CN100576132C - 一种采用工艺偏差补偿结构的电压基准源 - Google Patents

Abstract

一种采用工艺偏差补偿结构的电压基准源，采用工艺偏差补偿电阻，连接在晶体管基极，使得晶体管基极-发射极电压与工艺偏差补偿电阻Rb₁上电压之和不受工艺偏差的影响，从而得到初始精度高、无需修正的高精度电压基准源。

Description

一种采用工艺偏差补偿结构的电压基准源

技术领域

本发明涉及一种广泛应用于电源芯片中的电压基准源，具体涉及一种混合信号芯片中采用工艺偏差补偿结构的电压基准源。

背景技术

高精度、低成本的电压基准源模块是模拟电路和数模混合电路中的重要部分。目前，高精度电压基准源主要采用双极型工艺和BiCMOS工艺制造，并且在芯片完成后还需要采用专门的修正技术来确保其精度。但是这些工艺技术复杂、制造成本高、与主流CMOS工艺不兼容，对芯片的逐个修正会大大降低生产效率。

现行CMOS集成电路占有市场约90％，产品高度集成化、数字和模拟电路混合集成成为当前的发展趋势，因此基于CMOS工艺的高精度电压基准源模块具有广阔的应用前景。但是CMOS工艺不可避免的工艺偏差会对电压基准源产品初始精度有较大的影响。初始精度指批量产品性能的一致性程度和容差。

文献K.N.Leung and K.T.Mok，“A 2-V 23-uA 5.3-ppm/℃Curvature-Compensated CMOS Bandgap Voltage Reference，”IEEE J·Solid-State Circuits，vol.38，no.3，pp.561-564，Mar.2003.中采用电阻修正技术得到样品的基准电压初始精度为1.14205V±2.85mV。市场上主流产品如：美国MAXIM公司产品LM4051系列产品采用激光修正电阻来确保其初始精度，具体参数如下表：

上海贝岭公司采用双极型工艺生产的BL431系列产品具体参数如下表：

在基于标准CMOS工艺，不采用修正技术的情况下，如文献：徐勇，王志功，关宇，乔庐峰，赵斐一种高精度带隙电压基准源改进设计.半导体学报，2006，27(12)：2209.中的流片样品测试结果：150片样品测试的初始精度值，输出电压基本落在1.23±0.02V的范围内。由此可以看到集成电路制造工艺的偏差对电压基准电路的影响非常明显。

采用双极型工艺和BiCMOS工艺并且在芯片制造完成后采用修正技术的高精度电压基准源，工艺复杂、制造成本高、与主流CMOS工艺不兼容，同时芯片制造完成后再次逐个对芯片进行修正会大大降低生产效率。而基于CMOS工艺的电压基准源受到集成电路制造工艺偏差的制约，影响了精度的提高。

集成电路制造工艺偏差对于传统电压基准的影响

传统电压基准结构，其输出基准电压表达式为：

V_ref＝V_BE1+(1+R₂/R₁)·V_TlnN

其中V_BE1为晶体管Q1的基极-发射极电压，R₁为晶体管基极-发射极压差电阻，R₂为比例电阻，V_T＝kT/q，k为波尔兹曼常数，T为绝对温度，q为电荷量常数，N为晶体管Q1与晶体管Q2发射极面积之比。

其误差的主要来源为：

1)由电阻绝对阻值的误差引起：

V_BE1电压可表示为：

$V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \frac{V_T\ln N}{R_1{I}_S}$

其中R₁为晶体管基极-发射极压差电阻，Is为晶体管饱和电流系数电阻R₁的误差ΔR₁使得V_BE1电压变为：

$V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \frac{V_T\ln N}{(R_1+\mathrm{\Δ}{R}_1)I_S}=V_T\ln \frac{V_T\ln N}{R_1{I}_S}+V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{R}_1/R_1}$

其误差项为：

${\mathrm{\ϵ}}_1=V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{R}_1/R_1}$

2)pnp晶体管特性的偏差

晶体管特性主要受工艺参数晶体管饱和电流系数Is和晶体管电流放大倍数β的影响。

工艺参数Is的偏差ΔIs使得V_BE1电压变为：

$V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \frac{V_T\ln N}{R_1(I_S+\mathrm{\Δ}{I}_S)}=V_T\ln \frac{V_T\ln N}{R_1{I}_S}+V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{I}_S/I_S}$

其误差项为：

${\mathrm{\ϵ}}_2=V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{I}_S/I_S}$

