CN100525076C - 放大器系统和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种放大器系统，其包括放大器、可连接到放大器的比较器、开关级和减法器，该比较器用于将传入信号与多个参考电势相比较。开关级受控于比较器的输出端，并且被设置用于选择将被提供到负载(例如扩音器系统)的一端的电压电平。减法器被包括以从传入信号中减去将被提供到负载的被选电压电平的一部分。放大器接收减法器的输出信号，放大该信号，并将其提供到负载的第二端。本发明还公开了用于放大信号的方法。

Description

放大器系统和方法

技术领域

本发明一般地涉及例如用于音频放大器电路的用于放大信号的放大器系统和方法。

背景技术

对于产品开发而言，环境因素正在成为越来越重要的设计参数。对于放大器设计，大量研究已经针对高效率放大器，这种放大器具有更少的能量损失，并且存在能够以比传统的B类放大器更高的效率执行的各种拓扑。这种放大器的示例是D类、G类和H类放大器。与传统的B类放大器相比，这样的放大器需要的散热器较小，从而使产品更轻且更小巧。

对于具有固定的主电源的B类放大器，当它被正弦波驱动至饱和时，理论上的最大效率为78.5％，而在实际应用中的效率不超过70％。

传统的D类放大器的基本原理在于，将输入信号转换成脉宽调制(PWM)信号，并且在将信号传递到负载之前，通过低通滤波器来恢复模拟输出信号。利用传统的D类放大器，可实现的理论效率为100％，并且在实践中，已使用D类数字放大器实现的效率高于90％。D类放大器的缺点在于由PWM信号的高电平切换(high level switching)所引起的EMI问题。此外，对输出低通滤波器的典型需求增加了实现D类放大器所需的成本。同时，该输出低通滤波器还会影响放大器的输出特性，这是因为在其设计期间，必须假定例如6ohm的固定负载阻抗。但是，典型的扩音器负载不是这种情况。在典型的扩音器系统中，当被连接到用于扩音器的范围可以是从2ohm到几十ohm的负载时，输出特性将偏离目标设计。

传统的G类放大器一般通过如下方式来实现比B类放大器更高的效率：G类放大器在不同的固定电平上切换电源电平以使电源更靠近输出信号。理论上，通过无限地增大固定电源电平的数量，可以实现100％的效率。但是，由于需要使用若干设备以在不同的电源电压之间进行切换，因此这在实践中将造成损耗。

传统的H类放大器使用输入信号来控制电源，并且利用脉宽调制(PWM)来改变电源，以在输出信号上形成包络。虽然在这种放大器中可以实现非常高的效率(例如在理论上最高可达100％)，但是传统H类放大器的瞬态响应可能很差，并且由于电源的缓慢响应会极大地限制带宽。此外，EMI问题在这种放大器中将是主要关注的问题。

发明内容

概括而言，本发明提供了一种放大器系统和方法，其中通过将多个固定电平上的电压提供到负载的一端，获得通过从输入信号中减去被提供到负载的电压的一部分而导出的差信号，以及将该差信号通过放大器提供到负载的另一端，来降低放大器中的电压信号电平。这导致重建负载两端的信号。在负载两端可获得的电压摆动大于可仅仅从放大器获得的输出电压摆动，因此放大器系统的效率和系统的功率处理能力得到改善。

根据本发明的第一方面，提供了一种放大器系统，其包括：

放大器；

可连接到所述放大器的比较器，用于将传入信号与多个参考电势相比较，所述比较器具有输出；

可受控于所述比较器的所述输出的开关级，用于选择将被提供到负载的一端的电压电平；

减法器，用于从所述传入信号中减去将被提供到所述负载的所述被选电压电平的一部分以提供所述减法器的输出信号；

所述放大器被设置用于接收所述减法器的所述输出信号，并且用于放大将提供到所述负载的第二端的所述输出信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种包括以上定义的放大器系统的音频系统。

