CN101039136A - 基于空频编码的多天线发射分集方法及其系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及移动通信领域，公开了一种基于空频编码的多天线发射分集方法及其系统，使得在发射天线数大于2时，可以在一个OFDM符号周期内完成一次编码，同时可以获得类似STTD+CSD的分集增益。本发明中，在使用空频编码获得空间分集增益的同时，还在频域引入相位偏移以通过频域数据的信道编码获得额外的类似CSD的频率分集增益，该相位偏移满足：同一天线上的用于SFTD的子载波集内承载的频域数据具有相同的相位偏移，子载波集之间承载的频域数据具有不同的相位偏移，且同一天线组内不同天线上相同的子载波上承载的频域数据具有不同相位偏移。

Description

基于空频编码的多天线发射分集方法及其系统

技术领域

本发明涉及移动通信领域，特别涉及移动通信的分集技术。

背景技术

无线通信可以扩大了通信和信息共享的范围，同时为业务提供了更大的灵活性，其地位变得越来越重要，应用范围也越来越广泛。随着无线通信的发展，用户对其传输速率和服务质量提出了越来越高的要求，但是由于无线频谱资源的缺乏限制了无线通信的进一步发展，此外，无线信道的多径和时变特性会对其中传输的信号带来很大的损害，这两个的问题都成为无线通信发展的阻碍，这就面临着如何提高无线频谱的利用率及信号传输的可靠性的问题。

近年来，多入多出(Multiple Input Multiple Output，简称“MIMO”)技术因为能增加无线通信系统的谱效率和提高可靠性受到了很大的关注，并已经应用于实际的通信系统中，此外，多载波正交频分复用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，简称“OFDM”)技术也因为能够很好的克服无线信道的多径特性和比单载波频谱效率高的特点成为研究的热点。这两种技术相互结合成为移动通信系统中的关键技术，在包括第三代移动通信(The Third Generation，简称“3G”)的长期演进(Long Term Evolution，简称“LTE”)乃至第四代移动通信(The Fourth Generation，简称“4G”)等方案中将得到广泛应用。

基于MIMO和OFDM技术，可以实现各种发射分集方案，分集获得的增益可以改善系统的性能。

现有技术方案一使用基于MIMO的空时编码实现发射分集。本领域的技术人员知道，MIMO技术在通信系统的发送端和接收端分别安置多个天线，实质上即为多输入多输出的多天线技术，可以获得空间分集增益来改善系统的性能，其获得空间分集增益的具体实现方式之一就是在发送端对发送信号进行空时编码。空时编码的编码矩阵保持特殊的正交结构，可以获得完全空间分集，其中，分集阶数等于发射天线和接收天线数的乘积。但使用空时编码的MIMO技术的编码码率仅在发射天线数等于2时才等于1，其它情况都小于1。

空时编码通过在不同的天线上进行编码来获得空间分集增益和编码增益，目前主要包括空时分组码(Space Time Block Code，简称“STBC”)和空时网格码(Space Time Trellis Code，简称“STTC”)。这两种编码都假设信道为准静态信道，即在整个编码完成的时间内，信道没有发生变化。STBC由于编码和译码方法简单，虽然不能获得编码增益但是仍然可以获得完全分集，因此得到了广泛的应用。在OFDM这种多载波系统中，由于在每个子载波上信道可看成是平坦的，并且相邻的子载波的信道基本不变，STBC除了可以在空间和时间二维进行编码还可以在空间和频率二维进行编码，简称为空频分组码(Space FrequencyBlock Code，简称“SFBC”)。

1998年，Alamouti提出了一种两天线的发射分集方法，称为空时发射分集(Space Time Transmit Diversity，简称“STTD”)。它的发射方法可通过正交编码矩阵来表示，由于编码矩阵的正交性，假设接收天线数为1时，用简单的解码方法就可以获得2阶的分集，该正交编码矩阵如下式(1)所示。

$G=\left(\begin{array}{cc}{S}_1& -S_2^{*}\\ S_2& S_1^{*}\end{array}\right)---\left(1\right)$

采用Alamouti发射分集时发射机系统组成如图1所示。

从信源输出的是0或1的信息比特，信息比特经星座映射调制为调制符号后，送入空时分组编码模块按照编码矩阵进行编码，最后，空时分组编码后的码矩阵中的符号从不同的发送天线和不同的时间上发送出去。在第一个符号时刻，S₁、S₂分别从第一、二个发送天线上发送出去，在第二个符号时刻-S₂ ^*、S₁ ^*分别从第一、二个发送天线上发送出去。进行一次空时分组编码需要的调制符号数记为K，发送一个空时分组码矩阵需要的时间记为P，则定义编码码率 $\mathrm{\η}=\frac{K}{P}\·$