工艺参数β的偏差Δβ使得V_BE1电压变为：

$V_{\mathrm{BE}1}=V_T\ln \left(\frac{V_T\ln N}{R_1{I}_S}\frac{\mathrm{\β}+\mathrm{\Δ\β}}{\mathrm{\β}+\mathrm{\Δ\β}+1}\right)=V_T\ln \left(\frac{V_T\ln N}{R_1{I}_S}\frac{\mathrm{\β}}{\mathrm{\β}+1}\right)+V_T\ln \frac{1+\mathrm{\Δ\β}/\mathrm{\β}}{1+\mathrm{\Δ\β}/(\mathrm{\β}+1)}$

其误差项为：

${\mathrm{\ϵ}}_3=V_T\ln \frac{1+\mathrm{\Δ\β}/\mathrm{\β}}{1+\mathrm{\Δ\β}/(\mathrm{\β}+1)}$

综上所述，考虑所有由工艺偏差引起的基准电压总误差为：

${\mathrm{\ϵ}}_{\mathrm{tot}}=V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{R}_1/R_1}+V_T\ln \frac{1}{1+\mathrm{\Δ}{I}_S/I_S}+V_T\ln \frac{1+\mathrm{\Δ\β}/\mathrm{\β}}{1+\mathrm{\Δ\β}/(\mathrm{\β}+1)}$

发明内容

本发明的目的在于提供一种芯片完成后不需要修正，提高初始精度、降低产品成本、提高生产效率的采用工艺偏差补偿结构的电压基准源。

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是：包括MOS管M1、M2，MOS管M1的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到电压基准源的输出端节点Vref上，MOS管M2的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到节点D，比例电阻R_2a连接在节点B与节点Vref之间，匹配电阻R_2b连接在节点A与节点D之间，误差放大器amp的正输入端连接到节点B，负输入端连接到节点A，输出端连接到节点C，晶体管基极-发射极压差电阻R₁连接在节点B与节点E之间，晶体管Q1的发射极连接到节点E，基极连接到节点G，集电极连接到节点GND；晶体管Q2的发射极连接到节点A，基极连接到节点F，集电极连接到节点GND，其特征在于：第一工艺偏差补偿电阻R_b1连接在节点G与节点GND之间，第二工艺偏差补偿电阻R_b2连接在节点F与节点GND之间。

本发明的第一工艺偏差补偿电阻R_b1的电阻值等于第二工艺偏差补偿电阻R_b2的电阻值。

本发明在考虑到工艺偏差对电压基准源的影响，采用工艺偏差补偿电阻，连接在晶体管基极，使得晶体管基极-发射极电压与工艺偏差补偿电阻Rb₁上电压之和不受工艺偏差的影响，从而得到初始精度高、无需修正的高精度电压基准源。

附图说明

图1是本发明工艺偏差补偿电压基准模块的电路原理图；

图2是图1中的晶体管Q1、Q2和电阻R_b1、R_b2的剖面结构图；

图3是本发明基准电压与设计参数电阻比R_b1/R₁的曲线，其中横坐标为电阻R_b1/R₁比值，纵坐标为电压；

图4是本发明在不同工艺角下基准电压与电阻比R_b1/R₁的关系曲线，其中横坐标为电阻R_b1/R₁比值，纵坐标为电压；

图5是本发明中基准电压温度特性模拟结果图，其中横坐标为温度，纵坐标为电压。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

参见图1，本发明包括MOS管M1、M2，MOS管M1的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到节点Vref，MOS管M2的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到节点D，比例电阻R_2a连接在节点B与节点Vref之间，匹配电阻R_2b连接在节点A与节点D之间，误差放大器amp的正输入端连接到节点B，负输入端连接到节点A，输出端连接到节点C，晶体管基极-发射极压差电阻R₁连接在节点B与节点E之间，晶体管Q1的发射极连接到节点E，基极连接到节点G，集电极连接到节点GND；晶体管Q2的发射极连接到节点A，基极连接到节点F，集电极连接到节点GND，其特征在于：第一工艺偏差补偿电阻R_b1连接在节点G与节点GND之间，第二工艺偏差补偿电阻R_b2连接在节点F与节点GND之间，第一工艺偏差补偿电阻R_b1的电阻值等于第二工艺偏差补偿电阻R_b2的电阻值。

该结构能有效补偿工艺偏差对于基准电压的影响。如图2所示，第一工艺偏差补偿电阻R_b1，第二工艺偏差补偿电阻R_b2，晶体管基极-发射极压差电阻R₁，比例电阻R_2a和匹配电阻R_2b均采用n-well作为电阻，同时pnp晶体管Q1和pnp晶体管Q2的基区也是n-well，这保证了工艺偏差补偿电阻和pnp晶体管具有相同的工艺角。

