CN101057470B - 使用多个源的载波恢复方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种接收机包括多源相位估计器。该多源相位估计器包括导频相位估计器、数据驱动平均相位估计器、选择器和共用内插控制器。该选择器选择导频相位估计器或数据驱动平均相位估计器，作为在特定时刻确定的相位估计的源。在其他时刻，共用内插控制器基于各个确定的相位估计，提供作为线性内插的函数的内插相位估计。

Description

使用多个源的载波恢复方法和装置

技术领域

本发明大体上涉及通信系统，更具体地涉及载波恢复。

背景技术

载波恢复环或载波跟踪环是通信系统的典型组件。载波恢复环采用锁相环(PLL)形式，并且一般采用“Costas环”形式。后者典型地使用判决导向的相位误差估计器来驱动PLL。在判决导向的相位误差估计器中，由接收信号点与从符号星座中获取的各个限幅(sliced)符号(最近的符号)之间的相位误差对环进行驱动。换言之，针对每个接收信号点，对哪个是符号星座的最近(并且可能是正确的)符号(也称作削波符号)做出硬判决。然后，根据该硬判决，使用接收信号点与相关削波符号之间的相位误差对PLL进行驱动。当载波频率偏移(即，接收信号的载波与恢复载波之间的频率差)在环的“锁定范围”之外时，所谓的“拉入(pull-in)”过程发生，其中环在适当的工作条件下进行操作，以减小载波频率偏移，直到载波频率偏移落入环的锁定范围之内，之后实现相位锁定。

但是，随着信噪比(SNR)下降，硬判决过程开始做出与接收符号有关的越来越多的错误判决，因此上述Costas环的相位误差估计方法变得越来越不可靠。这样，优选其他的相位估计方法。例如，在具有已知导频符号的系统中，对应的接收机包括基于导频的相位内插器，从而可以可靠地确定导频时刻的相位，并对导频时刻之间的相位执行线性内插。相反，在没有导频符号的系统中，接收机包括数据驱动内插器，从而也可以通过使用数据驱动平均来周期性地确定相位估计，如Viterbi和Viterbi算法(A.J.Viterbi和A.M.Viterbi，“Nonlinear estimation of PSK-modulated carrier phase withapplication to burst digital transmission”，IEEE Transactionson Information Theory，vol.IT-29，pp.543-551，1983年7月)所代表的。在该数据驱动过程中同样使用线性内插来估计其他时刻的相位。

发明内容

发明人已发现，对于接收机，能够结合基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器是有益的。例如，这提供了在基于导频的内插过程与不基于导频的内插过程之间进行选择的功能。因此，根据本发明原理，接收机包括基于导频的相位估计器、不基于导频的相位估计器和在基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器之间进行选择的选择器，以用于对接收信号执行载波恢复。

在本发明实施例中，接收机包括多源相位估计器。该多源相位估计器包括导频相位估计器、数据驱动平均相位估计器、选择器和共用内插控制器。该选择器选择导频相位估计器或数据驱动平均相位估计器，作为在特定时刻确定的相位估计的源。在其他时刻，共用内插控制器基于各个确定的相位估计，提供作为线性内插函数的内插相位估计。

根据本发明特征，使用共用内插控制器将接收机中的任何附加电路和/或处理最少化。

在本发明另一实施例中，接收机包括多源相位估计器。该多源相位估计器包括导频相位估计器、数据驱动平均相位估计器、选择器、Costas环和共用内插控制器。该选择器选择导频相位估计器或数据驱动平均相位估计器，作为在特定时刻确定的相位估计的源。在其他时刻，共用内插控制器基于各个确定的相位估计和来自Costas环的至少一个判决导向相位误差估计，提供作为线性内插函数的内插相位估计。

