CN102597800A - 用于测量发射机和接收机之间的信号时延的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种对UWB发射机和FSCW接收机之间的信号时延τ进行测量的方法。在该在多个分步骤k(k＝1，2，3，...)中实现的方法中，由发射单元产生并发出脉冲式的发射信号S_tr，其中，该发射信号S_tr具有带有多条频线w的宽带频谱SPEK_tr，被发送的信号S_tr由接收单元接收，其中，接收的信号S_rx具有带有多条频线m的宽带频谱SPEK_rx，从接收的信号S_rx的宽带频谱SPEK_rx中选出具有较窄带宽H_LPR和较少数量频线m′的频率范围B(k)，其中，在每个分步骤k中选择另外的窄带频率范围B(k)，借助所选的频率范围B(k)确定出信道脉冲响应hm′，在第四步骤中从该信道脉冲响应中确定出时延τ。

Description

用于测量发射机和接收机之间的信号时延的方法和装置

技术领域

本发明涉及一种对UWB发射机和FSCW接收机之间的信号时延进行测量的方法。

背景技术

精准确定无线电发射机的位置或者说该无线电发射机与基站或者类似物的距离例如在工业领域内具有意义。其中，除了需要省钱省电的测量系统，尤其是为了运用到封闭的空间或大厅中，由于可能存在干扰性多途径反射，所以需要使用高解析度的测量系统，以避免距离测量中出现错误。例如UWB(ultra wide band或者说超宽带)信号提供较大的信号带宽，并且因此能确保得到较高的解析度和更高的准确度。

为了确定位置或者间距，已知各种各样的方法，这些方法例如利用光学信号、超声波信号或者无线电传感器。通常会追溯到间距和信号的时延之间明确的相互关系，也就是说，最终也如本发明中的一样是进行时延测量。因此，接下来在原则上可以将概念“间距测量”和“时延测量”当做同义词。

尤其是在无线电信号的帮助下进行间距测量的方法可以被归纳成三大类：

-以通讯技术为基础的系统：这类会使用主要用于通讯目的的信号来测量距离。因为在许多通讯系统中，对同步性的要求不高或者说提供的无线电带宽很窄，所以间距测量不可能获得高的精确度。

-FMCW-/FSCW解决方案：这类系统在ISM(工业/科学/医药)频段中工作，并且使得可以类似于经典的FMCW(frequency modulatedcontinuous wave频率调制连续波)雷达一样通过调谐发送频率确定距离值。其中，一方面使用以传输为基础的、或者说所谓的“背散射”(Backscatter)解决方案，并且另一方面使用可以与之同步的接收机。这些系统在其使用方面局限于为其解除管制的频段。通常是ISM频段，其中，例如在24GHz频段中提供80MHz的带宽，并且在5.8GHz频段中提供150MHz的带宽。

-UWB系统：这些系统采用新的管理规定，其允许发送带宽大、却具有非常小的光频谱功率密度的信号。相应的UWB系统例如由US7418029B2、US2006/033662A1或US6054950A中已知。这些接收机结构例如可以是带有功率检测器的非相干接收机，其中，在进行纯粹的功率检测时，距离测量的准确度会下降。另一方面也可以使用相干接收机，但是这些相干接收机或者需要很长的关联时间或者需要极高的取样频率。通常接收机由关联单元组成，其中，将接收到的脉冲频率与本地产生的频率进行关联。然而实现这种接收机耗费较高，因为目前还没有商业化的IC组件。