根据本发明的第三方面，提供了一种用于在放大器系统中放大信号的方法，其包括：

在比较器中将传入信号与多个参考电势相比较，所述比较器具有输出；

在开关级中选择将被提供到负载的一端的电压电平，所述开关级可受控于所述比较器的所述输出；

从所述传入信号中减去将被提供到所述负载的所述被选电压电平的一部分，以提供减法器的输出信号；

在放大器中接收所述减法器的所述输出信号；

放大所述减法器的所述输出信号；以及

将所述经放大的信号提供到所述负载的第二端。

附图说明

现在将参考附图(仅仅出于举例说明的缘故)来描述本发明的优选特征，在附图中：

图1是传统的B类放大器的示意电路图；

图2是根据本发明一个优选实施例的放大器的示意电路图；

图3是具有正弦波形式的输入信号的波形图；

图4是对于图3所示类型的正弦波输入信号，在图2的电路中节点1处的信号的波形图；

图5是对于图3所示类型的正弦波输入信号，在图2的电路中节点3处的信号的波形图；

图6是与传统B类放大器相对照的，图2的放大器的效率相对于归一化功率的图；

图7是与传统B类放大器相对照的，图2的放大器的功率损耗相对于归一化输出功率的图；

图8是根据本发明另一优选实施例的放大器的示意电路图；

图9是对于正弦波输入信号，图8的电路中节点1处信号的波形图；

图10是对于正弦波输入信号，图8的电路中节点3处信号的波形图；

图11是与传统B类放大器相对照的，图8的放大器的效率相对于归一化功率的图；

图12是与传统B类放大器相对照的，图8的放大器的功率损耗相对于归一化输出功率的图；

图13是与传统B类放大器相对照的，图2和图8的放大器的效率相对于归一化功率的图；以及

图14是与传统B类放大器相对照的，图2和图8的放大器的功率损耗相对于归一化输出功率的图。

具体实施方式

图1示出了传统的B类放大器的电路图。输入信号10被施加到地和放大器12的正输入端子之间，所述放大器12具有增益Gv。通过以分压器对来自放大器12的输出信号分压，从而向放大器12提供负反馈，其中所述分压器包括从放大器12的输出端到地串联连接的两个电阻器14、15。两个电阻器14、15之间的连接点16被连接到放大器12的负端子，这两个电阻器14、15限定了放大器12的增益。放大器12由双路电源供电，该双路电源具有分别固定在Vcc和-Vcc上的电源电压。因此，来自放大器12的输出信号将在-Vcc到+Vcc的范围内变化。

假设不存在限幅，如果输入信号10的峰值幅度为V_ref，给定相应的峰值输出V_cc，那么放大器12的增益可以被表示为 $G_v=\frac{V_{\mathrm{cc}}}{V_{\mathrm{ref}}}.$ 基于幅度为V₀的正弦输入，这种放大器12的理论效率可以被表示为

并且功率损耗为 $\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{\mathrm{\πR}}-\frac{V_0^2}{2R},$ 其中R是电阻负载。

根据本发明第一优选实施例的放大器电路18如图2所示。在该实施例中，放大器电路18包括输入信号19、比较器20、控制电路21、多路开关22和差分放大器23。输入信号19经由电阻器R7被提供到差分放大器23的负输入端。电阻器R8被连接在节点3处差分放大器23的输出端和差分放大器23的负输入端之间。输入信号19还被提供到比较器20的输入端。比较器20的多个输出端子被连接到多路开关22，并且该多路开关的输出端在节点1处被连接到扩音器24的正端子，并且还被连接到一个分压器，该分压器包括串联连接在节点1和地之间的两个电阻器R9和R10。电阻器R9和R10之间的连接点(节点2)被连接到差分放大器23的正输入端。

比较器20将输入信号19与参考电压-2/3V_ref、-1/3V_ref、+1/3V_ref和+2/3V_ref相比较，其中这些参考电压由比较器20内的电阻器R1、R2、R3、R4、R5和R6来固定。优选地，

R1＝R2＝R3＝R4＝R5＝R6

V_cc1＝V_cc/3

V_cc2＝2×V_cc1

R8/R7＝Gv

R10/(R9+R10)＝1/Gv

而且，|V_ref|对应于输入信号19的峰值幅度。

当输入信号19的幅度低于|V_ref/3|时，地电势被施加到在负载24的正端子处的节点1。当输入信号19的幅度超过参考电压时，相应信号被发送到控制电路21，以指示输入信号19的电平。然后经由多路开关22，控制电路21分别将适当的DC电压(在-V_cc2、-V_cc1、V_cc1或V_cc2)切换到负载24的正端子，其中 $\left|V_{\mathrm{cc}1}\right|=\left|\frac{V_{\mathrm{cc}}}{3}\right|,$ $\left|V_{\mathrm{cc}2}\right|=\left|\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}}{3}\right|,$ 并且V_cc代表峰值输出电压，该V_cc也是传递与图2所示本发明的实施例相同的输出功率的传统B类放大器的电源电压。