其中K，P是由空时分组编码矩阵来决定的，容易得出，Alamouti发射分集方法的编码速率为1。

假设接收端只有一个接收天线，那么在两个符号时刻该天线接收到的数据可以表示为式(2)和(3)。

r₁＝h₁S₁+h₂S₂+n₁                                        (2)

$r_2=h_1(-S_2^{*})+h_2{S}_1^{*}+n_2---\left(3\right)$

其中h₁和h₂分别表示两个发射天线上信道衰落因子，接收端进行信道估计后可以对数据进行如下的最大似然译码，如式(4)和(5)所示。

${\hat{S}}_1=h_1^{*}{r}_1+h_2{r}_2^{*}=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)S_1+h_1^{*}{n}_1+h_2{n}_2^{*}---\left(4\right)$

${\hat{S}}_2=h_2^{*}{r}_1-h_1{r}_2^{*}=({\left|h_1\right|}^2+{\left|h_2\right|}^2)S_2-h_1{n}_2^{*}+h_2^{*}{n}_1---\left(5\right)$

其中

和

表示对符号S₁和S₂的估计。

从式(4)和(5)中可以看出，经过STBC发射分集之后符号S₁和S₂都获得了2阶的分集。

关于Alamouti发射分集，具体可以参见《A simple transmitter diversity schemefor wireless communications》，中文可译为《一种简单的无线通信发射分集方案》。

基于Alamouti发射分集，在《Space-time block codes from orthogonal designs》(中文可译为《基于正交设计的空时分组编码》)中正式提出了正交空时分组码的概念，并给出了对应不同发射天线数(2，3，4)情况下的空时块码的编码矩阵。其中，发射天线数为2时的空时分组码就是Alamouti提出的编码。经过证明发现，编码码率为1的复正交空时分组码只在发射天线数等于2时存在。当发射天线数大于2时对应的复正交空时分组编码的编码速率都小于1。在3天线和4天线时，构造出的编码矩阵的码率存在着1/2和3/4两种，具体的编码矩阵分别如下式(6)-(9)所示。

$G_{\mathrm{3,1}}={\left(\begin{array}{ccc}{S}_1& S_2& S_3\\ -S_2& S_1& -S_4\\ -S_3& S_4& S_1\\ -S_4& -S_3& S_2\\ S_1^{*}& S_2^{*}& S_3^{*}\\ -S_2^{*}& S_1^{*}& -S_4^{*}\\ -S_3^{*}& S_4^{*}& S_1^{*}\\ -S_4^{*}& -S_3^{*}& S_2^{*}\end{array}\right)}^T---\left(6\right)$

$G_{\mathrm{4,1}}={\left(\begin{array}{cccc}{S}_1& S_2& S_3& S_4\\ -S_2& S_1& -S_4& S_3\\ -S_3& S_4& S_1& -S_2\\ -S_4& -S_3& S_2& S_1\\ S_1^{*}& S_2^{*}& S_3^{*}& S_4^{*}\\ -S_2^{*}& S_1^{*}& -S_4^{*}& S_3^{*}\\ -S_3^{*}& S_4^{*}& S_1^{*}& -S_2^{*}\\ -S_4^{*}& -S_3^{*}& S_2^{*}& S_1^{*}\end{array}\right)}^T---\left(7\right)$

$G_{3,2}={\left(\begin{array}{ccc}{S}_1& -S_2& -S_3\\ S_2^{*}& S_1^{*}& 0\\ S_3^{*}& 0& S_1^{*}\\ 0& -S_3^{*}& S_2^{*}\end{array}\right)}^T---\left(8\right)$

$G_{4,2}={\left(\begin{array}{cccc}{S}_1& S_2& S_3& 0\\ -S_2^{*}& S_1^{*}& 0& -S_3\\ -S_3^{*}& 0& S_1^{*}& S_2\\ 0& S_3^{*}& -S_2^{*}& S_1\end{array}\right)}^T---\left(9\right)$

