分量，并将提取的时间延迟分量与光速相乘，以计算发送机700和接收机710之间的距离。

当使用单宽带啁啾信号来代替上面所提到的实施例中的窄带啁啾频移键控信号时，相位补偿过程是不必要的，并且可以从图7中所示的信道估计装置中移除补偿单元714，而不会影响信道估计装置的操作。

图8是示出了根据本发明优选实施例、通过使用窄带啁啾频移键控信号和窄带多中心频率啁啾信号对关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道进行估计的步骤序列的流程图。

通过由发送机700产生、由发射天线发送并由接收机710的接收天线通过多径接收的窄带啁啾频移键控信号叠加并相加而形成的接收的复合信号，与发送机710本身所产生的重复啁啾信号相乘(S800)，以便产生从多径距离差产生的各个单独频率分量之和(步骤S802)。

将方程式8的重复啁啾信号和方程式4中通过多径信道的信号相乘、采样、然后整理以产生方程式9。

方程式9

$\widetilde{\mathrm{\ρ}}\left(m\right)={\tilde{s}}_{\mathrm{\Σ}}\left({\mathrm{mT}}_s\right){\left[\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i{\tilde{s}}_{\mathrm{\Σ}}({\mathrm{mT}}_s-{\mathrm{\τ}}_i)e^{j{\mathrm{\θ}}_i}\right]}^{*}=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_i\left[\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\θ}(m,k,i)}{p}^{(m,k,i)}\right]$

其中，T_s：采样间隔

$\mathrm{\θ}(m,k,i)=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{T_{\mathrm{chirp}}}{\mathrm{\τ}}_i({\mathrm{mT}}_s-\mathrm{kT})+{\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{\τ}}_i-\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{BW}}}{{2T}_{\mathrm{chirp}}}{\mathrm{\τ}}_i^2+{\mathrm{\θ}}_i$

方程式9给出了从该多径距离差产生的各个单独频率分量之和。

对由方程式9得到的各个单独频率分量之和进行补偿，以对由于使用窄带啁啾频移键控信号而产生的啁啾信号的不连续性进行补偿，然后产生无不连续性的补偿输出(步骤S804)。特别地，为了使用频率分析方法(例如FFT)从方程式9的结果中提取出与延迟时间成比例的频率分量，应该对由窄带啁啾频移键控信号所产生的不连续性进行补偿。方程式10给出了这种不连续性补偿的结果。

方程式10

对于各个频率分量的输出和，各个单独多径分量具有不同的频率分量。通过加上方程式10的不连续相位补偿因子φ_c，能够使用传统的频率分析方法(例如FFT)将各个单独多径的输出和分解成各个单独多径。如上所述，相位补偿分量由啁啾信号频带宽度、持续时间、重复方法等确定定。方程式10给出了示例，其中多径的数目为L，重复周期为T，以及啁啾重复了N次。还可以使用ω_BWT_S。

当使用单宽带啁啾信号来代替窄带啁啾频移键控信号时，上面提到的相位补偿过程不再是必要的。

在不连续性补偿之后，使用频率分析方法(例如FFT)将该补偿输出分解为各个单独多径信号分量(步骤S806)。

通过使用各个单独多径信号的每个频率的频率分量的大小，能够提取从多径信道产生的衰减分量和时间延迟分量(步骤S812)。

从各个单独频率的信道估计值中选择最小频率(步骤S814)，提取相应的时间延迟分量(步骤S816)，然后将所提取的时间延迟分量与光速相乘(步骤S818)，以计算发送机和接收机之间的距离(步骤S820)。特别地，通过使用根据本发明的优选实施例的模式，可以精确地测量时间延迟特性，从而将其应用于发送机和接收机之间的测距、短距离RADAR等。

当使用单宽带啁啾信号来代替上述实施例中的窄带啁啾频移键控信号时，相位补偿步骤(S804)不再是必要的，而其它步骤则保持不变。因此，这里将不再进一步描述关于单宽带啁啾信号的使用。

在影响信道估计精确度的各种因素之中，最重要的一个因素是频率精度。一般来说，发送机不会总是符合参考频率，并且在两个参考频率之间存在频率容差。在使用便宜的晶体振荡器时，此频率容差易于变大。此频率容差降低了信道估计值的精度并且降低了性能。

为了改善参考频率的精度，本发明建议了频率稳定方法。

图9示出了根据本发明的优选实施例的用于保持频率精度的频率调整装置。

该频率调整装置包括数字信号处理单元(在图9中央示出)、环境温度测量单元(在左边示出)、以及参考频率产生和调整单元(在右边示出)。

现在参考图10中示出的流程图对频率调整装置进行描述。

温度测量单元通过使用数字信号处理单元，经由D/A将直流电压从低电平提高至高电平(S1000)，并将该电压施加至电压比较器(S1002)。电压比较器将TH(热敏电阻器)的D/A的输出电压进行比较(S1004)，并在来自D/A的电压高于TH的电压时，从+V电压改变至0电压。