图3示出了包含正弦波形的输入波形19，该波形的峰值幅度等于出现在比较器20中的最大电压。

当图3中的波形(即幅度为V_ref的正弦输入)被提供到比较器20时，在负载的正端子处将出现与正弦波形类似的阶梯状波形，如图4所示。

差分放大器23的增益被选为使|Gv|＝|V_cc|/|V_ref|，并且其电源电压是+V_cc1和-V_cc1。从节点2提供到负载的DC电压的一部分(其幅度可以通过选择电阻器R9和R10的适当值来确定)被馈送到差分放大器23的正输入端。该幅度可以被选为被提供到负载的DC电压的1/Gv。由于DC电压被固定在-V_cc2、-V_cc1、GND、V_cc1和V_cc2上，因此到差分放大器23的正输入端的信号将相应地是-2/3V_ref、-1/3V_ref、GND、+1/3V_ref和+2/3V_ref。

输入信号19通过电阻器R7被馈送到差分放大器23的负输入端。差分放大器23的正输入端和负输入端之间的差被放大，并被馈送到负载的负端子(节点3)，如图5所示。差分放大器23本质上补偿馈送到负载的正端子的信号和所需信号之间的差。因此，由负载所见的总信号将等同于利用增益Gv放大的输入信号。

在负载24的正端(它本质上在若干DC电压电平之间切换)上，效率在理论上为100％。在负载的负端上，传统的B类放大器设计可以被用于差分放大器23。这种差分放大器的效率将等于传统B类放大器的效率。但是，由于所提供的电压是+V_cc/3和-V_cc/3，因此可以看到与传递相同输出功率的传统B类放大器相比，图2的放大器电路的总效率高得多。效率和功率损耗的计算将如下所述。

假设体现本发明的放大器被称为μ类放大器，这是由于在绘制效率相对于输出功率的图时得到的曲线形状而得名的(如下面将描述的图6所示)。

符号定义

ε      效率

ε_B     常规(传统)B类放大器的效率

ε₁　　　μ类放大器的第1阶段的效率

ε₂　　　μ类放大器的第2阶段的效率

ε₃      μ类放大器的第3阶段的效率

f      频率

I      电流

P_in      输入功率

P_out    输出功率

P_total-in-2+   对于μ类放大器的第2阶段的正端的总输入功率

P_total-in-2-     对于μ类放大器的第2阶段的负端的总输入功率

P_total-in-3+     对于μ类放大器的第3阶段的正端的总输入功率

P_total-in-3-　　 对于μ类放大器的第3阶段的负端的总输入功率

P_ave-in　　　　  平均输入功率

P_ave-out　　　　 均输出功率(在本申请中，对于B类和μ类相同)

P_ave-in-B        常规B类放大器的平均输入功率

P_ave-in-1      μ类放大器的第1阶段的平均输入功率

P_ave-loss-1    μ类放大器的第1阶段的平均功率损耗

P_ave-in-2      μ类放大器的第2阶段的平均输入功率

P_ave-loss-2    μ类放大器的第2阶段的平均功率损耗

P_ave-in-3      μ类放大器的第3阶段的平均输入功率

P_ave-loss-3    μ类放大器的第3阶段的平均功率损耗

              R阻抗，对于这种情况假设是电阻

t             时间

t₁               切换到V_cc1的瞬间(或时刻)

t₂               切换到V_cc2的瞬间(或时刻)

T             周期

V_out             输出电压

V₀               输出电压的幅度(＝|V_out|)

V_cc              峰值输出电压，它也是常规B类放大器的电源电压

V_cc1             到用于μ类放大器的负载的正端的第一阶段输出电压

V_cc2             到用于μ类放大器的负载的正端的第二阶段输出电压

V_ref              参考电压，它对应于给出V_cc上的峰值输出电压的峰值输入电压

ω              角频率(＝2πf)

在以下计算中，负载24的正端指的是DC电压在-V_cc1、-V_cc2、GND、+V_cc1和+V_cc2之间切换的一端，而负载24的负端被连接到差分放大器23，该差分放大器23的电源电压为+V_cc1和-V_cc1。负载R被假定为电阻负载。