根据空时分组码的设计准则可知，这四个编码矩阵都满足正交性，且可以获得满空间分集增益，但是根据编码码率的定义可得到G_3，1，G_4，1的编码码率为1/2，G_3，2，G_4，2的编码码率为3/4。3、4天线下编码矩阵的发送形式与两天线是一样的，这里就不再赘述。对于3、4天线的正交空时分组编码矩阵还有其它的形式，但是它们的一个共同缺点就是编码码率达不到1。如果要保证编码速率为1，那么只能通过非正交的空时分组码来实现，此时的译码算法复杂度较高。关于非正交的空时分组码，具体可以参见《A Quasi-Orthogonal Space-Time Block Code》(中文可译为《一种准正交空时分组码》)。

现有技术方案一单纯使用STBC实现发射分集，具有以下无法避免的缺陷：第一，在发射天线大于2时编码速率均小于1，在相同的传输速率下，等效于信道编码速率变高，因此在信道编码速率已经很高的情况下，可能会带来较大性能损失；第二，在发射天线大于2时需要4或8个符号周期才能完成一次编码，由于完成一次编码的周期较长，在编码周期内信道可能发生变化，影响空时编码的正交性，从而造成性能的下降；第三，由于对应不同的发射天线数，其编码矩阵和译码算法都不同，因此实现灵活性较低。

现有技术方案二通过基于多天线的OFDM实现发射分集。使用OFDM在任意多发射天线数时都可以实现编码码率为1的发射分集，其发送分集方法是在不同天线上发送同样的OFDM符号，但是除了第一个发送天线外的其它发送天线的信号在经过快速反傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称“IFFT”)后需要进行一个循环移位，然后加上相同长度的循环前缀(Cyclic-Prefix，简称“CP”)从各自的发送天线上发送出去。其中，CP是为了提供对多径干扰的保护间隔，其长度大于信道的最大多径时延。

这种用于OFDM系统的多天线发射分集方法称为循环延时分集(CyclicShift Diversity，简称“CSD”)，它通过不同天线上的OFDM符号在时域上的循环移位来获得频率分集增益，其具体的发射机结构如图2所示。

熟悉本领域的技术人员理解，OFDM在发送端首先将需要发送的频域信号进行串并转换，然后通过IFFT将频域信号变换到时域信号，再通过并串转换后通过天线发送。根据时频域转换的理论，每个天线上发射的时域信号的循环移位等效于频域上的相位旋转，不同天线的频率响应乘以该旋转相位后再叠加加强了OFDM子信道的频率选择性，通过信道编码就可以获得频率分集增益来改善系统性能。

系统中共有M个发送天线，经过IFFT处理后的OFDM符号分别复制在M个发送天线上，第一个天线不移位(循环移位＝0)，第二个天线至第M个天线上需要对OFDM符号进行循环移位，不同天线上移位的位数是不同的，分别表示为δ_m，m＝1,2,Λ M，其中δ₁＝0。假设IFFT的长度是N，循环移位的位数应满足0≤δ_m≤N-1。经过循环移位后，每个天线上的OFDM符号需要加上循环前缀CP，再从不同的天线上同时发送出去。

因为每个天线上发送的是同一个OFDM符号在时域上不同的循环移位，假设这个OFDM符号在时域上的信号为x(n)，(0≤n≤N-1)，在频域上每个载波对应的信号为X(k)，k＝0,Λ N-1，由于CP长度相同，子载波的正交性不会改变。由FFT的性质可知，在时域上的循环移位等效于在频域上的符号加了一个相位旋转。则经过时域旋转后，频域得到的信号为：

Z(k)＝X(k)e^-j2πkδ/N，k＝0,Λ N-1                       (10)

式(10)中的δ表示的是时域中循环移位的位数。根据上面的移位关系可以得到每个天线在频域上每个子载波上的信号为：

$Z_m\left(k\right)=X\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N},k=0,\mathrm{\ΛN}-1;m=1,\mathrm{\ΛM}---\left(11\right)$

假设接收端的接收天线数为1，则接收端在频域的接收信号为：

$Y\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)Z_m\left(k\right)+N\left(k\right)=X\left(k\right)\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N}+N\left(k\right),k=0,\mathrm{\ΛN}-1---\left(12\right)$

其中Y(k)表示的是在第七个子载波上的接收信号，H_m(k)表示的在第k个子载波上第m个发送天线到接收天线之间频域信道响应。N(k)表示的是加性高斯白噪声。

式(12)的结果可以把前文所述的多天线系统等效为一个单天线系统，即：

Y(k)＝H_e(k)X(k)+N(k)，k＝0，Λ N-1                          (13)

