CN103353597A - 一种用于超高频rfid定位的相位式测距方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于信号处理领域，涉及一种基于相位的室内定位算法，包括：一种用于超高频RFID定位的相位式测距方法，包括：选取的超高频载波频率和副载波频率，采用单频副载波调幅的方式；设发射信号均为视距传播，结合离散频谱校正技术提取相位，得到计算收发两端副载波信号的相位差的公式；计算阅读器与标签之间的距离；在整个定位系统中，采用多个阅读器分别对同一标签进行测距，在已知各阅读器到待测标签距离的情况下，采用双曲线的最小二乘定位算法实现对标签的定位。本发明能够提高复杂环境下的移动目标定位精度。

Description

一种用于超高频RFID定位的相位式测距方法

所属技术领域

本发明属于数字信号处理领域，具体涉及一种对超高频RFID收发信号进行相位提取进而进行测距与定位的方法。

背景技术

射频识别技术(Radio Frequency Identification,RFID)是从20世纪80年代起走向成熟的一项自动识别技术[1]，它利用射频方式进行数据交换以实现对目标的识别。由于射频卡所具有的非接触特性，使得在识别过程中不需要人工干预，有利于系统自动化的实现。近年来，RFID技术凭借其能耗低、适应性良好的优势广泛应用于物流、防伪、办公、跟踪和定位领域，国内外学者研究的重点也不再局限于低频段（125kHz）和高频段（13.5MHz）的产品，而是加大了对超高频段（860~960MHz）和微波频段（2.4GHz、5.8GHz）产品的研发力度。超高频段的RFID系统的标签信号工作采用反向散射调制技术，这种方式（技术）的作用距离虽不及微波频段，但是与其它频段相比，优势较为明显，有源电子标签读写距离可以达到80米，无源电子标签读写距离也可以达到10米以上。

目前，工作在超高频段（UHF）的RFID系统大多采用比较成熟的无线定位方法。按照定位方式的不同，主要可分为四大类：

（1）基于传播信号的到达时间（TOA）

用3个以上的阅读器接收同一目标信号源发射的电磁波信号，若阅读器测得电磁波信号从标签到达不同阅读器的传播时间分别为Δt₁、Δt₂、Δt₃，则标签到各阅读器的距离即为R_i＝cΔt_i(i＝1,2,3)，其中，c为电磁波传播速度。设待测标签坐标(x,y)，三个阅读器的位置坐标已知，分别是(x₁,y₁)、(x₂,y₂)、(x₃,y₃)，则根据几何原理，标签与阅读器之间满足如下关系式：

$\left\{\begin{array}{c}{(x_1-x)}^2+{(y_1-y)}^2={R_1}^2\\ {(x_2-x)}^2+{(y_2-y)}^2={R_2}^2\\ {(x_3-x)}^2+{(y_3-y)}^2={R_3}^2\end{array}\right.---\left(1\right)$

如图1所示，标签位于以阅读器i为圆心，以R_i为半径的圆上，三个圆的交点即为标签所在的位置。

（2）基于传播信号的到达时间差（TDOA）

通过测量信号到达两个阅读器的时间差t₂₁可以得到阅读器1、阅读器2与标签之间的距离差，R₂₁＝c·t₂₁。同理可以得到R₃₁，由距离差R₂₁、R₃₁可以确定2条双曲线，2条双曲线交点就是标签的位置，如图2所示。

设待测标签坐标(x,y)，三个阅读器的位置坐标已知，分别是(x₁,y₁)、(x₂,y₂)、(x₃,y₃)，则根据几何原理，标签与阅读器之间满足如下双曲线的表达式：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{21}=\sqrt{{(x_1-x)}^2+{(y_1-y)}^2}-\sqrt{{(x_2-x)}^2+{(y_2-y)}^2}\\ R_{31}=\sqrt{{(x_1-x)}^2+{(y_1-y)}^2}-\sqrt{{(x_3-x)}^2}+{(y_3-y)}^2\end{array}\right.---\left(2\right)$

求解该方程组即得到标签的位置坐标。

（3）基于接收信号的强度（RSSI）

它的工作原理是已知发射电磁波的强度，测量接收到的电磁波强度，两者对比来估计接收端与发射端的距离。由于信号在自由空间传播时存在路径损耗，所以以相同功率发射某一无线电信号时，接收机测得的信号强度越强，说明发射机距离越近，否则，距离越远。然而，电磁波在空间传播时，能量的衰减是多种因素共同作用的结果，而不是只与传播距离有关，所以能量衰减测量法往往精度不高。