以下计算基于正弦输入。

输出电压，V_out＝V₀sinωt

电流， $I=\frac{V_{\mathrm{out}}}{R}$

输入功率， $P_{\mathrm{in}}=V_{\mathrm{cc}}I=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{\mathrm{out}}}{R}$

输出功率， $P_{\mathrm{out}}=V_{\mathrm{out}}I=\frac{V_{\mathrm{out}}^2}{R}$

对于1个周期的平均输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{P}_{\mathrm{in}}\mathrm{dt}$

对于1个周期的平均输出功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{P}_{\mathrm{out}}\mathrm{dt}$

效率， $\mathrm{\ϵ}=\frac{P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}}}$

对于图2所示类型的放大器(在下文中被称为μ类放大器)和传统的B类放大器：

平均输出功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}=\frac{1}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\frac{{V_{\mathrm{out}}}^2}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{1}{\mathrm{TR}}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{V_0}^2{\sin }^2\mathrm{\ωtdt}$

$=\frac{{V_0}^2}{\mathrm{TR}}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}(1-\cos 2\mathrm{\ωt})\mathrm{dt}$

$=\frac{{V_0}^2}{2\mathrm{TR}}{[t-\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\sin 2\mathrm{\ωt}]}_0^T$

$=\frac{{V_0}^2}{2\mathrm{TR}}{[t-\frac{1}{2\mathrm{\ω}}\sin \frac{4\mathrm{\πt}}{T}]}_0^T$

$=\frac{{V_0}^2}{2R}$

对于传统的B类型放大器：

平均输入功率，

(用于1/2周期，T/2)

$P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-B}=\frac{2}{T}\underset{0}{\overset{\frac{T}{2}}{\∫}}\frac{V_{\mathrm{out}}{V}_{\mathrm{cc}}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}}{\mathrm{TR}}\underset{0}{\overset{\frac{T}{2}}{\∫}}{V}_0\sin \frac{2\mathrm{\πt}}{T}\mathrm{dt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{\mathrm{TR}}\left(\frac{T}{2\mathrm{\π}}\right){[-\cos \frac{2\mathrm{\πt}}{T}]}_0^{\frac{T}{2}}$

$=-\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{2\mathrm{\πR}}[\cos \frac{\mathrm{\π}}{2}-1]$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{\mathrm{\πR}}$

平均效率，

${\mathrm{\ϵ}}_B=\frac{P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}}}$

$=\frac{{V_0}^2}{2R}\×\frac{\mathrm{\πR}}{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}$

$=\frac{{\mathrm{\πV}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}}$

平均功率损耗，

$P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-1}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-1}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{\mathrm{\πR}}-\frac{{V_0}^2}{2R}$

对于μ类放大器-第1阶段：对于正弦输出电压|V₀|<|V_cc1|：

对于该阶段操作，地电势将被提供到负载24的正端。因此，只有差分放大器23在负载24的负端将信号提供到负载24。

因此，平均输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-1}=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{\mathrm{\&pi;R}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3\mathrm{\&pi;R}}$ ∵ $V_{\mathrm{cc}1}=\frac{V_{\mathrm{cc}}}{3}$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_1=\frac{{\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}1}}$

$=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}}$

将以上结果与传统的B类放大器相比，在该阶段操作期间，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_1}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}=3$

$\&DoubleRightArrow;{\mathrm{\&epsiv;}}_1={3\mathrm{\&epsiv;}}_B$

平均功率损耗， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-1}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-1}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3\mathrm{\&pi;R}}-\frac{{V_0}^2}{2R}$

μ类放大器第2阶段：对于正弦输出电压|V_cc1|<|V₀|<|V_cc2|：

对于该阶段，需要确定V_out＝V_cc1的时刻t₁，时刻t₁是切换到V_cc1的瞬间。

输出电压，V_out＝V₀sinωt

在t₁时，V_out＝V_cc1， $\&DoubleRightArrow;V_{\mathrm{cc}1}=V_0\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1$

$\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1={\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}1}}{V_0}$

$t_1=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}}}{{3V}_0}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(1\right)$

对于正端，1/4周期的总输入功率，

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}=\underset{t_1}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{t_1}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_1}^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{6\mathrm{\&pi;R}}\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1$

对于负端，1/4周期的总输入功率，

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2-}=\underset{0}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{0}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdi}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_0^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{6\mathrm{\&pi;R}}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