等效的信道为：

$H_e\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\δ}}_m/N}---\left(14\right)$

从最后的等效结果中可以看出不同天线在时域的循环移位，等效于在时域上引入了多径，在频域的表现就是频率选择性增强了，这样利用OFDM调制前的信道编码就可以获得频率分集增益，与单天线系统相比，在同样信道编码和交织下，这种循环移位方法可以获得更多的频率分集增益。

关于CSD的详细说明，可以参照《Multicarrier Delay Diversity Modulation forMIMO systems》(中文可译为《多入多出系统的多载波时延分集调制》)

现有技术方案二单纯使用基于OFDM的CSD实现分集也具有一些无法避免的缺陷：第一，需要通过信道编码才能获得频率分集增益；第二，CSD虽然可以保证编码速率为1，但可以看出，CSD无法获得满分集增益，分集性能不如STBC；第三，不恰当的时延取值会导致某些一定时延的频率点响应为0，产生打孔效应，影响译码器的性能。

现有技术方案三将现有技术方案一和现有技术方案二结合，实现发射分集方案。现有技术方案三称为STBC结合CSD的发射分集方案，可以简称为STTD+CSD，其具体的实现原理如错误！未找到引用源。所示。

当发射天线数大于2时，STTD+CSD首先把所有的发送天线分成两组，每组至少一个天线，每组的天线数没有严格的限制。经过调制后的频域符号S₁，S₂送入STTD编码模块，第一个时刻并行输出的符号S₁，S₂分别映射到第一组和第二组发射天线的第1个子载波上，第二个时刻并行输出的-S₂ ^*，S₁ ^*，也分别映射到第一组和第二组天线的第1个子载波上。依此类推，经过调制后的频域符号S_2N-1，S_2N也送入STTD编码模块，第一个时刻并行输出的符号S_2N-1，S_2N分别映射到第一组和第二组天线的第N个子载波上，第二个时刻并行输出的符号S_2N ^*，-S_2N-1 ^*也分别映射到第一组和第二组天线的第N个子载波上。其中，N为IFFT变换的长度。每个时刻两个IFFT模块对输入的N个数据进行IFFT变换形成时域的OFDM符号，分别送到第一组天线和第二组天线上发射。在每个天线组内，各个天线对要发送的信号进行不同的循环时延，通常第一个天线不进行循环时延即循环时延等于零。

假设第一组的天线数为m₁，每个天线上循环移位的样点数为α_m，m＝1，Λ m₁，第二组的天线数为m₂，每个天线上循环移位的样点数为β_m，m＝1，Λ m₂，假设OFDM的IFFT长度是N，S₁(k)，S₂(k)，k＝0，Λ N-1表示的是OFDM符号S₁，S₂中第k个子载波上的频域信号；且假设接收天线数为1，则接收端在OFDM符号1和OFDM符号2的频域第k个子载波上接收到的信号可表示为：

Y₁(k)＝S(2k-1)H_1e(k)+S(2k)H_2e(k)+N₁(k)，k＝0，Λ N-1           (15)

Y₂(k)＝-[S(2k)]^*H_1e(k)+[S(2k-1)]^*H_2e(k)+N₂(k)，k＝0，Λ N-1    (16)

其中N₁(k)，N₂(k)表示的是加性高斯白噪声。H_1e(k)，H_2e(k)表示的第一组天线和第二组天线在第k个子载波上等效的信道。

$H_{\mathrm{le}}\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{m_1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\α}}_m/N},k=0,\mathrm{\ΛN}-1---\left(17\right)$

$H_{2e}\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{m_2}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}{\mathrm{\β}}_m/N},k=0,\mathrm{\ΛN}-1---\left(18\right)$

其中H_1e(k)中的H_m(k)表示的是在第k个子载波上第一组发射天线中的第m个天线到接收天线之间的频域信道响应，H_2e(k)中的H_m(k)表示的是在第k个子载波上第二组发射天线中的第m个天线到接收天线之间的频域信道响应。

通过这样的结合，当发射天线数大于2时，此方案仍然可保证编码速率为1。并且完成一次编码只需要两个OFDM符号，同时克服了天线数大于2时使用STBC编码时间过长的问题，同时也比现有技术方案二使用纯CSD发射分集的性能更好。

关于现有技术方案三STTD+CSD的详细说明，可以参照《Transmit diversityfor distributed，common and broadcast channels》以及《Proposal for downlink MIMOtransmission schemes in E-UTRA》，中文可分别译为《分布式通用广播信道的发送分集》以及《增强型通用陆地无线接入网中对下行多入多出发送方案的提案》。