附图说明

图1示出了具体实现本发明原理的示例通信系统的一部分；

图2以示例形式示出了接收信号；

图3示出了根据本发明原理的接收机的示例实施例；

图4示出了根据本发明原理的解调器的示例实施例；

图5示出了根据本发明原理的多源相位估计器的示例实施例；

图6示出了用在图5多源相位估计器中的EPOCH；

图7示出了根据本发明原理的多源相位估计器的另一示例实施例；

图8示出了根据本发明原理的示例流程图；

图9和10示出了相位偏移示例；

图11示出了根据本发明原理的另一实施例；

图12示出了根据本发明原理、用于协助载波恢复的判决导向载波恢复元件的示例实施例；

图13示出了用在图11实施例中的相位偏移计算器；

图14示出了根据本发明原理的示例流程图；

图15示出了根据本发明原理的另一实施例。

具体实施方式

除了本发明构思，图中所示元件是熟知的，并且不再具体描述。此外，假设基于卫星的系统是熟知的，这里不对其进行详细描述。例如，除了本发明构思，卫星异频雷达收发机、下行链路信号、符号星座、载波恢复、内插、锁相环(PLL)、射频(rf)前端或例如低噪声块下变频器之类的接收机部分、用于产生传输比特流的格式化和编码方法(例如运动图像专家组(MPEG)-2系统标准(ISO/IEC 13818-1))和例如对数似然比之类的解码方法、软输入-软输出(SISO)解码器、Viterbi解码器均是熟知的，在此不再描述。此外，可以使用在此不再描述的常规编程技术来实现本发明构思。最后，图中相似数字代表相似元件，并且一些图简化了处理表征。例如，本领域技术人员可以理解，载波恢复包括实数域和复数域中的处理。

图1中示出了根据本发明原理的通信系统的示例部分。从图1中可见，接收机105接收信号104。信号104传送代表控制信令、内容(例如，视频)等的信息。在本示例的情况下，假设信号104代表由天线(未示出)接收之后的下行链路卫星信号。接收机105根据本发明原理对信号104进行处理，并向由用于显示的电视(TV)代表的多媒体端点提供用于传送特定内容的信号106。

图2中示出了针对信号104的现有技术信号格式。为实现该示例，信号104包括帧20的序列，每一帧20包括至少导频部分26和数据部分27。导频部分26包括一个或多个导频符号，该导频符号是接收机105先验已知的预定义符号。如果导频部分26中有多于一个的导频符号，则假设导频符号中的至少一个预先指定为参考符号(以下将述)。应该注意，图2不是按照实际比例绘制的，仅代表包括内插有数据符号的一个或多个导频符号的信号，数据符号传送诸如上述控制信令和内容的其他信息、以及报头和误差校正/检测信息等。

图3中示出了根据本发明原理的接收机105的示例部分。接收机105包括前端滤波器110、模数(A/D)转换器115、解调器120和解码器125。根据本发明原理，解调器120包括至少一个多源相位估计器(电路和/或过程)(以下将述)。前端滤波器110对接收信号104进行下变频(例如，从卫星传输频带向下变频)和滤波，以向A/D转换器115提供近基带信号，A/D转换器115对下变频信号进行采样，以将该信号转换到数字域，并向解调器120提供作为采样序列的信号116。解调器120对信号116执行解调(包括载波恢复)，并向解码器125提供解调信号121，解码器125对该解调信号点流121进行解码，以提供信号126，信号126是每符号间隔T有N比特的比特流。信号126代表图1信号104上传送的恢复数据。最终，通过信号106将来自输出信号126的数据提供至TV 10。(对于这点，接收机105可以在将数据施加至TV 10之前对其进行附加处理和/或将数据直接提供至TV 10)。

现在参照图4，示出了根据本发明原理的解调器120的示例方框图。解调器120包括数字重采样器150、滤波器155、载波恢复元件200和定时恢复元件165。将信号116施加至数字重采样器150，数字重采样器150使用由定时恢复元件165提供的定时信号166对信号116进行重采样，以提供重采样信号151。将重采样信号151施加至滤波器155，滤波器155是以载波频率为中心对重采样信号151进行滤波的带通滤波器，以向载波恢复元件200和上述定时恢复元件165提供滤波信号156。定时恢复元件165从滤波信号156产生定时信号166。根据本发明原理，载波恢复元件200包括对滤波信号156进行解旋(即，从滤波156中去除载波)时使用的多源相位估计器，以向图3的解码器125提供由信号121代表的解调信号点流。