（4）基于传播信号的到达入射角（AOA）。

这种定位技术的首要条件是阅读器接收机必须装设阵列智能天线。通过这种天线测出阅读器与反射信号的电子标签之间的角度，进一步确定两者之间的连线，这样电子标签与两个阅读器可得到两条连线，其交点即为待测电子标签的位置，如图3所示。

TOA方法要求标签和阅读器在时间上要保持精确同步，TDOA方法要求所有参与定位的阅读器之间保持时间同步，RSSI方法对先验的环境布局信息要求较高，AOA方法中阅读器需安装天线阵列以准确的获取接收信号的到达角度，成本较高。因此，本发明采用基于传播信号的到达相位（POA）的方法。

基于传播信号的到达相位（POA）：

设阅读器i发射载波频率为f、初相位为0的正弦信号：s_i(t)＝cos(2πft)，i∈[1,M]，M为阅读器个数。假设射频信号沿视距传播，经标签反向散射后，阅读器接收到的信号r_i(t)＝cos(2πft+)中存在一个相位差信息

，且有

d_i为阅读器i与标签之间的距离，只要信号的半波长大于测距最大范围

$\frac{\mathrm{\λ}}{2}=\frac{c}{2f}\≥d_{\max }---\left(4\right)$

则必有

从而可以估计出阅读器到标签的距离为

将式（6）代入到TOA/TDOA求解模型中，则可以得到待测标签的坐标。

POA算法的不足之处是对于频段过高的信号，其波长较小，导致其最大测距范围受到限制。当实际测量距离大于信号波长时，在相位提取过程中存在整周期模糊度问题。

参考文献：

[1]游战清.无线射频识别技术(RFID)理论与应用[M].北京：电子工业出版社2004.285-289.

[2]丁康,谢明,杨志坚.离散频谱分析校正理论与技术[M].北京:科学出版社,2008.

[3]史伟光,刘开华,房静静等.双频副载波调幅的UHF RFID定位研究[J].哈尔滨工业大学学报,2012,44(3):81-86.

发明内容

针对目前超高频段RFID定位中存在的精度不高、时间同步困难等问题，本发明提出了一种用于超高频RFID定位的相位式测距方法。该方法结合文献[2]中总结的离散频谱校正法中的能量重心法和比值法提取信号相位，通过相位获取阅读器与标签之间的距离，进而实现定位。该方法精度较高，不要求时间同步，对阅读器天线要求也较低，容易实现。本发明的技术方案如下：

一种用于超高频RFID定位的相位式测距方法，包括下列步骤：

（1）设选取的超高频载波频率为f_c，副载波频率为f₀，采用单频副载波调幅的方式，即将一较低频率的副载波与载波调制，将调制后的信号作为发射信号；

（2）设发射信号均为视距传播，即不存在障碍物遮挡，发射信号经标签反向散射后被阅读器接收，采样频率为f_s，载波发射相位为

，接收相位为

，副载波发射相位为

，接收相位为

，调制电平为A，z表示均值为0方差为1的加性白噪声，

表示加噪系数，则发射信号s(n)与接收信号r(n)可分别表示为：

s(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+

)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)

r(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)+

；

3）引入副载波数字角频率ω₀＝2πf₀/f_s和超高频载波数字角频率ω_c＝2πf_c/f_s，代入上两式，并进行积化和差，得到：

+Acos(ω_cn+

)

+Acos(ω_cn+

)+

4)结合离散频谱校正技术提取相位，得到

；

5)计算收发两端副载波信号的相位差

6）计算阅读器与标签之间的距离

其中，c为电磁波传播速度，3×10⁸m/s；

7）在整个定位系统中，采用多个阅读器分别对同一标签进行测距，在已知各阅读器到待测标签距离的情况下，采用双曲线的最小二乘定位算法实现对标签的定位。

本发明通过单频副载波调制的方法，提取阅读器发射信号与接收信号中副载波分量的相位，得到信号相位差，进而得到阅读器与标签之间的距离，利用多个阅读器所测得的距离，实现对待测标签的定位。采用本发明进行定位时，无需采集先验的环境布局信息，对标签和阅读器之间或者所有参与定位的阅读器之间的时间同步没有要求，也不需要安装成本高昂的天线阵列。本发明能够较为准确地提取阅读器发射信号与接收信号的相位，进而得到各阅读器与标签之间的距离，从而对标签进行定位。采用本发明进行定位的精度较高，而且实现简单，耗费资源少。