平均输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-2}=\frac{P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}+P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}}{\frac{T}{4}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3\mathrm{\&pi;R}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_2=\frac{{V_0}^2}{2R}\&times;\frac{3\mathrm{\&pi;R}}{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

$=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{4V_{\mathrm{cc}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

将以上结果与传统的B类放大器相比较，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}$

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{3}{(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

平均功率损耗， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-2}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-2}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3\mathrm{\&pi;R}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)-\frac{{V_0}^2}{2R}$

μ类放大器第3阶段：对于正弦输出电压|V_cc2|<|V₀|<|V_cc1|：

从以上等式(1)， $t_1=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}}}{{3V}_0}$

V_out＝V_cc2的时刻t₂(切换到V_cc2的瞬间)如下所述：

$V_{\mathrm{ouit}}=V_0\sin \mathrm{\&omega;t}$

$\&DoubleRightArrow;V_{\mathrm{cc}2}=V_0\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2$

$\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2={\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}2}}{V_0}$

$t_2=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}}{3V_0}$

对于负载24的正端，1/4周期的总输入功率可以被表示为：

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3+}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\&Integral;}}\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}+\underset{t_2}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{V_{\mathrm{cc}2}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{t_1}{\overset{t_2}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}+\frac{V_{\mathrm{cc}2}{V}_0}{R}\underset{t_2}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_1}^{t_2}+\frac{V_{\mathrm{cc}2}{V}_0}{R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_2}^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{V_{0}T}{2\mathrm{\&pi;R}}\{V_{\mathrm{cc}1}(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)+V_{\mathrm{cc}2}\left(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2\right)\}$

但是V_cc2＝2V_cc1，∴ $P_{\mathrm{total}+\mathrm{in}-3+}=\frac{V_{0}T}{2\mathrm{\&pi;R}}{V}_{\mathrm{cc}1}(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)$

$=\frac{V_0{V}_{\mathrm{cc}}T}{6\mathrm{\&pi;R}}(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)$

对于负载24的负端，从等式(2)，

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3-}=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{6\mathrm{\&pi;R}}$

平均总输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-3}=\frac{P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3+}+P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3-}}{\frac{T}{4}}$

$=\frac{4}{T}\{\frac{V_0{V}_{\mathrm{cc}}T}{6\mathrm{\&pi;R}}\left[(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)\right]+\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{6\mathrm{\&pi;R}}\}$

$=\frac{{2V}_0{V}_{\mathrm{cc}}}{3\mathrm{\&pi;R}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_3=\frac{{V_0}^2}{2R}\&times;\frac{3\mathrm{\&pi;R}}{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

$=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

将以上结果与传统的B类放大器相比，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_3}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{3\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}$

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{3}{(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

平均功率损耗， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-3}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-3}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{3\mathrm{\&pi;R}}(1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)-\frac{{V_0}^2}{2R}$

图6示出了图2中的放大器电路的效率相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器的效率相对于归一化的输出功率的图。所示的图用于在没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

图7示出了图2中的放大器的功率损耗相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器中的功率损耗相对于归一化的输出功率的图。与图6相同，所示的图用于没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

图8示出了根据本发明的μ类放大器的的另一优选实施例。这里使用与图2的实施例中相同的标号来指示相同的组件。

在图8中示出的电路与图2所示电路相同，不同之处在于，V_cc1(开关单元22上的输入之间的电压阶梯)在图8的电路中是V_cc/5，因此在节点1处输出到负载24的正端子的DC电压将相应地是-4V_cc1、-2V_cc1、GND、2V_cc1和4V_cc1。

在图8的电路中的电阻器值被选为：

R₃/(R₁+R₂+R₃)＝R₄/(R₄+R₅+R₆)＝1/5

(R₂+R₃)/(R₁+R₂+R₃)＝(R₄+R₅)/(R₄+R₅+R₆)＝3/5

V_cc1＝V_cc/5

R₈/R₇＝Gv

R₁₀/(R₉+R₁₀)＝1/Gv

图9示出了在图8的电路中的负载24的正端子(节点1)处的波形。

图10示出了在图8的电路中的负端子(节点3)处的信号。

在图8的实施例中，在负载24的负端，差分放大器没有给出半摆动(如图5所示)，而是给出如图10所示的全摆动。

图11示出了图8中的放大器的效率相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器的效率相对于归一化的输出功率的图。所示的图用于在没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