数字信号处理单元对这样的改变进行检测并获得当时输出至D/A的电压。所获得的电压符合环境温度值。将所测量的温度和预存在内部存储表中的VCXO(压控晶体振荡器)调整电压用于调整右侧的VCXO(S1006-S1008)。即使该VCXO具有较大的频率容差(例如40ppm)，这也能在较宽的工作温度范围上产生高精度的频率输出(例如0.1ppm)。

应注意的是，由于发送机和接收机之间的参考频率的微小容差，或由于在发送机和接收机移动时发送机和接收机之间的相对位移所产生的多普勒频移的影响，频率容差也可能发生。这可能降低信道估计值的精度并降低信道估计的性能。为了减轻频率差度的影响并改善信道估计的精度，本发明的第二优选实施例利用上/下啁啾信号、使用上/下啁啾信号对的啁啾频移键控信号、或窄带多中心频率啁啾信号。已经参考图3和图4对根据本发明的优选实施例的窄带啁啾频移键控信号和窄带多中心频率啁啾信号的示例进行描述。

图11示出了不存在频率容差时的上/下啁啾信号。

图11给出了使用上/下啁啾信号对的示例，并且在使用啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号时的描述相同。特别地，上/下啁啾信号对和啁啾频移键控信号共同具有一对上啁啾和下啁啾，而接下来的描述适用于上述两种情况。

两个上/下啁啾信号叠加并在图11上图中示出。在该图中，左边信号没有延迟，而右边信号示出了τ的延迟。这两个上/下啁啾信号的对的乘积结果如图11的下图所示。从结果可清楚地了解，对于容差频率输出，上啁啾部分具有(+)频率符号，而下啁啾部分有(-)频率符号。像这种情况似的只包含时间延迟时，(+)和(-)频率大小相同但符号不同。这意味着，当两个频率增加时，所产生的值为0。换言之，当存在时间容忍度但发送机和接收机之间没有参考频率容差时(即，在平衡的情况下)，无须进行补偿。

图12示出了存在频率容差时的上-下啁啾信号。

两个上/下啁啾信号叠加并如图12上图所示。在该图中，左边信号没有延迟，而右边信号示出了τ的延迟，并且在频率轴上进行了向上平行移动(Δω)。信号频率的这种平行移动发生在存在参考频率容差或多普勒频移时(即，在不平衡的情况下)。

两个上/下啁啾信号的对的乘积结果如图12中下图所示。从结果可清楚地了解，考虑到容差频率输出，上啁啾部分具有(+)频率符号，下啁啾部分具有(-)频率符号。在这种情况下，(+)和(-)频率在符号和大小方面均不相同。这意味着，当两频率增加时，结果为2Δω。Δω称为频偏失衡，并且可以利用方程式6或9的方法对其进行测量。因此可以将所测量的容差频率用于补偿信道估计值以及改善时间延迟估计值的精度。

图13是示出了根据本发明的第二优选实施例，通过使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号对关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道进行估计的步骤序列的流程图。

将由发送机产生的由发射天线所发送的并由接收机的接收天线通过多径信道所接收到的窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号叠加并相加而形成的接收信号与该发送机所产生的窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘(S1300)，因此，针对上啁啾和下啁啾信号部分中的每一个，输出从多径距离差产生的各个单独频率分量之和(S1302)。

将上啁啾信号部分的各个单独频率分量的输出和与下啁啾信号部分的各个单独频率分量的输出和相乘，以计算频偏失衡Δω(S1304)。

通过使用在步骤S1304中所计算出的频偏失衡，对由于使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号而产生的啁啾信号的不连续性进行补偿，以及对频率容差进行补偿，以产生补偿输出(S1306)。

为了不连续性补偿，将与方程式10中相同的相位补偿因子用于计算、以及为了频率容差补偿而将与参照图12所描述的相同的频偏失衡用于计算。在对不连续性和频率容差进行补偿之后，可以使用传统的频率分析方法(例如FFT)来分解出各个单独多径。

当使用单宽带啁啾信号来代替窄带啁啾频移键控信号时，上面所提到的不连续性补偿处理不再必要。

在补偿之后，使用频率分析方法(例如FFT)，将补偿输出分解为各个单独多径信号分量(S1308)。

通过使用各个单独多径信号中的每一个频率的频率分量的大小，执行对从多径信道产生的衰减分量和时间延迟分量的提取(S1312)。

从各个单独频率的信道估计值中选择最小频率(S1314)，提取相应的时间延迟分量(S1316)。将所提取的时间延迟分量与光速相乘(S1318)，由此计算出发送机和接收机之间的距离(S1320)。特别地，通过使用根据本发明的优选实施例的模式，能够精确地测量时间延迟特性，以便对发送机和接收机之间的测距、短距离无线电RADAR等的应用变成实现可行。

