CN1011263B - 测量位移的电容性传感器 - Google Patents

Abstract

测量位移的电容性(capacitative)传感器，包括一上面具有多个发射电极组(1到32)的滑动部分，发射电极面对着带状部分上面的接收电极(51-52)。电子电路将周期性的信号结构加到发射电极上，并能分别转接各个电极组。这样，面对滑动部分的接收电极所收到的信号的分辩率更高，从而，所测得的位移测量值更为精确。

Description

本发明涉及到一种测量位移的电容性（capacitative）传感器，它包括一个带状部分和一个滑动部分，带状部分带有一系列在位移方向上彼此间隔距离T的接收电极，滑动部分面对着带状部分并带有一系列在位移方向上彼此间隔T/N距离的发射电极。

在专利CH539837所描述的一种已知的电子控制装置中，先对周期性结构的发射电极电信号加以调节，调节的增量等于发射电极在位移方向上的间距T/N，然后，调节信号幅度，直到带状部分的电极上的耦合信号减小到零。增量与内插值之和就给出了位置。

由于控制信号的幅度提供了内插度，从而给出位置，因而必须有一个数模转换器。

在另一已知装置（GB2009944）中，提出了使定位精度优于滑动部分电极的间距T/N的两种不同的解决方法。第一种方法是提供正弦信号，结合呈正弦曲线形状的接收电极，而这种电极是难以实现的;此外，其中未考虑边沿效应。第二种方法是给出矩形信号，相位和位置的线性关系由一“探测窗口”的相位获得，“探测窗口”对接收到的信号在一给定的时间范围内积分且其输出由一相位控制器保持为零。

同其他已知的装置一样，以上所述的装置，其最小纯数字增量受滑动部分电极间距T/N的数量级的限制，因此需要更为灵敏的电子模拟内插装置，因为滑动部分的电极间距与要获得的分辨率之比较高。本发明的目的是采用一种相对来说比较简单的方法增加测量的精度。为此，传感器滑动部分的电极在电气上划分成M个组，每组包括N个相邻电极，电子装置能够在每一组上产生周期间隔且相互延时的两个信号部分中的一个，由一控制电路通过将上述组从一个信号部分转接至另一部分来改变发射电极上的信号的结构。

这种技术的优点在于装置的数字量远小于发射电极间距T/N，因此使得在大多数情况下，不再需要采用模拟内插。

更具体地说，所述电子装置可以分别转接每个包括N个发射电极的电极组，而不必如已有技术那样必须同时转接所有的发射电极。

假如有每组为N个发射电极的M个电极组，则在测量方向上一组间隔T/N（对应于一个电极）的位移，会产生一个该电极组合的平均等效位移T/（M·N），只要N足够大（8或更大）使得测量电容（measuring    capacities）的变化程度在T/N范围内保持恒定且M组发射电极组的测量电容（measuring    capacities）都相同。

如果后一要求不能满足，那么把控制信号适当地分布到不同电极组可以解决这一困难。这也是必须将各组之间结构偏差保持在最小程度的另一个原因。这可以使局部扰动所产生的影响成为最小。

附图所示是本发明的实施例和解释性图表：

图1是本发明传感器的示意图。

图2是信号发生器输出的真值表。

图3是一个转接组的详图。

图4表示发射电极上的信号结构。

图1表示了本发明的传感器的示意图。下面将要加以描述的一个电子部分可在滑动部分40的每 一发射电极1到32处产生一个信号。带状部分50面对着滑动部分40。为了易于理解，图中将滑动部分和带状部分的距离夸大了。带状部分上的奇数接收电极51和偶数接收电极52接收对面的发射电极发出的信号。两个收集电极41和42分别收集来自奇数接收电极51和偶数接收电极52的信号。

发射电极产生的电场在测量方向上近似于是周期性的，平均周期约为2T。以下将给出电场的可能结构的例子。

在奇数电极上接收到的信号与偶数电极上接收到的信号近似反相。屏蔽电极43防止了发射电极与收集电极之间的直接耦合。收集电极41、42连接到差动比较器61的“+”“-”端，此差动比较器61作用于校正逻辑单元62，后者又作用于二进制计算机63。信号发生器64受计算机63的重负载输出Q6、Q5、Q4的控制。时基60保证所有信号同步。信号发生器64的输出G1到G8由转接组65a-65h连接到发射电极1-32。每个转接组65和四个相邻发射电极相连，因而N＝4。实际上，N值选得大些，等于8或8以上，能省去前述非线性内插，因而较为有利。

信号发生器64有2N个输出G1-G8，这是合乎逻辑的。因为所述实施例的接收电极有不同的安排，有必要提供一个空间周期约为2T的信号结构，那就是说对应于2N个电极。

每个转接组将发射电极直接或在测量方向上介入一位置延迟而和发生器相连。为此，每个转接组由二进制计算机63的轻负载输出Q3、Q2、Q1中的一个控制。输出Q3（负载为4）连接到四个转接组65b、65c、65f、65g;输出Q2（负载为2）连接到两个转接组65d、65e;输出Q1（负载为1）连接到转接组65h。最后，余下的转接组65a的控制输入接地。可以看出，为信号部分提供延迟的转接组65的数目对应于计算机63的三个轻负载输出Q3、Q2和Q1的二进制状态。转接组65a-65h的连接次序选择得使几何误差，例如滑动部分与带状部分之间的不平行性，对测量的影响为最小。