图5中示出了载波恢复元件200的示例实施例。图5所示元件代表载波恢复元件的一种形式，其包括可以采用硬件和/或软件实现的多源相位估计器。载波恢复元件200包括导频相位估计器205、导频同步(sync)块230、由数据驱动估计器250表示的不基于导频的相位估计器、复用器(mux)255、内插器/控制器210、正弦/余弦(sin/cos)查找表215、符号缓冲器220和解旋器225(复数乘法器)。滤波信号156被施加至导频相位估计器205、导频同步块230、符号缓冲器220和数据驱动估计器250。

首先描述符号缓冲器220，该缓冲器收集一定时间段(以下将述)内的符号，从而提供时间延迟，以能够在向解旋器225施加接收符号之前由内插器/控制器210计算相位估计。具体地，内插器/控制器210通过信号212对符号缓冲器220进行控制，使将滤波信号156代表的信号写入缓冲器220的操作与从缓冲器220中读取所存符号的操作同步，所存符号(通过信号221)连同通过sin/cos查找表215的适当相位估计(通过信号216)一并施加至解旋器225。应该注意，可以使用其他机制提供适当的延迟，例如，延迟线、先进先出(FIFO)缓冲器等。

接下来描述导频同步块230，该块按需提供由图5的其他元件使用的定时信号231。定时信号231提供与滤波信号156中导频符号的检测有关的时间参考。

接下来描述导频相位估计器205，该元件向mux 255提供确定的相位估计。具体地，当检测到滤波信号156中的一个或多个导频符号时，导频相位估计器205向mux 255提供确定的相位估计。如上所述，图2的每个导频部分26或导频间隔包括在已知时刻传输的一个或多个已知符号。导频相位估计器205对导频间隔中的符号进行平均，以确定导频间隔期间的平均相位估计。例如，如果导频部分包括多个不同的导频符号，可以如以下方程所示地确定平均相位：

$\mathrm{Avg}.\mathrm{phase}=\mathrm{angle}(\underset{i}{\mathrm{\Σ}}{R}_i*P_i^{*})---\left(1\right)$

其中R_i是接收到的导频符号，P_i ^*是已知导频符号的复共轭，下标i针对所有的导频符号。

例如，该确定的相位估计可以参考导频间隔的中心符号(参考符号)(如图2的参考符号25所代表的)。换言之，假设导频间隔上的确定相位估计是在该导频间隔中间的相位。因此，导频相位估计器205向mux 255提供特定时刻(例如，每个导频间隔)处的确定相位估计。

类似地，不基于导频的相位估计器在特定时刻(例如，周期性地)向mux 255提供确定相位估计。在该示例中，由数据驱动估计器250提供不基于导频的相位估计器的一个示例。该数据驱动估计器250通过使用诸如Viterbi和Viterbi算法(A.J.Viterbi和A.M.Viterbi，“Nonlinear estimation of PSK-modulated carrier phase withapplication to burst digital transmission”，IEEE Transactionson Information Theory，vol.IT-29，pp.543-551，1983年7月)所代表的数据驱动平均来示例性地确定相位估计。例如，在正交相移键控(QPSK)系统中，从通过如以下方程所示地将修正的z_mod相加而得的平均相位，得到M个符号上的估计：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{est}}=0.25{\tan }^{-1}\left(\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{\mathrm{mod},m}\right)---\left(2\right)$

其中z_mod，m＝|z_m|^pexp(4j∠z_m)

例如，幂p等于2。应该注意，在此，由于因子0.25，该估计大致超过了加上或减去π/4而不是加上或减去π。

鉴于上述内容，导频相位估计器205和数据驱动相位估计器250向mux 255(在此也称作选择器)提供确定相位估计的序列。mux 255选择向内插器/控制器210施加的确定相位估计的特定源。应该注意，虽然在该示例中只示出了确定相位估计的两个源，但是本发明不限于此，而可应用于任何数目的源。通过信号254执行特定源的选择。信号254可以受到软件控制(例如，模式设置、系统参数等)或通过硬件(例如，开关)实现。一旦选择了特定源，由mux 255向内插器/控制器210提供确定相位估计的序列。例如，如果在预定时间中未检测到导频，则载波恢复元件200默认使用不基于导频的相位估计器源。