如图3所示，由根据本发明第二优选实施例的发送机700发送的重复窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号，是通过以多种顺序或通过重复使用而对全啁啾信号或具有不同频率-时间斜率的子啁啾信号进行组合而获得的。

当使用单宽带啁啾信号来代替上面所提到的实施例中的窄带啁啾频移键控信号时，相位补偿步骤不再必要。因此，将省略对单宽带啁啾信号的使用的进一步描述。

根据本发明第二优选实施例的信道估计装置具有与参考图7所描述的信道估计装置相似的结构。

更具体地，根据本发明第二优选实施例的采样单元适于将所接收到的复合信号与发送机所产生的窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，所接收到的复合信号是通过由发送机产生窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号、由发射天线发送窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号、由接收机的接收天线通过多径信道接收窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号、以及对窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号进行叠加、以及相加的过程而形成的，因此，针对上啁啾和下啁啾信号部分中的每一个，输出从多径距离差产生的各个单独频率分量之和。

根据本发明第二优选实施例的补偿单元包括频率补偿单元和不连续性补偿单元。频率补偿单元将从采样单元输出的上啁啾信号部分的各个单独频率分量之和与下啁啾信号部分的各个单独频率分量之和相乘，然后计算出用于对各个单独频率分量的乘积的频率容差进行补偿的容差频率输出，并产生频率补偿输出。频率补偿是通过使用频偏失衡来执行的，频偏失衡是与容差频率输出的上啁啾部分相对应的频率值和与下啁啾部分相对应的频率值之和。对于由频率补偿单元所产生的频率补偿输出，不连续性补偿单元适于对由于使用窄带啁啾频移键控信号而产生的啁啾频移键控信号的不连续性进行补偿，并产生无不连续性的不连续性补偿输出。

根据本发明第二优选实施例的频率分析单元使用频率分析方法，并将由不连续性补偿单元所产生的不连续性补偿输出分解为各个单独多径信号。

根据本发明第二优选实施例的信道估计单元利用由频率分析单元所获得的各个单独多径信号的每个频率的各个频率分量的大小，提取由多径信道所产生的衰减分量和时间延迟分量。

根据本发明第二优选实施例的信道估计单元还适于提取与各个单独频率的最小频率相对应的时间延迟分量，并将所提取的时间延迟分量与光速相乘，以便计算出发送机和接收机之间的距离。

虽然已经结合当前视为最实用和优选的实施例对本发明进行了描述，但是可以理解，本发明不局限于所公开的实施例和附图，但相反地，本发明旨在涵盖所附权利要求的精神和范围内的各种修改和变化。

工业适用性

由前述可知，本发明的优点在于：由接收侧对多啁啾信号所进行的后信号处理可以获得与原始啁啾信号的频带宽度的整数倍成反比的估计精度。此外，对时间延迟特性的精确测量，可以将所估计的时间延迟值用于对发送机和接收机之间的测距、短距离RADRA等方面的应用。

通过利用均使用上和下啁啾的啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号，可以移除从多普勒频移产生的信道估计误差，例如多普勒频移是由发送机和接收机之间的相对位移引起的。这改善了时间延迟估计值的精度。

Claims (13)

1.一种通过使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计方法，所述窄带啁啾键控信号具有沿时间轴重复的窄带啁啾信号，所述窄带多中心频率啁啾信号是具有不同中心频率的啁啾信号之和，所述方法包括以下步骤：

(a)将接收的复合信号与所述接收机产生的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，并输出从啁啾键控信号的上啁啾部分和下啁啾信号部分的多径距离差中分别产生的各个单独频率分量之和，所述接收的复合信号是通过对发送机的发射天线所发送并由接收机的接收天线经由多径信道所接收的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号进行叠加和相加而形成的；

(b)将各个单独频率分量之和的上啁啾信号部分和下啁啾信号部分的输出相乘，由此产生容差频率输出；

(c)通过使用所述容差频率输出，对各个单独频率分量之和的频率容差进行补偿，由此产生频率补偿输出；

(d)针对所述频率补偿输出，对由于使用所述窄带啁啾键控信号或所述窄带多中心频率啁啾信号而产生的啁啾键控信号的不连续性进行补偿，由此产生不连续性补偿输出；

(e)通过使用频率分析方法，将所述不连续性补偿输出分解为各个单独多径信号；  以及

(f)通过使用每个频率的频率分量的大小，从所述各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

2.如权利要求1所述的方法，还包括以下步骤：

(g)提取与各个单独频率的最小频率相对应的时间延迟分量；以及

(h)将在步骤(g)中提取的时间延迟分量与光速相乘，以计算所述发送机和所述接收机之间的距离。

3.如权利要求1所述的方法，其中，通过测量晶体振荡器的环境温度，分别对所述发送机和所述接收机使用的参考振荡器的参考频率容差进行补偿，以提高信道估计精度。

4.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤(c)中，使用通过将所述容差频率输出的上啁啾部分和下啁啾部分的频率值分别相加而获得的频偏失衡，来对所述频率容差进行补偿。