发明内容

因此，本发明的目的提供一种简单的用于确定发射机和接收机之间的间距的解决方案。

该目的通过独立权利要求中给出的内容得以实现。有利的改进方案由从属权利要求中得出。

在根据本发明的用于确定UWB发射单元和FSCW接收单元之间的信号的时延τ的方法中，

-在第一步骤中，由发射单元产生并发出脉冲式的发射信号S_tr，其中，该发射信号S_tr具有带有多条频线w的宽带频谱SPEKr，

-在第二步骤中，发出的信号S_tr被接收单元接收，其中，接收的信号S_rx具有带有多条频线m的宽带频谱SPEK_rx，

-在第三步骤中，在接收单元中确定出接收的信号S_rx的信道脉冲响应h_n，并且

-在第四步骤中，从信道脉冲响应h_n中确定出时延τ。

在有利的改进方案中，在第二步骤后，首先从接收的信号S_rx的宽带频谱SPEK_rx中选取部分频谱TSPEK_rx，该部分频谱覆盖具有较窄带宽H_LPR并且具有较少数量频线m′的频率范围B。然后在第三步骤中借助所选的部分频谱TSPEK_rx的频线m′确定出信道脉冲响应hm′。最后在第四步骤中从信道脉冲响应hm′确定出时延τ。

在所述方法的可代替的改进方案中，这在多个分步骤k中(k＝1，2，3，...)实现，其中，

-在第二步骤后，首先从接收的信号S_rx的宽带频谱SPEK_rx中选取部分频谱TSPEK_rx(k)，该部分频谱覆盖具有较窄带宽H_LPR并且具有较少数量频线m′的频率范围B(k)，其中，在每个分步骤k中选择另窄带的部分频谱TSPEK_rx(k)，

-在第三步骤中借助所选的部分频谱TSPEK_rx(k)的频线m′确定出信道脉冲响应hm′(k)，并且

-在第四步骤中从该信道脉冲响应hm′(k)中确定出时延τ。

在该代替方案的改进方案中，在用于选取部分频谱TSPEK_rx(k)的分步骤k中，生成频率为f_LO(k)的基准信号S_LO(k)，尤其是本地振荡器信号，其中

-所接收的信号S_rx在混频器中与LO信号S_LO(k)进行降频混合，并且

从混频器最终获得的输出信号中选出窄带的频率范围B(k)。

在此，基准信号S_LO(k)的频率f_LO＝f_LO(k)针对单个分步骤k阶段性地改变。

在根据本发明的用于测量发射单元和接收单元之间的信号时延τ的间距测量装置中提出，所述发射单元

-被构造成超宽带发射机，该超宽带发射机适合于发送脉冲式的发射信号S_tr，其中，该发射信号S_tr具有带有多条频线w的宽带频谱SPEKr，并且所述接收单元

-具有FSCW接收机，用于接收所发出去的发射信号S_tr，其中，接收的信号S_rx包括有多条频线m的宽带频谱SPEK_rx，并且

-具有评估单元，所述评估单元被构造成用于从接收的信号S_rx中确定出信道脉冲响应h_n，并且从该信道脉冲响应h_n中确定出信号时延τ。

在间距测量装置的改进方案中，所述接收单元还具有：

-可调节的本地振荡器，用于产生本地振荡器信号S_LO(k)，其中，该本地振荡器信号S_LO(k)具有频率f_LO(k)，该频率可以在步骤k(k＝1，2，...)中进行调节，

-混频器，所述接收的信号S_rx和LO信号S_LO(k)输入到所述混频器中并且在所述混频器中被混合成为基带信号，

其中，利用该混频器的输出信号在评估单元中确定出信道脉冲响应h_n和信号时延τ。

此外，所述接收单元具有滤波器，基带信号输入至所述滤波器中，并且在滤波器中可以从基带信号的频谱中选择窄带的部分频谱TSPEK_rx(k)，其中，不是用混频器的输出信号，而是用滤波器的输出信号在评估单元中确定出信号脉冲响应h_n和信号时延τ。

本发明利用了UWB发射机的优点和FSCW接收机的优点：

-短的高频脉冲也属于由UWB发射机发射的UWB信号，正如在本发明中要用到的那样。以具有优点的方式，使用短的高频脉冲使得可以构造出省电的发射机。此外，这种信号由于其带宽高并且延续时间短所以特别突出地适用于间距测量系统。

-根据美国联邦通讯委员会FCC的规定，也仅允许发射脉冲式的、而非FWCW调制的信号。FSCW信号通常用在雷达技术中。由于在覆盖一定时间段的频率范围内对这些信号进行评估，所以这类系统得益于高的处理增益。