示例性地，无论来自导频相位估计器205还是数据驱动估计器250的确定相位估计之间的时间在此均称作“EPOCH”。这如图6所示，其中示例EPOCH 54沿时间轴51横跨部分时间。EPOCH的开始由确定相位估计的产生所标志，如图6中θ_start代表。类似地，EPOCH的结束由后续确定相位估计的产生标志，如图6中θ_end代表。(应该注意，一个EPOCH的结束是另一EPOCH的开始，即，一个EPOCH的θ_end是下一EPOCH的θ_start。)在EPOCH中，符号缓冲器220中接收并缓冲存储N个符号，即，由EPOCH覆盖的时间段等于NT，其中T是符号间隔。(应该注意，本发明构思不要求所有的EPOCH均具有相同的持续时间。)

内插器/控制器210对确定相位估计的序列进行操作，以向sin/cos查找表215提供信号211。根据本发明特征，应该注意，无论确定相位估计的源是哪一个，均使用内插器/控制器210，即内插器/控制器210是共用的，从而使接收机中的任何附加电路和/或处理最少。信号211代表对相应符号进行解旋所需的相位估计量的值，即，用于去除任何相位偏移的相位解旋量。sin/cos查找表215向复数乘法器225提供该相位估计的对应正弦和余弦值，以对信号221进行解旋，从而提供下变频接收信号121。

由信号211代表的估计相位值在此称作φ_derot。在EPOCH开始处，对信号进行解旋所需的相位量是φ_start，其等于：

φ_start＝-θ_start    (3)

这里所有角度均以弧度表示。如这里所定义的，在此φ_start也称作θ_start的“倒相”。在EPOCH的结束处，对信号进行解旋所需的相位量等于：

φ_start+diff_lin     (4)

在该特定示例中，diff_lin的值根据所选的确定相位估计源而变化。当选择导频相位估计器205时，diff_lin定义为：

其中φ_end是θ_end的倒相，即，

φ_end＝-θ_end    (6)

但是，当选择数据驱动估计器250时，diff_lin定义为：

方程(7)考虑到如下事实：当无导频符号可用时，如果使用Viterbi和Viterbi算法，则开始相位和结束相位的相位估计可能均从-π/4变化到+π/4。在该示例中，因为diff_lin的值可以作为确定相位估计源的函数而变化，所以也向内插器/控制器210施加信号254，作为当前选择哪一个源的指示符。

在EPOCH的开始和结束之间，对接收符号进行解旋所需的相位是未知的。为了提供相位估计，内插器/控制器210执行线性内插，以产生φ_derot的值。具体地，假设上述diff_lin的值线性分布在EPOCH的N个符号上，即，对于EPOCH的第k个符号，相位估计φ_derot，k是：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{derot},k}={\mathrm{\φ}}_{\mathrm{start}}+\frac{k}{N}{\mathrm{diff}}_{\mathrm{lin}}---\left(8\right)$

其中k代表EPOCH中的符号索引，N是EPOCH内的符号总数。

现在参考图7，示出了根据本发明原理的另一实施例。除了由导频检测器260提供信号254之外，图7的实施例的其他部分与图5的实施例相似。导频检测器260自动控制确定相位估计源的选择。例如，当检测到导频信号时，导频检测器260通过信号254控制mux 255，以选择导频相位估计器205。然而，例如在经过预定量时间时未检测到导频信号，则导频检测器260控制mux 255选择不基于导频的相位估计器源(如由数据驱动估计器250代表的)。因此，接收机105在导频存在时使用导频间隔进行相位估计，否则使用基于数据的估计，或者用基于导频的相位估计之间附加的基于数据的估计对其进行补充。

现在注意图8，图8示出了根据本发明原理、用于图1接收机105中的示例流程图。在步骤505，接收机从多个可能的源中选择特定时刻的确定相位估计的源。在步骤510，接收机105提供作为来自所选源的确定相位估计的函数(例如，使用如方程(8)所示的线性内插)的其他时刻的相位值估计。如图所示，将提供的相位估计用于接收符号的解旋。