5.如权利要求1所述的方法，其中，所述窄带啁啾频移键控信号是通过以不同顺序将具有不同频率-时间斜率的全啁啾信号或子啁啾信号相组合而形成的。

6.如权利要求1所述的方法，其中，所述窄带啁啾频移键控信号是通过沿时间轴重复窄带啁啾信号或对窄带啁啾信号进行不同组合而形成的。

7.如权利要求1所述的方法，其中，所述窄带多中心频率啁啾信号是通过重复具有不同中心频率的啁啾信号或对具有不同中心频率的啁啾信号进行不同组合而形成的。

8.如权利要求1所述的方法，其中，在步骤(d)中，通过使用由频带宽度、持续时间、以及所述窄带啁啾键控信号或所述窄带多中心频率啁啾信号的重复方法中的至少一种所确定的不连续性补偿因子，对所述不连续性进行补偿。

9.一种通过使用宽带单啁啾信号的关于发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计方法，所述方法包含以下步骤：

(a)将接收的复合信号与由所述接收机产生的啁啾信号相乘，并产生从多路径距离差中产生的各个单独频率分量之和，所述接收的复合信号是通过对所述发送机所产生并由所述接收机经由多径信道所接收的宽带单啁啾信号进行叠加和相加而形成的；

(b)通过使用频率分析方法，将各个单独频率分量之和分解为各个单独多径信号分量；以及

(c)通过使用每个频率的频率分量的大小，从各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

10.如权利要求9所述的方法，还包含以下步骤：

(d)提取与各个单独频率的最小频率相对应的时间延迟分量；以及

(e)将步骤(d)中提取的时间延迟分量与光速相乘，以计算所述发送机和所述接收机之间的距离。

11.如权利要求9所述的方法，其中，通过测量晶体振荡器的周围温度，分别对所述发送机和所述接收机使用的参考振荡器的参考频率容差进行补偿，以提高信道估计精度。

12.一种通过使用窄带啁啾频移键控信号或窄带多中心频率啁啾信号来执行针对发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的装置，所述窄带啁啾键控信号具有沿时间轴重复的窄带啁啾信号，所述窄带多中心频率啁啾信号是具有不同中心频率的啁啾信号之和，所述装置包括：

采样单元，用于将接收的复合信号与由所述接收机产生的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号相乘，并输出从啁啾键控信号的上啁啾部分和下啁啾信号部分的多径距离差中分别产生的各个单独频率分量之和，所述接收的复合信号是通过对所述发送机所产生并由所述接收机经由多径信道所接收的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号进行叠加和相加而形成的；

频率补偿单元，用于将从所述采样单元输出的各个单独频率分量之和的上啁啾信号部分和下啁啾信号部分的输出相乘，以计算容差频率输出，并通过使用所述容差频率输出，对各个单独频率分量之和的频率容差进行补偿，以产生频率补偿输出；

不连续性补偿单元，用于针对由所述频率补偿单元产生的频率补偿输出，对由于使用所述窄带啁啾键控信号或所述窄带多中心频率而产生的窄带啁啾键控信号或窄带多中心频率啁啾信号的不连续性进行补偿，并产生没有不连续性的不连续性补偿输出；

频率分析单元，用于将所述不连续性补偿单元所产生的所述不连续性补偿输出分解为各个单独多径信号；以及

信道估计单元，用于通过使用每个频率的频率分量的大小，从由所述频率分析单元获得的各个单独多径信号中提取由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

13.一种通过使用宽带单啁啾信号来执行针对发送机和接收机之间的电磁波多径特性的信道估计的装置，所述装置包括：

采样单元，用于将接收的复合信号与所述接收机所产生的啁啾信号相乘，并输出从多径距离差中产生的各个单独频率分量之和，所述接收的复合信号是通过对所述发送机所产生并由所述接收机经由多径信道所接收的宽带单啁啾信号进行叠加和相加而形成的；

频率分析单元，用于通过使用频率分析方法，将从所述采样单元输出的各个单独频率分量之和分解为各个单独多径信号分量；以及

信道估计单元，用于通过使用每个频率的频率分量的大小，从由所述频率分析单元获得的各个单独多径信号中提取出由多径信道引起的衰减分量和时间延迟分量。

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