本发明的其他优点一方面在于简单的UWB发射机构造，另一方面在于已经确立的窄带接收机结构。

在最简单的情况下，发射机方面仅需要相干起振的脉冲发生器，它的重复频率由振荡器电路预先给定。

相对于典型的UWB接收机系统，这里需要的是一种窄带中频(Zwischenfrequenz)构造，它与FSCW系统的构造差不多。与具有固定的关联信号(K)的UWB相干接收机的情况不同的是，通过选择测量持续时间也可以影响处理增益。此外，这种构造方式使得可以准相干地接收UWB信号。这包括：要进行评估的信号不是一下子被接收，而是相关地组合在一起。据此，也可以连带使用相位信息进行评估。根据原理，为了准确确定信号脉冲响应，这是绝对必要的。

特别具有优点地，本发明被用于在工业领域进行定位和间距测量，在这些领域要求鲁棒的解决方案和很高的解析度。

附图说明

本发明的其他优点、特征和细节由下面描述的实施例以及借助附图得出。

图中示出了：

图1是依据本发明的用于测量时延的装置，

图2A、B取决于时间和频率的发射信号，

图3是接收频谱的各条频线的相位随时间的变化情况，以及

图4是从接收信号的频谱中截取的一个截取部分，它叠置在符合接收机本地振荡器信号的不同频率的各条线上。

具体实施方式

图1示出移动的发射单元100以及接收机200。该发射单元100除了天线130还具有脉冲发生器110，脉冲发生器在相干起振的振荡器120的帮助下，以振荡器120的平均频率f_tr，例如f_tr＝7.25GHz，产生宽带发射信号S_tr，例如带宽Br≥500MHz)。因此，频谱由间隔为脉冲重复频率frep的频线组成，这些频线之间具有固定的相位关系。

振荡器120的输出信号的形式和振荡频率f_tr确定了发射信号S_tr的包络(Einhuellenden)在频谱中的形式和位置。通过相干地并且周期性地激励振荡器120，形成这些频率线。其中，频率线对应的是相应于周期性脉冲重复频率的多倍的频率。

发射信号S_tr在这里由多个脉冲组成，其中，两个相互跟随的脉冲具有时间间距1/f_rep。每个脉冲可以是与方波信号重叠的或者说相乘的余弦函数。发射信号S_tr就可以被描述为：

$S_{\mathrm{tr}}\left(t\right)=p\left(t\right)*\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{\δ}(t-\frac{k}{f_{\mathrm{rep}}}),$

其中p(t)＝rect(t-T_puls)·cos(ω₀t)

″δ″是狄拉克函数，并且″rect(t-T_puls)″代表方波函数，其中，T_puls指出应该发射脉冲的时间段。此外，ω₀＝2πf_tr。

图2A示出由发射单元100发射的脉冲式发射信号S_tr随时间的变化过程，而图2B则示出发射信号S_tr的频谱。其中，在图2A、2B右边的图表中，分别放大地示出了在相应左边图表中标记的截取部分。

为了确定发射机100和接收机200之间的间距，利用的是，可以从接收的信号S_rx中重建获得的信道脉冲响应h(t)(或者说它的傅里叶变换的、传递函数或者传输函数H(ω))与该信号的时延τ相关。已知的是，在频域内，发射信号S_tr的频谱SPEK_tr和接收信号S_rx的频谱SPEK_rx之间的相关关系为SPEK_rx(ω)＝H(ω)·SPEK_tr(ω)。正如可以轻松示出的那样，可以用H_m(ω)＝c_m·exp(-j·2π·m·f_rep·τ)来描述针对某一特定信道m的H_m(ω)(也就是说，针对频谱SPEK_tr的频率线f_tr(m)＝m·f_rep，m＝0，1，2，...)，其中，τ相应于发射的信号从发射机100到接收机200的时延，C_m是(复)系数，并且f_rep正如上面提及的那样是发射信号的脉冲重复频率。

传递函数(ω)的傅里叶变换，尤其是离散的傅里叶变换(DFT)，或者说该传递函数的系数C_m在时域内提供信道脉冲响应hn(t)，从该信道脉冲响应中最终确定时延τ：

h_n(t)＝DFT{H_m(ω)}＝c_n·δ(n/f_rep-τ)