不幸的是，在不知道进入的载波在导频时刻之间横贯多少弧度的情况下，上述线性内插可能产生φ_derot的错误值，这在图9和10中进一步示出。图9示出了针对所示EPOCH的φ_start和φ_end的值。然而，如箭头1和2所示，开始和结束处的确定相位估计未提供进入载波是横贯箭头1所示路径还是箭头2所示路径的信息。类似地，图10中也示出了相似情况，由箭头3所关联的路径示出了进入载波横贯的弧度数目甚至可以大于2π。因此，根据本发明特征，使用判决导向的载波恢复来解决这个不明确问题。这在图11的实施例中通过向判决导向的载波恢复电路300施加滤波信号156来示出。

简要地参考图12，示出了判决导向的载波恢复电路300的示例方框图。判决导向的载波恢复电路300包括复数乘法器310、正弦/余弦(sin/cos)查找表340、相位检测器315、环形滤波器330和相位积分器335。假设图12所示的处理是在数字域中(虽然这不是必需的)，即，载波恢复电路300包括由硬判决驱动的数字锁相环(DPLL)。信号156是包括同相(I)和正交(Q)分量的复数采样流。应该注意，图12中未具体示出复数信号路径。复数乘法器310接收信号156的复数采样流，并通过恢复的载波信号341，对复数采样流执行解旋处理。具体地，通过恢复的载波信号341的相位，对信号156的同相和正交分量进行解旋，恢复的载波信号341的相位代表由sin/cos表340(以下将述)提供的特定正弦和余弦值。来自复数乘法器310的输出信号是例如基带上的下变频接收信号311，并代表接收信号点的已解旋的复数采样流。将下变频接收信号311施加至相位检测器315，相位检测器315对下变频信号311中仍然存在的任何相位偏移进行计算，并提供指示该相位偏移的相位误差估计信号326。

从图12可见，相位检测器315包括两个元件：相位误差估计器325和限幅器320。如本领域中公知的，对于由下变频信号311中每个接收信号点的同相和正交分量所代表的可能符号(目标符号)，限幅器320作出硬判决。具体地，对于下变频信号311的每个接收信号点，限幅器320从预定义的符号星座中选择最近的符号(目标符号)。这样，由相位误差估计器325提供的相位误差估计信号326代表每个接收信号点与相应目标符号之间的相位差。具体地，相位误差估计信号326代表相位误差估计序列φ_{error_estimate}，其中每个特定φ_{error_estimate}是通过计算接收信号点与相关限幅符号的共轭之积的虚部来确定的，即，

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{error}\_\mathrm{estimate}}=\mathrm{imag}(z\·{z^{*}}_{\mathrm{sliced}})=\left|z\right|\·\left|z_{\mathrm{sliced}}\right|\sin (\∠z-\∠z_{\mathrm{sliced}})\≅{\left|z\right|}^2\·\left({\mathrm{\φ}}_{\mathrm{error}}\right)---\left(9\right)$

在以上方程中，z代表接收信号点的复数矢量，z_sliced代表相关限幅信号点的复数矢量，z^* _sliced代表相关限幅信号点的复数矢量的共轭。

将相位误差估计信号326施加至环形滤波器330，环形滤波器330对相位误差估计信号326进行滤波，以提供滤波信号331。环形滤波器330典型的是包括比例(proportional)和积分(integral)路径的二阶滤波器。将滤波信号331施加至相位积分器335，相位积分器331进一步对滤波信号331进行积分，并将输出相位角度信号336提供至sin/cos查找表340。sin/cos查找表340将相关正弦和余弦值提供至复数乘法器310，用于对信号156进行解旋，以提供下变频接收信号311。虽然未简明目的而未示出，但是可以将频率偏移F_OFFSET馈送至环形滤波器330或相位积分器335，以提高获取速度。此外，应该注意，载波恢复电路300可以信号156的符号速率的倍数(例如，两倍)进行操作。这样，相位积分器335在所有采样时刻连续积分。还将输出相位角度信号336施加至图11的内插器/控制器210，帮助产生相位估计。(应该注意，输出相位角度336以是解旋相位值的形式，从而是待校正的信号相位的倒相。)