但现有技术方案三仍然存在问题，由于现有技术方案三仍然需要两个OFDM符号才能完成一次编码操作，当要求信号必须在一个符号内发送完毕的情况下，这种方案的应用就会受到限制。

现有技术方案四采用空频编码方式实现空频发射分集(Space FrequencyTransmit Diversity，简称“SFTD”)。我们知道，OFDM系统存在多个子载波，在进行资源分配的时候增加了频率这个维度，因此传统的空时编码在OFDM系统中可以在空时频三维完成。当发射天线为2时，STBC可以在两个OFDM符号的一个子载波上完成，即STTD；也可以在一个OFDM符号的两个子载波上完成，此时即为空频发射分集(Space Frequency Transmit Diversity，简称“SFTD”)。STTD和SFTD的数据在时间和频率二维的映射示意图分别如图4和图5所示。可以看出，当采用STTD时，经过STBC编码后的码字需要占用两个OFDM符号的一个子载波来发送。当采用SFTD时，经过STBC编码后的码字需要占用一个OFDM符号的两个子载波来发送。现有技术方案四即采用SFTD的方式实现发射分集，可以在一个OFDM符号内完成一次编码操作。

现有技术方案四虽然可以在一个OFDM符号内完成一次编码，但在天线数大于2时，无法使用CSD实现频率分集增益。

以图6所示简单将SFTD和CSD结合时数据在时间和频率二维的映射示意图为例，假设共有四个发射天线，子载波k和子载波k+1为一对做SFTD。其中，天线1和天线2为第一组天线，天线1上的循环时延为0，天线2上的循环时延为τ₁；天线3和天线4为第二组天线，天线3上的循环时延为0，天线4上的循环时延为τ₂。在只有一个接收天线的条件下，接收端在频域子载波k和k+1上接收到的信号可以分别表示为式(19)和(20)。

$Y\left(k\right)=(H_1\left(k\right)+H_2\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{\mathrm{\τ}}_1}{N}})S_1+(H_3\left(k\right)+H_4\left(k\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{\mathrm{\τ}}_2}{N}})S_2+N_1\left(k\right)---\left(19\right)$

$=H_{1e}\left(k\right)S_1+H_{2e}\left(k\right)S_2+N_1\left(k\right)$

$Y(k+1)=(H_1(k+1)+H_2(k+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}(k+1){\mathrm{\τ}}_1}{N}})(-S_2^{*})+(H_3(k+1)+H_4(k+1)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}(k+1){\mathrm{\τ}}_2}{N}})S_1^{*}+N_2\left(k\right)$

$=H_{1e}^{\′}\left(k\right)(-S_2^{*})+H_{2e}^{\′}\left(k\right)S_1^{*}+N_2\left(k\right)---\left(20\right)$

若按照式(5)和式(6)的方式进行译码且获得2阶分集增益，则要满足式(21)，即：

H_1e(k)＝H_1e′(k)，H_2e(k)＝H_2e′(k)                    (21)

由于子载波k和k+1的间隔一般小于信道的相关带宽，可以认为H₁(k)＝H₁(k+1)，H₂(k)＝H₂(k+1)，H₃(k)＝H₃(k+1)，H₄(k)＝H₄(k+1)，若要使式(21)成立，则要求 $e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{\mathrm{\τ}}_1}{N}}=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}(k+1){\mathrm{\τ}}_1}{N}}$ 且 $e^{-j\frac{2\mathrm{\πk}{\mathrm{\τ}}_2}{N}}=e^{-j\frac{2\mathrm{\π}(k+1){\mathrm{\τ}}_2}{N}},$ 此时，只有当τ₁＝τ₂＝0时才能满足，这相当于没有做CSD，因此无法使用CSD实现频率分集增益。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种基于空频编码的多天线发射分集方法及其系统，使得在发射天线数大于2时，可以在一个OFDM符号周期内完成一次编码，同时可以获得类似STTD+CSD的频率分集增益。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于空频编码的多天线发射分集方法，包含以下步骤：

A对输入数据进行空频编码分别输出至少两路通过不同天线组发射的编码数据；

B为各所述编码数据分别附加相位偏移，该相位偏移满足以下条件：同一发射天线上的用于空频编码的子载波集内相同，子载波集之间不同，且同一天线组内不同发射天线发送的相同子载波之间不同；