附图说明

图1为TOA法定位示意图。

图2为TDOA法定位示意图。

图3为AOA法定位示意图

图4为本发明的信号处理框图。s(t)、r(t)分别为阅读器发射信号、接收信号，s(n)、r(n)分别为离散化的发射序列、接收序列，

分别为发射端、接收端副载波相位。

具体实施方式

如图4所示，本发明包括三个主要步骤：对经单频副载波调制的发射信号与接收信号进行带通采样；对离散化的发射序列与接收序列进行相位提取，并计算得到各阅读器与标签之间的距离信息；采用双曲线的最小二乘算法进行定位。

概括而言，本发明的用于超高频RFID定位的相位式测距方法，包括下列步骤：

1）根据ISO/IEC18000-6C协议，选择超高频载波f_c=915MHz，则载波波长λ_c＝c/f_c=32.8cm（光速c=3×10⁸m/s），即允许的最大测量距离仅为λ_c/2=16.4cm，远远达不到测量距离。

2）针对1）中问题，采用单频副载波调幅的方式，即将一较低频率的副载波与载波调制，将副载波作为获取相位信息的信号[3]。选择副载波频率f₀=2MHz，则副载波波长λ₀=150m，最大测量距离可达75m。

3）设收发信号均为视距传播，即不存在障碍物遮挡。在带通采样方式下，提取阅读器发射信号和接收信号的副载波相位

，作差得到收发两端相位差

。

4）阅读器与标签之间的距离可表示为

5）在整个定位系统中，采用多个阅读器分别对同一标签进行测距。在已知各阅读器到待测标签距离的情况下，采用双曲线的最小二乘定位算法实现对标签的定位。

下面结合具体方案对本发明进行说明：

一、对发射信号与接收信号进行带通采样

1.单频副载波调幅

载波频率（f_c=915MHz）较高，导致载波波长过短，难以满足测距以及定位中的实际应用，因此，选择一频率适合（这里选择副载波频率f₀=2MHz）的副载波作为相位提取的信号分量来解决这一问题。考虑到现有非线性调制方式(如调频、调相)因涉及较复杂的非线性过程，使得已调信号的频谱会产生除频谱搬移外的不同的频率成份，且解调方式也较复杂(需采用鉴频器、低通滤波器等硬件设备)。为降低系统复杂度且保证简单易实施，本发明选用最简单的线性调制方案——幅度调制。幅度调制根据调制信号的变化规律去改变载波的振幅，对应的已调信号的频谱结构简单，仅是将基带信号的频谱搬移至高频端，理论上不会对副载波信号的相位产生影响。

（3）带通采样

发送信号s(t)为经副载波调制的调制信号，信号频率范围为913~917MHz。设接收端信号为r(t)，为了避免产生频谱混叠，根据采样定理，采样频率f_s要大于信号最高频率的两倍，这就需要高达近2GHz的采样频率，现有的高速数模转换器无法满足要求。一种处理方法是对信号进行下变频处理，即将信号整体搬移到一个较低的频段上再进行采样处理。但是，这种方法有两个弊端：一方面，增大了系统的复杂度；另一方面，下变频过程对信号的相位延迟产生的影响难以预料。而实际上，r(t)信号带宽远远小于其截止频率，因此，可选择一个较低的合适的采样频率进行带通采样。

若带通信号的上截止频率为f_H，下截止频率为f_L，这时并不需要采样频率高于两倍上截止频率f_H，可按照带通采样定理确定采样频率。

带通采样定理：一个频带限制在(f_L,f_H)内的时间连续信号x(t)，信号带宽B＝f_H-f_L，令M＝f_H/B-N，这里N为不大于f_H/B的最大正整数。如果采样频率f_s满足条件