采用工艺偏差补偿结构的基准电压表达式：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{V_T\ln N}{\mathrm{\β}+1}\frac{R_{b1}}{R_1}+V_{\mathrm{BE}1}+(1+R_2/R_1)\·V_T\ln N$

其中R₂为电阻R_2a的电阻值

考虑工艺偏差，得到各个工艺角下的基准电压

1)快工艺角(Fast Corner)下基准电压为：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{V_T\ln N}{\mathrm{\β}+\mathrm{\Δ\β}+1}\frac{R_{b1}}{R_1}+V_{\mathrm{BE}1,\mathrm{fast}}+(1+R_2/R_1)\·V_T\ln N$

其中V_BE1，fast为快工艺角下晶体管Q1的基极-发射极电压

2)典型工艺角(Typical Corner)下基准电压为：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{V_T\ln N}{\mathrm{\β}+1}\frac{R_{b1}}{R_1}+V_{\mathrm{BE}1,\mathrm{typical}}+(1+R_2/R_1)\·V_T\ln N$

其中V_{BE1，typical}为典型工艺角下晶体管Q1的基极-发射极电压

3)慢工艺角(Slow Corner)下基准电压为：

$V_{\mathrm{ref}}=\frac{V_T\ln N}{\mathrm{\β}-\mathrm{\Δ\β}+1}\frac{R_{b1}}{R_1}+V_{\mathrm{BE}1,\mathrm{slow}}+(1+R_2/R_1)\·V_T\ln N$

其中V_BEl，slow为慢工艺角下晶体管Q1的基极-发射极电压

根据在以上三个工艺角下的基准电压数学表达式，作出基准电压与设计参数电阻比R_b1/R₁的曲线；根据该曲线优化设计，参见图3，在B点处得到最优值，使工艺偏差对于基准电压的影响最小，最优电阻比R_b1/R₁为：

$\frac{R_{b1}}{R_1}=\frac{V_{\mathrm{BR}1,\mathrm{fast}}-V_{\mathrm{BE}1,\mathrm{slow}}}{V_T\ln N}\frac{{(1+\mathrm{\β})}^2-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\β}}^2}{2\mathrm{\Δ\β}}$

本发明采用中芯国际0.18um CMOS工艺库，对采用工艺偏差补偿结构的电压基准源进行设计与仿真，得到结果如下：图4在室温25℃下，设计参数电阻比R_b1/R₁取优选值15(B点)，在所有工艺角下其初始精度为：1.526V到1.533V，波动范围7mV。图5为电压基准源在整个温度范围内工作的电压-温度曲线，电压范围1.526V-1.535V，波动范围9mV。

为了验证传统电压基准源受工艺偏差的影响程度，我们对其也进行了设计与仿真，所有工艺角下其输出电压约为1.24±0.02V，波动范围40mV，这与文献：徐勇，王志功，关宇，乔庐峰，赵斐一种高精度带隙电压基准源改进设计.半导体学报，2006，27(12)：2209.的结论相符。

通过本发明达到的效果与现有电路性能的比较，显示本发明能在不采用特殊工艺和各种修正技术的前提下能够大幅度提高电压基准源的初始精度和产品性能的一致性。

Claims (2)

1、一种采用工艺偏差补偿结构的电压基准源，包括MOS管M1、M2，MOS管M1的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到电压基准源的输出端节点Vref上，MOS管M2的源极连接到节点VDD，栅极连接到节点C，漏极连接到节点D，比例电阻R_2a连接在节点B与节点Vref之间，匹配电阻R_2b连接在节点A与节点D之间，误差放大器amp的正输入端连接到节点B，负输入端连接到节点A，输出端连接到节点C，晶体管基极-发射极压差电阻R₁连接在节点B与节点E之间，晶体管Q1的发射极连接到节点E，基极连接到节点G，集电极连接到节点GND；晶体管Q2的发射极连接到节点A，基极连接到节点F，集电极连接到节点GND，其特征在于：第一工艺偏差补偿电阻R_b1连接在节点G与节点GND之间，第二工艺偏差补偿电阻R_b2连接在节点F与节点GND之间。

2、根据权利要求1所述的采用工艺偏差补偿结构的电压基准源，其特征在于：所说的第一工艺偏差补偿电阻R_b1的电阻值等于第二工艺偏差补偿电阻R_b2的电阻值。

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