现在回到图11，内插器/控制器210通过相位角度信号336对判决导向的载波恢复的相位进行监控。具体地，内插器/控制器210对每个EPOCH的开始和结束之间的相位角度信号336进行监控，以确定从EPOCH开始到结束的总体相位偏移diff_cr，该总体相位偏移diff_cr可能超过π或小于-π。内插器/控制器210将该总体相位偏移diff_cr用作附加信息，以用于估计各个符号的φ_derot值。虽然判决导向的载波恢复可能略微偏离或有噪声(这是为什么首先使用内插方案的原因)，但是判决导向的载波恢复应该足够鲁棒，以协助内插载波恢复。

现在参考图13，示出了用于内插器/控制器210以监控总体相位偏移diff_cr的示例相位偏移计算器400。图13中所示元件代表可以采用硬件和/或软件实现的相位偏移计算器的形式。相位偏移计算器400包括采样延迟405、相位寄存器435、差元件410和440、比较器415和420、计数器425、乘法器430和积分器445。在EPOCH(由信号434传送)开始处，由相位角度信号336代表的值存储在相位寄存器435中，并将计数器425复位为0值。差元件440提供相位寄存器435中所存开始相位值与EPOCH期间后续相位值之间的相位差值441。该相位差值441在此也称作未校正相位差。相位偏移计算器400的余下元件对相位角度信号336与π/-π径向线(该径向线是如前所述的图9和10中所示的)交叉多少次和沿什么方向交叉进行跟踪。具体地，在EPOCH期间，差元件410提供相位差信号411，该相位差信号411代表通过从由相位角度信号336提供的当前相位值中减去由采样延迟元件405提供的先前相位值而得到的采样到采样(sample-to-sample)的相位差值。将该相位差值信号施加至比较器415和420的“A”输入端。比较器415将相位差信号411的值与π(施加至比较器415的“B”输入端)比较；而比较器420将相位差信号411的值与-π(施加至比较器420的“B”输入端)比较。如果相位差值大于π，则比较器415向计数器425提供来自比较器415的“A＞B”端的信号。但是，如果相位差值小于-π，则比较器415向计数器425提供来自比较器415的“A＜B”端的信号。计数器425实际上是2π计数器，即，计数器425对与π/-π径向线交叉多少次和沿什么方向交叉进行计数。如果相位差值大于π，则使计数器425递减(计数器的DN输入)，但是，如果相位差值小于-π，则使计数器425递增(计数器425的UP输入)。将来自计数器425的输出信号426施加至乘法器430，乘法器430将输出信号246中所代表的值乘以2π，通过加法器445将其与未校正相位差(信号441)相加，从而提供由内插器/控制器210使用的总体相位偏移diff_cr(信号446)。换言之，每次沿顺时针方向与π/-π径向线交叉时，需要相对于EPOCH期间的未校正相位差(信号441)，将EPOCH期间的总体相位偏移递减2π。类似地，每次沿逆时针方向与π/-π径向线交叉时，需要相对于EPOCH期间的未校正相位差(信号441)，将EPOCH期间的总体相位偏移递增2π。

如上所述，假设线性内插的开始和结束相位φ_start和φ_end对于导频相位估计器205是鲁棒的，并且分别是在EPOCH开始和结束处检测到的导频间隔相位的倒相。但是，在没有附加信息的情况下，假设从开始到结束的无辅助信息的差，即，

diff_lin＝φ_end-φ_start    (10)

会偏移2π的整数次(m)旋转。使用来自判决导向载波恢复的信息，以选择次数m的值，从而使收到内插的差在校正的判决导向载波恢复估计加上或减去π弧度之内。具体地，定义如下方程：

diff_lin，assist＝φ_end-φ_start+2mπ           (11)

diff_cr-π＜diff_lin，assist＜diff_cr+π，以及   (12)

diff_cr-π＜φ_end-φ_start+2mπ＜diff_cr+π      (13)

其中diff_lin，assist是如受到判决导向载波恢复协助，要用于线性内插器(取代方程(8))的差；以及diff_cr是由判决导向载波恢复所计算的从EPOCH开始到结束的、进行了2π卷绕(wrap)校正的相位差。

根据方程(13)，可以通过以下方程，得到m的值：

2mπ＜diff_cr+π-(φ_end-φ_start)，或(14)

m＜diff_cr/(2π)+0.5-(φ_end-φ_start)/(2π)，或(15)

m＝floor[diff_cr/(2π)+0.5-(φ_end-φ_start)/(2π)]，(16)