C将附加了所述相位偏移的各所述编码数据调制到相应子载波上；

D通过发射天线发送正交频分复用调制后的各所述编码数据。

其中，所述步骤A使用二阶或更高阶、正交或非正交编码矩阵进行空频编码。

此外在所述方法中，所述步骤B中附加的所述相位偏移是时变的。

本发明还提供了一种基于空频编码的多天线发射分集系统，包含：空频编码模块、至少两个复制模块和天线组，每个天线组还分别包含至少一个相位偏移模块、正交频分复用子载波调制模块和发射天线；

所述空频编码模块用于对输入数据进行空频编码并分别输出至少两路通过不同天线组发射的编码数据到所述复制模块；

所述复制模块用于复制输入的所述编码数据并传送给对应天线组内的各相位偏移模块；

所述相位偏移模块用于为接收到的所述编码数据附加相位偏移，该相位偏移满足以下条件：同一发射天线上的用于空频编码的子载集内相同，子载波集之间不同，且同一天线组内不同发射天线发送的相同子载波之间不同；

所述正交频分复用子载波调制模块用于将附加了相位偏移的所述编码数据调制到正交频分复用符号的子载波上，并通过所述发射天线发送。

其中，所述空频编码模块使用二阶或更高阶、正交或非正交编码矩阵进行空频编码。

此外在所述系统中，各所述天线组内有且只有一个相位偏移模块使用的相位偏移为零。

此外在所述系统中，所述相位偏移模块附加的相位偏移为时变的。

此外在所述系统中，每个所述天线组内分别包含至少一个发射天线。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的主要区别在于，在使用SFTD空频编码获得空间分集增益的同时，还在频域引入相位偏移以通过频域数据的信道编码获得额外的类似CSD的频率分集增益，该相位偏移满足：同一天线上的用于SFTD的子载波集内承载的频域数据具有相同的相位偏移，子载波集之间承载的频域数据具有不同的相位偏移，且同一天线组内不同天线上频率相同的子载波承载的频域数据具有不同相位偏移。

这种技术方案上的区别，带来了较为明显的有益效果，即首先，本发明方案能够在一个OFDM符号周期内完成一次编码，可以满足一些特殊应用场合对于编码时长的需求，拓展了本方案实现发射分集的应用场景。

第二，本发明方案还能通过相位偏移实现类似CSD的频率分集增益，将显著提高接收性能，对于增加传输带宽，改善传输质量很有益处。

第三，本发明方案实现简单，类似于STTD+CSD方案，接收端处理方便且处理方式通用，大大方便了方案的实现。

附图说明

图1是采用Alamouti发射分集时发射机系统组成；

图2是使用CSD实现发射分集的发射机系统组成；

图3是STTD+CSD实现发射分集的发射机系统组成；

图4是STTD的数据在时间和频率二维的映射示意图；

图5是SFTD的数据在时间和频率二维的映射示意图；

图6是简单将SFTD和CSD结合时数据在时间和频率二维的映射示意图；

图7是本发明方案实现的数据在时间和频率二维的映射的示意图；

图8是根据本发明第一较佳实施方式的基于空频编码的多天线发射分集的系统组成；

图9是根据本发明第一较佳实施方式的基于空频编码的多天线发射分集的流程。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

考虑到直接将SFTD和CSD相结合存在问题的原因在于，若要获得满足式(21)，则要求相同天线上发送的用于SFTD的频域子载波具有相同的相位偏移，但直接使用CSD无法使相同天线上发送的用于SFTD的频域子载波具有相同的相位偏移，同时，考虑到使用CSD获得分集增益的本质在于，在不同天线发送的相同的频域数据上引入不同的相位偏移，因此本发明方案在使用空频编码的同时，通过直接在频域引入相位偏移实现类似CSD的分集增益，该相位偏移满足：同一天线上的用于SFTD的子载波对承载的频域数据具有相同的相位偏移，子载波对之间承载的频域数据具有不同的相位偏移，且同一天线组内不同天线上频率相同的子载波承载的频域数据具有不同相位偏移。熟悉本领域的技术人员理解，这样既可以满足式(21)，也可以获得类似于使用CSD时获得分集增益。

本发明方案实现的数据在时间和频率二维的映射的示意图如图7所示。其中，子载波k和子载波k+1为一个SFTD的子载波对，天线1和天线2为第一组天线，天线1上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₁，天线2上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₂；天线3和天线4为第二组天线，天线3上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₃，天线4上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₄。其中，θ₁≠θ₂，θ₃≠θ₄。