所述接收机200(图1)具有天线210用于接收由发射机100发射的信号S_tr。相应于发射的时间信号S_tr同样地让所接收到的时间信号S_rx形成脉冲。然而，所接收的信号针对频谱S_rx的每条频率线相对于频谱S_tr的相应频率线的相位具有相移c_m·exp(-j·2π·m·f_rep·τ)，其中，τ相应于发射的信号从发射机100到接收机200的时延，并且其中，C_m是上面引入的复系数。

这在图3中针对各种频率f(m)，m＝1，2，3，w-2，w-1，w示出，其中认为，发射信号的频谱具有一定数量w的不同频率线。在相应于时延的时间点τ，接收机中的频谱的各条线m具有不同的相位Ф(m)。在此，即在每条线的相位中都包含时延τ。由于具有周期性并且与之相联系的窄的唯一性范围，所以不能从单独一条线的相位信息中明确地再现时延。然而可能的是，从针对接收信号的频谱的多条不同的线的相移中推导出时延τ。即目的在于，针对接收信号S_rx的频谱SPEK_rx的各条线确定出系数cm(不仅有相位还有幅度)。

为此，接收的信号S_rx首先在放大器220中被放大，最终得到放大信号S_rx′。如果从原理上讲可以在这时进行进一步的信号处理，包括

A)借助频谱SPEK_rx的频线m确定出信道脉冲响应，以及

B)从该信道脉冲响应中确定时延τ。

然而具有优点的是，接收到的和可能已放大的信号首先降频混合到基带中，紧接着在滤波器的帮助下从该基带中选择窄带的频率范围，所选频率范围仅仅还包含特定数量的频线，并且最终借助这些频线利用步骤a)和b)进行信号处理。由于因此要进行处理的数据量更少，所以相应地对硬件的要求更低。

这种方法在多个分步骤k中实现，其中，在每个分步骤k中选择另外的窄带的频率范围B(k)。B(k)即相应于频谱SPEK_rx的窄带部分频谱TSPEK_rx，它覆盖具有更窄带宽H_LPR的、并且相比全频谱SPEK_rx具有更少数量的线m′的频率范围B。

放大的信号S_rx′为了转送进基带而在混频器230中与在本地振荡器240中本地生成的振荡器信号S_LO(LO频率为f_LO(k))降频混合(heruntergemischt)并且因此reel取样。这个可以从混频器230中提取的信号首先在滤波器250中过滤，由此从基带信号中过滤出窄带的频率范围B(k)，并且紧接着为了进一步处理而被输送给模拟/数字转换器(A/D转换器)260。所述滤波器250具有带宽H_LPR，例如可以将该滤波器铺设为方波的低通滤波器。相应于发射信号S_tr的带宽B_tr，所述接收机200同样被设计成宽带式的。

接收机200的本地振荡器信号S_LO的频率f_LO是可以调节的。这一点在依据本发明的方法中被利用，以将频率f_LO在整个UWB接收带上调节，正如FSCW雷达系统在阶段k时的情况，其中k＝0，1，2，...。其中，该UWB接收带与发射机100的UWB发射带一致。

在分步骤k中，产生频率为f_LO(k)的信号S_LO(k)，其中，该信号S_LO(k)相对于前信号S_LO(k-l)的相位相位协调地(phasenrichtig)产生。也是就是说，在任何时间点和任何频率阶段k，都知道LO信号S_LO(k)的相对相位(也就是知道两个信号S_LO(k)、S_LO(k+l)之间的相位关系)。为了进行阐述，图4示出图表，其中不仅示出了接收机振荡器240的频率f_LO(k)，并且示出了具有频率为f_rx(m)时的频线m的接收信号S_rx的频谱，以及(指出)最终获得的窄带的频率范围B(k)。为了清晰明示，仅画出了少数几条线f_rx(m-l)、f_rx(m)、f_rx(m+l)。

相邻频率(例如f(k-l)、f(k)、f(k+l))和滤波器250的带宽可以这样相互协调，即，使得分别覆盖带宽H_LPR的相应的频率范围B(k-l)、B(k)、B(k+l)在其边沿重叠。作为替代，也可以这样进行调整，即，使得相邻频率范围B不出现重叠。