其中floor(x)是小于或等于x的最大整数。应该注意，因为该floor计算包括比特的截断，所以易于在数字域执行。

一旦由此确定了m，则使用m的值来根据上述方程(11)，确定diff_lin，assist的值。这样，内插器/控制器210根据以下方程，提供具有载波协助的相位估计：

${\mathrm{\φ}}_{\mathrm{derot},k}={\mathrm{\φ}}_{\mathrm{start}}+\frac{k}{N}{\mathrm{diff}}_{\mathrm{lin},\mathrm{assist}}---\left(17\right)$

现在应该注意图14，图14示出了根据本发明原理、用于图1接收机105的流程图。在步骤605，接收机105从多个可能的源中选择特定时刻的确定相位估计的源。在步骤610，接收机105形成判决导向的相位估计(例如，使用上述Costas环)。在步骤615，接收机105提供作为确定估计和判决导向的相位估计的函数(例如，使用由方程(17)修正的线性内插)的其他时刻的相位值估计。

图15中示出了本发明构思的另一示例实施例。在该示例实施例中，接收机(未示出)中使用的集成电路(IC)705包括载波恢复环(CRL)720和与总线751连接的至少一个寄存器710。例如，IC 705是集成模数电视解调器/解码器。但是，只示出了IC 705中与本发明构思相关的那些部分。例如，为了简明目的，未示出模数转换器、滤波器、解码器等。总线751提供去往和来自由处理器750代表的其他接收机组件的通信。寄存器710代表IC 705的一个或多个寄存器，其中每个寄存器包括由位709代表的一位或多位。IC 705的寄存器或其中一部分可以是只读、只写或读/写寄存器。根据本发明原理，CRL 720包括上述多源相位估计器的特征或操作模式，并且寄存器710的至少一位(例如，位709)是可由例如处理器750设置以使操作模式(例如，打开或关闭多源选择)有效或禁用该操作模式的可编程位。类似地，寄存器710的位可以用于选择确定相位估计的多个源中的一个特定源。在图3所示情况下，IC 705通过IC 705的输入引脚或引线，接收用于处理的IF信号701(例如，图3的信号116)。将该信号的导数702施加至CRL 720，以用于如上所述的载波恢复。CRL 720提供信号721，信号721是信号702的已解旋版本。CRL 720通过内部总线711与寄存器710连接，内部总线711代表本领域公知的用于对CRL720与寄存器710进行接口操作的其他信号路径和/或IC 705的组件。IC 705提供由信号706代表的一个或多个恢复信号，例如，合成视频信号。

鉴于上述内容，应该注意，虽然在卫星通信系统的情况下进行描述，但是本发明构思不限于此。例如，图1的元件可以代表其他类型的系统和其他形式的多媒体端点。例如，卫星无线电、地面广播、有线TV等。此外，虽然这里在单个解调器的情况下描述本发明，但是应该意识到，本发明构思可应用于多调制接收机，其中可以在不同信号层上传送信息。例如，分层调制接收机、分级调制接收机或它们的组合。实际上，本发明可应用于其中执行载波恢复的任何类型的接收机。最后，应该注意，上述实施例可以符号速率或一些其他速率进行操作，例如，以两倍的符号速率进行采样。这样，其他处理，例如略微分隔(fractionally-spaced)的均衡器也可用在接收机中。

由此，前述内容仅仅示出了本发明原理，从而可以理解，本领域的技术人员能够设计多种可选配置，虽然在此未明确描述，但是这些可选配置具体实现了本发明原理，并在本发明的精神和范围之内。例如，虽然在分离的功能元件的情况下进行示例描述，但是这些功能元件可以在一个或多个集成电路(IC)上具体实现。类似地，虽然一些元件或所有元件是作为分离元件示出的，但是可以采用例如数字信号处理器(DSP)之类的存储程序控制的处理器或例如与图5所示的一个或多个元件相对应的执行相关软件的微处理器等来实现这些元件。此外，虽然这些元件是作为分离元件示出的，但是它们可以分配在不同单元中并任意组合。例如，接收机105可以是TV 10的一部分，或者接收机105可以位于分配系统的上游，例如，在首端处，然后将内容再传输至网络的其他节点和/或接收机。因此，可以理解在不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的前提下，可以对示例实施例进行多种修改，并可以涉及其他配置。