在只有一个接收天线的条件下，接收端在频域子载波k和k+1上接收到的信号可以分别表示为式(22)和(23)。

$Y\left(k\right)=(H_1\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_1}+H_2\left(k\right)e^{-j{\mathrm{\θ}}_2})S_1+(H_3\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_3}+H_4\left(k\right)e^{j{\mathrm{\θ}}_4})S_2+N_1\left(k\right)---\left(22\right)$

$=H_{\mathrm{le}}\left(k\right)S_1+H_{2e}\left(k\right)S_2+N_1\left(k\right)$

$Y(k+1)=(H_1(k+1)e^{j{\mathrm{\θ}}_1}+H_2(k+1)e^{-j{\mathrm{\θ}}_2})(-S_2^{*})+\left(H_3(k+1)e^{j{\mathrm{\θ}}_3}{H}_4(k+1)e^{j{\mathrm{\θ}}_4}\right)S_1^{*}+N_2\left(k\right)$

$=H_{1e}^{\′}\left(k\right)(-S_2^{*})+H_{2e}^{\′}\left(k\right)S_1^{*}+N_2\left(k\right)---\left(23\right)$

熟悉本领域的技术人员理解，此时按照式(5)和式(6)的方式进行译码则可以满足式(21)，从而获得2阶分集增益，同时，由于θ₁≠θ₂，θ₃≠θ₄，因此也可以获得类似CSD的分集增益。

为了更好地说明本发明方案，下面结合本发明较佳实施例来说明。

根据本发明第一较佳实施例的基于空频编码的多天线发射分集的系统组成如图8所示。

基于空频编码的多天线发射分集的系统包含：空频编码模块10、两个复制模块20(分别为20-1和20-2)、至少三个相位偏移模块30、至少三个OFDM子载波调制模块40和至少三个发射天线50。其中，空频编码模块分别输出第一天线组频域数据和第二天线组频域数据到复制模块20-1和复制模块20-2，复制模块20和相位偏移模块30连接，相位偏移模块30、OFDM子载波调制模块40和发射天线50一一对应且依次连接。

之所以需要至少三个发射天线50，是为了保证天线分组后有每个天线组都有至少一个发射天线50且至少有一个天线组有至少两个发射天线50，发射天线50的个数只是为了保证天线组的实现，并不影响本发明实质，为了简化说明，在下文关于本发明第一较佳实施例的说明中，假定每个天线组都包含两个发射天线50。在本发明第一较佳实施例中，天线的分组如图8所示，同一虚线框内发射天线属于同一个天线组。

空频编码模块10用于对输入数据进行空频编码。为了保证一个OFDM符号周期内完成依次空频编码过程，空频编码模块10使用式(1)所示的2阶正交编码矩阵。可以理解，只要是只在空间和频率二维进行编码就可以保证在一个OFDM符号周期内完成。使用2阶正交编码是为了保证编码速率为1和解码方法简单。其他大于二阶或非正交的编码在理论上也可以使用，没有限制。

假设输入数据为S₁、S₂，则经过空频编码模块10后，输出两路编码数据，分别是S₁、-S₂ ^*和S₂、S₁ ^*。

复制模块20用于根据输入编码数据为每个与其连接的相位偏移模块30分别复制一路编码数据。其中，该模块只是为了说明方便而添加的逻辑上的模块，在实际实现时可以为一段可以公用的存储单元。

相位偏移模块30用于为输入的频域编码数据附加上与其所在天线组内其它相位偏移模块30的相位偏移均不相同的相位偏移。可以理解，相位偏移模块30使得同一发射天线50发送的SFTD的子载波对上承载的频域编码数据具有相同的相位偏移，并且使得同一天线组内相同频率的子载波具有不同的相位偏移。例如，在本发明第一较佳实施例中，子载波k和子载波k+1为一个SFTD的子载波对，发射天线50-1和发射天线50-2为第一组天线，发射天线50-1上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₁，发射天线50-2上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₂；发射天线50-3和发射天线50-4为第二组天线，发射天线50-3上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₃，发射天线50-4上子载波k和子载波k+1的相位偏移为θ₄，其中，θ₁≠θ₂，θ₃≠θ₄。