$\frac{{2f}_H}{m+1}\≤f_s\≤\frac{{2f}_L}{m},0\≤m\≤N-1---\left(1\right)$

则可以由采样序列无失真的重建原始信号x(t)。

对信号x(t)以频率f_s采样后，得到的采样信号x(nT_s)的频谱是x(t)的频谱经过周期延拓而成，延拓周期为f_s。为了能够由采样序列无失真的重建原始信号x(t)，必须选择合适的延拓周期（也就是选择采样频率），使得位于(f_L,f_H)和(-f_H,-f_L)的频带分量不会和延拓分量出现混叠，这样使用带通滤波器就可以由采样序列重建原始信号。由于正负频率分量的对称性，我们仅考虑(f_L,f_H)的频带分量不会出现混叠的条件。

在采样信号的频谱中，在(f_L,f_H)频带的两边，有着两个延拓频谱分量：(-f_H+mf_s,-f_L+mf_s)和(-f_H+(m+1)f_s,-f_L+(m+1)f_s)。为了避免混叠，延拓后的频带分量应满足

-f_L+mf_s≤f_L   （2）

-f_H+(m+1)f_s≥f_H   （3）

综合式（2）和式（3）并整理得到

$\frac{{2f}_H}{m+1}\≤f_s\≤\frac{{2f}_L}{m}---\left(4\right)$

这里m是大于等于零的一个正数。如果m取零，则上述条件化为

f_s≥2f_H   （5）

这时实际上是把带通信号看作低通信号进行采样。

m取得越大，则符合式（4）的采样频率会越低。但是m有一个上限，因为

而为了避免混叠，延拓周期要大于两倍的信号带宽，即f_s≥2B。

因此

$m\≤\frac{{2f}_L}{f_s}\≤\frac{{2f}_L}{2B}=\frac{f_L}{B}---\left(6\right)$

由于N为不大于f_H/B的最大正整数，因此不大于f_L/B的最大正整数为N-1，故有0≤m≤N-1。

综上所述，要无失真的恢复原始信号x(t)，采样频率f_s应满足

$\frac{{2f}_H}{m+1}\≤f_s\≤\frac{{2f}_L}{m},0\≤m\≤N-1---\left(7\right)$

根据式（7），这里选择f_s=9.128MHz。

二、相位提取与测距

1．信号分析

设副载波频率为f₀，发射相位为

，超高频载波频率为f_c，发射相位为

，调制电平为A，假设接收端附加噪声为z(t)，

和

分别为接收端载波与副载波相位，则阅读器的发射信号和接收信号可分别表示为：

s(t)＝[cos(2πf₀t+

)+A]·cos(2πf_ct+

)   （8）

r(t)＝[cos(2πf₀t+

)+A]·cos(2πf_ct+

)+

（9）

其中，z表示均值为0方差为1的加性白噪声，

表示加噪系数，令采样频率为f_s，将t＝n/f_s代入式（8）、（9）得到离散序列s(n)、r(n)

s(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+

)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)   （10）

r(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+

)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)+   （11）

引入数字角频率ω₀＝2πf₀/f_s，ω_c＝2πf_c/f_s，代入式(10)、(11)，并进行积化和差，则有

+Acos(ω_cn+)   （12）

＝s₁(n)+s₂(n)+s₃(n)

+Acos(ω_cn+)+

(n/f_s)   （13）

＝r₁(n)+r₂(n)+r₃(n)+

(n/f_s)

式（12）、（13）表明，射频载波信号经副载波调制后会产生一个差频项和一个和频项，它们的相位值分别对应载波相位与副载波相位的差与和，则副载波信号经标签反向散射返回后的相位差可表示为：

阅读器与标签之间的距离可表示为：

由式（14）、（15）可知，只需提取出s(n)与r(n)中s₁(n)、s₂(n)、r₁(n)、r₂(n)项的相位，即可计算得出阅读器与标签之间的距离。

2.基于离散频谱校正的相位提取

离散信号经FFT后自身带有相位信息，但是，由非整周期的时域截断导致的频谱泄漏和多频率谐波信号各频率成分相互的干涉现象都会使相位偏离真实值，这就需要借助离散频谱校正技术。这里，综合考虑对主瓣的能量集中性和窗函数表达式的复杂性，选用加hanning窗的比值法、能量重心法两种方法对相位进行校正[2]。

1)比值法

设hanning窗(a=0.5)的窗长归一化的频谱模函数为W₁(f¹)