A/D转换器260中的继续进行的信号处理至少包括上述步骤a)和b)，其中，在每个分步骤k中以已知的方式借助落在频率范围B(k)中的频线确定出信道脉冲响应h_k，并且从这个信道脉冲响应h_k中确定时延τ。为了确定出该信道脉冲响应，首先确定系数c，然后紧接着进行里叶变换。

在此提出的用于测量发射机100和接收机200的间距的措施建立在连续不断地对接收信号S_rx的频谱SPEK_rx进行取样的基础上，其中，在每个分步骤k中，并且因此利用每个频率f_LO(k)，分别处理由滤波器250预先给定的窄带频率范围B(k)，该窄带频率范围B(k)具有接收信号S_rx的频线谱的带宽H_LPR。不再对单次脉冲进行评估，而是对相应频线的复信号(komplexe)进行评估。

通过发射机100的脉冲形成的线谱(图2B)在接收机200中在混频器230的帮助下连续不断地、准相干地转化成窄带的基带信号。通过对该窄带信号中的频线进行分析，可简单地利用A/D转换器260以MHz范围内的中度取样频率获得这些频线。基带宽有利地在此应至少符合频线间距Af_LO。

振荡器240和A/D转换器260之间存在的已知的相位关系是非常重要的。为了进一步处理信号，滤波器250的输出信号在A/D转换器260中转为数字量(Ebene)。在该A/D转换器260中采用的取样时间点同样确定了与信号的相位关系。

从这样分别依次获取的频线的这种相位关系中能获取时间性的信息。其中，人们利用以下事实，即，在接收到的频谱的两条相邻频线之间由于存在时延τ而形成相位差ΔФ＝2π＊Δf＊τ。

因为绝对的开始时间点不是已知的，所以最终仅在TDoA到达时间差方法中对延时差别进行评估。

用于测量间距的方法可以总结如下：

UWB发射机100发射脉冲式时间信号S_tr。该脉冲式信号的相应频谱具有频线，这些频线之间的间距符合脉冲重复率。

接收机200在每个时间段At不处理频谱中的全部信号，而是仅处理单个频线。这些频线被连续不断地综合或者说组合(zusammengesetzt)，通过阶段式地相互连接(durchgeschaltet)接收振荡器在阶段k中(每个时间段At一个阶段k)的LO频率f_LO(k)直至得到整个发射频谱。

在该接收频谱中也包含信道脉冲响应，它们被连续不断地综合或者说组合(zusammengesetzt)。

该信道脉冲响应提供了关于信号从发射机100到接收机200的时延τ的信息或者说关于二者之间存在的间距d的信息。

例如可以在所谓的TDoA法(到达时间差法)的帮助下通过到不同接收机的时间偏差来确定出多维的位置p。如果从存在多个接收机或者说基站出发，那么这些基站中的多信道系统可以提供这些参与的信道之间的时间偏差。对接收机的多条信道之间的时延时差进行评估。于是得到可以利用已知的TDoA法进行评估的信息。

作为代替，同步的基站或者说接收机分别“同时”进行测量。这种方式类似于上述方法，然而这里的基站相互同步，例如通过合适的无线电接口同步。

作为代替，也可以通过基准传递装置进行TDoA测量，在此，将额外的UWB发射机作为基准。该基准发射机和那些移动发射机可以通过不同的脉冲重复率或者通过合适的调制区别开来。此外，在多个基站中，由于发射机之间的频率差别小，所以只需要大致同步。

基带信号的质量(例如信号噪声比和相位噪声)很大程度上依赖于发射机和接收机中使用的振荡器的质量。为了对可能出现的相位漂移进行补偿，可以这样选择ZF和基带滤波器250的过滤带宽和两个LO频率f_LO(k)、f_LO(k+l)之间的间距，使得在这两个基带信号中至少存在接收信号的一条频线。

为了确定出发射机100和接收机200中的振荡器的准确频率偏差，可以获取覆盖一段较长时间At时的在恒定频率f_LO时的接收信号S_rx，并且准确地确定它的频率。观察持续时间越长，越能提高处理增益，并且由此增大信号噪声比。