这样，通过纯数字内插获得了测量间隔M，它比通过2N个周期组将电极和信号发生器64直接相连更为精确。

图2是作为来自二进制计算机的输入Q6、Q5、Q4的函数的信号发生器的输出G1到G8的逻辑状态直值表;调制输入Q7（图1）用于调节译码器的输出，这里，译码器的输出被认为是“0”电平;当为“1”电平时，输出G1到G8全部相反。

如果信号发生器64的输出G1到G8直接连接到发射电极1到32上，就会得到在电极1到32上调制的周期性的空间信号部分，信号发生器输出的一个状态传到下一个时会将此空间信号部分延迟一个增量T/N，也就是在测量方向上一个发射电极的间距。

图3显示了本发明的一个实施例，它示出了采用CMOS技术的转接组65c以及它与信号发生器64的N个信号G1到G4、电极9-12、相邻转接组65b、65d以及控制信号Q3、Q2、Q1和它们的补码信号Q3＊、Q2＊、Q1＊之间的连接。当它们为逻辑状态“1”控制时，N型场效应管导通，而当它们为逻辑状态“0”控制时，P型场效应管导通。对电路分析一下会发现，对于转接组65c，如果输出Q3为逻辑“1”，转接组就将信号延迟一个增量。

图4表示了发射电极上随二进制计算机63的输出Q6到Q1的状态而变的信号结构。

图中示出了发射电极上两信号反相调制的部分。组成一种信号的电极1-32为空白格，而组成另一种信号的为黑格，从而给出了信号结构的增量位移随计算机63的输出Q6到Q1而变化的形象化的说明。

可以看出，在相邻（连续）的两个状态之间，信号结构被延迟了，而要重建被一个电极延迟的，即在测量方向上有T/N的延迟的最初的信号结构必须要有M＝8个计算机增量，在测量方向上移动T/N距离，从而给出一个数字增量T/（M·N）。

显然，转接组的选择序列可与图4所示的不同，这是可从转接组65a到65h与计算机63的输出Q3、Q2、Q1的接线中得出的。例如，可将每个转接组的二进制输出Q3、Q2、Q1译码，这就可以提供较多的可供选择的序列。

电子控制，特别是校正逻辑单元62，可以用多种不同的获得信号的方法来实现。例如，考虑到 调制相位，比较器的输出状态可用以向上或向下修正计算机63的状态;在这种情况下，计算机63成为一个可逆计数器，计算机63所稳定的状态就给出了位移的测量值。这样完成了电子控制，发射电极1-32上的信号结构“跟随”着带状部分接收电极51、52的位移。

本发明的一个目的是要减少电子模拟部分，省去过滤装置可能使比较器在平衡点附近产生一随机数字输出。然而，作为所要求的信号分辨率的函数，可以对计算机63的一系列输出状态进行数字滤波，例如，取几个连续状态的平均值。

类似地，计算机63的状态可由两个递增/递减输入来改变，一个较窄，另一个较宽，以便更好地适应快速的位移。

最后，也可以通过以固定频率使计算机63增量，产生一个在测量方向上连续移位的信号结构;比较器61的信号就这样被解调，解调后的信号的相位变化与位移成正比。

以上对本发明的传感器联系线性位移的测量作了描述，所述原理也能应用于平而或柱面传感器。同时也很显然，采用滑动部分和带状部分的定义是为了描述清楚起见，但是，滑动部分和带状部分的功能也可以互换而毫不改变本发明的原理。

Claims (2)

1、一种测量一根标尺与一根滑尺之间位移的电容性传感器，标尺和滑尺互相面对，相对可移动，标尺包括一系列在位移方向上间距为T的接收电极，滑尺包括一系列在位移方向上间距为T/N的发射电极，其特征在于，发射电极系列在电气上分成M组，每组为N个相邻的电极；信号发生装置具有2N个输出，所述输出具有2N个信号结构，以在每组电极上产生具有相同空间周期的两种信号分布之一，第一种分布通过将所述信号发生装置的N个输出直接连接所述发射电极而获得，另一信号分布通过连接在各组电极与所述信号发生装置的输出之间的转接组而从第一信号分布得到，所述转接组沿着位移方向变换第一信号分布；用于将各个组从一个信号分布转换到另一信号分布的控制电路，藉此，随着转换，每一个信号分布重叠入一个相邻的组中时，该信号分布由所述控制电路进行调整，从而在重叠的信号分布之间给出选择(prefer-ence)。

2、如权利要求1所述的传感器，其特征在于，控制电路调节信号发生器输出和转换组的控制输入，使得滑尺上发射电极中得到的信号结构跟踪标尺上接收电极的相对位移。

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