$W_1\left(f^1\right)=\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{f}^1\right)}{\mathrm{\π}{f}^1}\·\frac{{\left(f^1\right)}^2+c}{1-{\left(f^1\right)}^2}\·(1-2a)---\left(16\right)$

其中，c＝a/(1-2a)。则对于任一▽f¹对应第i条谱线（最大值谱线），▽f¹+1对应第i+1条谱线（次大值谱线），构造v为间隔为1的两点W₁(▽f¹)、W₁(▽f¹+1)的比值函数

$v=F(\▿f^1)=\frac{W_1(\▿f^1)}{W_1(\▿f^1+1)}=\frac{\▿f^1+2}{1-\▿f^1}\·\frac{{(\▿f^1)}^2+c}{{(\▿f^1+1)}^2+c}---\left(17\right)$

由a=0.5，则c→∞，式(8)可化简为

$v=F\left({\▿f}^1\right)=\frac{W_1\left({\▿f}^1\right)}{W_1({\▿f}^1+1)}=\frac{{\▿f}^1+2}{1-{\▿f}^1}---\left(20\right)$

则v是关于▽f¹的函数，其值为幅值谱的最大值和次大值之间的比值，求解式(18)的反函数得频率校正量

$\▿f^1=g\left(v\right)=\frac{v-2}{v+1}---\left(19\right)$

则校正后相位为

$\mathrm{\θ}=\arctan \left(\frac{I_k}{R_k}\right)+{\mathrm{\π}\▿f}^1---\left(20\right)$

其中，R_k和I_k分别为FFT变换后第i条谱线的实部和虚部。

2)能量重心法

设hanning窗归一化功率谱函数为

$G_{f^1}=M^2\frac{{\sin }^2[\mathrm{\π}(f^1-{f_0}^1)}{{4\mathrm{\π}}^2{(f^1-{f_0}^1)}^2{[1-{(f^1-{f_0}^1)}^2]}^2}---\left(21\right)$

和M分别为归一化频率和幅值。设G_i为功率谱第i条谱线值，G_k为主瓣内谱线最大值。根据能量中心无穷接近坐标原点的特性，则有

$\underset{i=-n}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k+i}(k-{f_0}^1+i)=0---\left(22\right)$

即

${f_0}^1=\frac{\underset{i=-n}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}(k+i)G_{k+i}}{\underset{i=-n}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k+i}}---\left(23\right)$

频率校正量为▽f¹＝k-f₀ ¹，代入式(20)得校正相位。

三、双曲线的最小二乘定位算法

定位示意图如图2所示，与TDOA方法利用时间差获取每两个阅读器与标签之间的距离差不同，本发明通过测出各个阅读器与标签之间的距离，再作差来实现，定位原理不在赘述。

完成上述三步之后，便完成了对一个标签的定位。无需增加或移动阅读器，重复上述操作，可实现对多个标签的定位。

Claims (1)

1.一种用于超高频RFID定位的相位式测距方法，包括下列步骤：

1）设选取的超高频载波频率为f_c，副载波频率为f₀，采用单频副载波调幅的方式，即将一较低频率的副载波与载波调制，将调制后的信号作为发射信号；

2）设发射信号均为视距传播，即不存在障碍物遮挡，发射信号经标签反向散射后被阅读器接收，采样频率为f_s，载波发射相位为

，接收相位为

，副载波发射相位为

，接收相位为，调制电平为A，z表示均值为0方差为1的加性白噪声，

表示加噪系数，则发射信号s(n)与接收信号r(n)可分别表示为：

s(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+

)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)

r(n)＝[cos(2πnf₀/f_s+

)+A]·cos(2πnf_c/f_s+

)+；

3）引入副载波数字角频率ω₀＝2πf₀/f_s和超高频载波数字角频率ω_c＝2πf_c/f_s，代入上两式，并进行积化和差，得到：

+Acos(ω_cn+

)

+Acos(ω_cn+

)+

4)结合离散频谱校正技术提取相位，得到

5)计算收发两端副载波信号的相位差

6）计算阅读器与标签之间的距离

其中，c为电磁波传播速度，3×10⁸m/s；

7）在整个定位系统中，采用多个阅读器分别对同一标签进行测距，在已知各阅读器到待测标签距离的情况下，采用双曲线的最小二乘定位算法实现对标签的定位。

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