OFDM子载波调制模块40将相位偏移模块30输出的附加了相位偏移的编码数据调制到OFDM的子载波上。熟悉本领域的技术人员理解，该模块可以通过IFFT实现。

发射天线50用于通过射频信号发送OFDM子载波调制模块40的输出。

在本发明第二较佳实施例中，为了简化实现，可以将同一天线组内的其中一个发射天线50上频域编码数据的相位偏移设置为0，对应本发明第一较佳实施例中，即满足θ₁＝0，θ₃＝0；同时，可以将不同天线组内的相位偏移序列设为相同的相位序列，以实现相位偏移模块30的复用，对应本发明第一较佳实施例中，即满足θ₂＝θ₄。

在本发明第三较佳实施例中，可以通过时变的相位序列以更好地适应信道变化，对应本发明第一较佳实施例中，即使得θ₁、θ₂、θ₃和θ₄实时变化。

根据本发明第一较佳实施例的基于空频编码的多天线发射分集的方法的流程如图9所示。

首先进入步骤910，对输入数据进行空频编码。为了保证一个OFDM符号周期内完成依次空频编码过程，空频编码模块10使用式(1)所示的2阶正交编码矩阵。假设输入数据为S₁、S₂，则经过空频编码模块10后，输出两路编码数据，分别是S₁、-S₂ ^*和S₂、S₁ ^*。

接着进入步骤920，对频域的编码数据附加相位偏移。其中，相位偏移满足：同一天线上的用于SFTD的子载波对具有相同的相位偏移，不同子载波对之间具有不同的相位偏移，且同一天线组内不同天线上频率相同的子载波具有不同相位偏移。

接着进入步骤930，将附加了相位偏移的编码数据调制到OFDM子载波上。在本发明第一较佳实施例中，可以通过IFFT实现OFDM子载波调制。

接着进入步骤940，通过天线发送子载波映射后的数据。

在本发明第二较佳实施例中，为了简化实现，可以将同一天线组内的其中一个发射天线上编码数据的相位偏移设置为0；同时，可以将不同天线组内的相位偏移设为相同。

在本发明第三较佳实施例中，还可以通过使用时变的相位偏移以更好地适应信道变化。

虽然通过参照本发明的某些优选实施方式，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种改变，而不偏离本发明的精神和范围。

Claims (8)

1.一种基于空频编码的多天线发射分集方法，其特征在于，包含以下步骤：

A对输入数据进行空频编码分别输出至少两路通过不同天线组发射的编码数据；

B为各所述编码数据分别附加相位偏移，该相位偏移满足以下条件：同一发射天线上的用于空频编码的子载波集内相同，子载波集之间不同，且同一天线组内不同发射天线发送的相同子载波之间不同；

C将附加了所述相位偏移的各所述编码数据调制到相应子载波上；

D通过发射天线发送正交频分复用调制后的各所述编码数据。

2.根据权利要求1所述的基于空频编码的多天线发射分集方法，其特征在于，所述步骤A使用二阶或更高阶、正交或非正交编码矩阵进行空频编码。

3.根据权利要求1所述的基于空频编码的多天线发射分集方法，其特征在于，所述步骤B中附加的所述相位偏移是时变的。

4.一种基于空频编码的多天线发射分集系统，其特征在于，包含：空频编码模块、至少两个复制模块和天线组，每个天线组还分别包含至少一个相位偏移模块、正交频分复用子载波调制模块和发射天线；

所述空频编码模块用于对输入数据进行空频编码并分别输出至少两路通过不同天线组发射的编码数据到所述复制模块；

所述复制模块用于复制输入的所述编码数据并传送给对应天线组内的各相位偏移模块；

所述相位偏移模块用于为接收到的所述编码数据附加相位偏移，该相位偏移满足以下条件：同一发射天线上的用于空频编码的子载集内相同，子载波集之间不同，且同一天线组内不同发射天线发送的相同子载波之间不同；

所述正交频分复用子载波调制模块用于将附加了相位偏移的所述编码数据调制到正交频分复用符号的子载波上，并通过所述发射天线发送。

5.根据权利要求4所述的基于空频编码的多天线发射分集系统，其特征在于，所述空频编码模块使用二阶或更高阶、正交或非正交编码矩阵进行空频编码。

6.根据权利要求4所述的基于空频编码的多天线发射分集系统，其特征在于，各所述天线组内有且只有一个相位偏移模块使用的相位偏移为零。

7.根据权利要求4所述的基于空频编码的多天线发射分集系统，其特征在于，所述相位偏移模块附加的相位偏移为时变的。

8.根据权利要求4所述的基于空频编码的多天线发射分集系统，其特征在于，每个所述天线组内分别包含至少一个发射天线。

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