Claims (8)

1.用于确定UWB发射单元(100)和FSCW接收单元(200)之间的信号的时延τ的方法中，其中

-在第一步骤中，由发射单元(100)产生并发出脉冲式的发射信号S_tr，其中，所述发射信号S_tr具有带有多条频线w的宽带频谱SPEK_tr，

-在第二步骤中，所述发出的信号S_tr被接收单元(200)接收，其中，所述接收的信号S_rx具有带有多条频线m的宽带频谱SPEK_rx，

-在第三步骤中，在所述接收单元(200)中确定出接收的信号S_rx的信道脉冲响应h_n，并且

-在第四步骤中，从所述信道脉冲响应h_n中确定出时延τ。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

-在第二步骤后，首先从所述接收的信号S_rx的宽带频谱SPEK_rx中选取部分频谱TSPEK_rx，该部分频谱覆盖具有较窄带宽H_LPR并且具有较少数量频线m′的频率范围B，

-在第三步骤中借助所选的部分频谱TSPEK_rx的频线m′确定出信道脉冲响应hm′，并且

-在第四步骤中从该信道脉冲响应hm′中确定出时延τ。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法在多个分步骤k中实现，k＝1，2，3，..，其中，

-在第二步骤后，首先从所述接收的信号S_rx的宽带频谱SPEK_rx中选取部分频谱TSPEK_rx(k)，该部分频谱覆盖具有较窄带宽H_LPR并且具有较少数量频线m′的频率范围B(k)，其中，在每个分步骤k中选择另外的窄带的部分频谱TSPEK_rx(k)，

-在第三步骤中借助所选的部分频谱TSPEK_rx(k)的频线m′确定出所述信道脉冲响应hm′(k)，并且

-在第四步骤中从该信道脉冲响应hm′(k)中确定出时延时长τ。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在用于选取部分频谱TSPEK_rx(k)的分步骤k中，生成频率为f_LO(k)的基准信号S_LO(k)，尤其是本地振荡器信号，其中

-所接收的信号S_rx在混频器(230)中与LO信号S_LO(k)进行降频混合，并且

-从所述混频器(230)最终获得的输出信号中选出窄带的频率范围B(k)。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述基准信号S_LO(k)的频率f_LO＝f_LO(k)针对单个分步骤k阶段性地改变。

6.用于测量发射单元(100)和接收单元(200)之间的信号时延τ的间距测量装置，其中，所述发射单元(100)

-被构造成超宽带发射机，所述超宽带发射机适合于发送脉冲式的发射信号S_tr，其中，该发射信号S_tr具有带有多条频线w的宽带频谱SPEK_tr，并且所述接收单元(200)

-具有FSCW接收机，用于接收所发出的发射信号S_tr，其中，所述接收的信号S_rx包括有多条频线m的宽带频谱SPEK_rx，并且

-具有评估单元(260)，所述评估单元被构造成用于从接收的信号S_rx中确定出信道脉冲响应h_n，并且从该信道脉冲响应h_n中确定出信号时延τ。

7.根据权利要求6所述的间距测量装置，其特征在于，所述接收单元(200)还具有

-可调节的本地振荡器(240)，用于产生本地振荡器信号S_LO(k)，其中，该本地振荡器信号S_LO(k)具有频率f_LO(k)，该频率可以在步骤k(k＝1，2，...)中进行调节，

-混频器(230)，所述接收的信号S_rx和LO信号S_LO(k)输入到所述混频器中并且在所述混频器中被混合成为基带信号，

其中，利用所述混频器(230)的输出信号在所述评估单元(260)中确定出信道脉冲响应h_n和信号时延τ。

8.根据权利要求7所述的间距测量装置，其特征在于，所述接收单元(200)还具有滤波器(250)，所述基带信号输入至所述滤波器中，并且在所述滤波器中可以从基带信号的频谱中选择窄带的部分频谱TSPEK_rx(k)，其中，不是用混频器(230)的输出信号，而是用滤波器(250)的输出信号在评估单元(260)中确定出所述信号脉冲响应h_n和所述信号时延τ。

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