Claims (12)

1.一种接收机，包括：

解调器，用于对接收信号进行解调；以及

解码器，用于对解调的接收信号进行解码，以提供解码信号；

其中所述解调器包括多源相位估计器，所述多源相位估计器用于对接收信号进行解调，并包括：

基于导频的相位估计器；

不基于导频的相位估计器；以及

选择器，用于在基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器之间进行选择，以作为特定时刻的接收信号的确定相位估计源；

内插器，用于提供其他时刻的内插相位估计，其中所述内插器根据各个确定相位估计，执行线性内插；以及

解旋器，用于提供解调的接收信号，其中所述解旋器根据内插相位估计，对接收信号的符号进行解旋；

其中，如果未在接收信号中检测到导频，则所述选择器在时间间隔届满时选择不基于导频的相位估计器。

2.根据权利要求1所述的接收机，其中不基于导频的相位估计器是数据驱动平均估计器。

3.根据权利要求2所述的接收机，其中数据驱动平均估计器是基于Viterbi和Viterbi算法的。

4.一种接收机，包括：

解调器，用于对接收信号进行解调；以及

解码器，用于对解调的接收信号进行解码，以提供解码信号；

其中所述解调器包括多源相位估计器，所述多源相位估计器用于对接收信号进行解调，并包括：

基于导频的相位估计器；

不基于导频的相位估计器；以及

选择器，用于在基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器之间进行选择，以作为特定时刻的接收信号的确定相位估计源；

判决导向相位估计器；

内插器，用于提供其他时刻的内插相位估计，其中所述内插器根据各个确定相位估计和来自所述判决导向相位估计器的至少一个判决导向相位误差估计，执行线性内插；以及

解旋器，用于提供解调的接收信号，其中所述解旋器根据内插相位估计，对接收信号的符号进行解旋；

其中，如果未在接收信号中检测到导频，则所述选择器在时间间隔届满时选择不基于导频的相位估计器。

5.根据权利要求4所述的接收机，其中不基于导频的相位估计器是数据驱动平均估计器。

6.根据权利要求5所述的接收机，其中数据驱动平均估计器是基于Viterbi和Viterbi算法的。

7.一种在接收机中使用的方法，所述方法包括：

使用多源相位估计器对接收信号进行解调；以及

对解调的接收信号进行解码，以提供解码信号；

其中所述解调步骤包括以下步骤：

在基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器之间进行选择，以作为特定时刻的接收信号的确定相位估计源；

提供其他时刻的内插相位估计，其中所述内插采用根据各个确定相位估计来执行线性内插的形式；以及

根据内插相位估计对接收信号的符号进行解旋，以提供解调的接收信号；

其中所述选择步骤包括以下步骤：如果未在接收信号中检测到导频，则在时间间隔届满时选择不基于导频的相位估计器。

8.根据权利要求7所述的方法，其中不基于导频的相位估计器是数据驱动平均估计器。

9.根据权利要求8所述的方法，其中数据驱动平均估计器是基于Viterbi和Viterbi算法的。

10.一种在接收机中使用的方法，所述方法包括：

使用多源相位估计器对接收信号进行解调；以及

对解调的接收信号进行解码，以提供解码信号；

其中所述解调步骤包括以下步骤：

在基于导频的相位估计器和不基于导频的相位估计器之间进行选择，以作为特定时刻的接收信号的确定相位估计源；

提供接收信号的判决导向相位估计；

提供其他时刻的内插相位估计，其中所述内插采用根据各个确定相位估计和判决导向相位误差估计中的至少一个来执行线性内插的形式；以及

根据内插相位估计对接收信号的符号进行解旋，以提供解调的接收信号；

其中所述选择步骤包括以下步骤：如果未在接收信号中检测到导频，则在时间间隔届满时选择不基于导频的相位估计器。

11.根据权利要求10所述的方法，其中不基于导频的相位估计器是数据驱动平均估计器。

12.根据权利要求11所述的方法，其中数据驱动平均估计器是基于Viterbi和Viterbi算法的。

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