图12示出了图8中的放大器的功率损耗相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器中的功率损耗相对于归一化的输出功率的图。与图11相同，所示的图用于在没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

图13示出了图2和图8的放大器中的每一个放大器的效率相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器的效率相对于归一化的输出功率的图。所示的图用于在没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

图14示出了图2和图8中的放大器的功率损耗相对于归一化的输出功率的图，并且为了比较，还示出了传统B类放大器中的功率损耗相对于归一化的输出功率的图。与图13相同，所示的图用于在没有限幅的情况下以正弦输入工作在被归一化为1的最大输出功率上的放大器。

虽然根据效率和功率损耗，图8中的实施例的性能不像图2中的那么好，但是图8的实施例的优点在于可以使用具有较低输出电压以及还具有较低输出功率的差分放大器。如果差分放大器23的最大输出电压是12V，那么对负载24的总输出电压将是60V。

对于图8的实施例的效率和功率损耗的计算如下所述。

与前面相同，电源电压为V_cc，并且能够传递放大器的最大输出电压V_cc的传统B类放大器被用作比较。所使用的符号保持不变，除了V_cc1改变到V_cc/5之外。

输出电压，V_out＝V₀sinωt

平均输出功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}=\frac{V_{\mathrm{out}}^2}{2R}$

μ类放大器第1阶段：对于正弦输出电压|V₀|<|V_cc1|：

对于该阶段操作，地电势被提供到负载24的正端。因此，只有差分放大器23在负载24的负端将信号提供到负载24。

平均输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-1}=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{\mathrm{\&pi;R}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5\mathrm{\&pi;R}}$ ∵ $V_{\mathrm{cc}1}=\frac{V_{\mathrm{cc}}}{5}$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_1=\frac{{\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}1}}$

$=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}}$

将以上结果与传统的B类放大器相比，在该阶段操作期间，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_1}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}=5$

$\&DoubleRightArrow;{\mathrm{\&epsiv;}}_1={5\mathrm{\&epsiv;}}_B$

平均功率损耗， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-1}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-1}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5\mathrm{\&pi;R}}-\frac{{V_0}^2}{2R}$

μ类放大器第2阶段：对于正弦输出电压|V_cc1|<|V₀|<|3V_cc1|：对于该阶段需确定V_out＝V_cc1的时刻t₁，时刻t₁是切换到V_cc1的瞬间。

输出电压，V_out＝V₀sinωt

$\&DoubleRightArrow;V_{\mathrm{cc}1}=V_0\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1$

在t₁时刻，V_out＝V_cc1， $\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1={\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}1}}{V_0}$

$t_1=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}}}{{5V}_0}--------\left(3\right)$

对于负载24的正端，对于1/4周期的总输入功率是：

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}=\underset{t_1}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{t_1}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{5R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_2}^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{{V_{\mathrm{cc}}V}_{0}T}{5\mathrm{\&pi;R}}\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1$

对于负载24的负端，对于1/4周期的总输入功率是：

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2-}=\underset{0_{\mathrm{}}}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{0_{\mathrm{}}}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5R}{\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_0^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{10\mathrm{\&pi;R}}-------------------------\left(4\right)$

平均输入功率， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-2}=\frac{P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}+P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-2+}}{\frac{T}{4}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5\mathrm{\&pi;R}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_2=\frac{{V_0}^2}{2R}\&times;\frac{5\mathrm{\&pi;R}}{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

$=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

将上述结果与传统的B类放大器相比较，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}$

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{5}{(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)}$

平均功率损耗， $P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-2}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-2}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5\mathrm{\&pi;R}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1)-\frac{{V_0}^2}{2R}$

μ类放大器第3阶段：对于正弦输出电压|3V_cc1|<|V₀|<|V_cc|：从(3)， $t_1=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{V_{\mathrm{cc}}}{{5V}_0}$

当V_out＝V_cc2时的时刻t₂(切换到3V_cc1的瞬间)如下所述：

$V_{\mathrm{out}}=V_0\sin \mathrm{\&omega;t}$

$\&DoubleRightArrow;{3V}_{\mathrm{cc}1}=V_0\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2$

$\frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2={\sin }^{-1}\frac{{3V}_{\mathrm{cc}1}}{V_0}$

$t_2=\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{\sin }^{-1}\frac{{3V}_{\mathrm{cc}}}{{5V}_0}$

对于负载24的正端，1/4周期的总输入功率是：

$P_{\mathrm{total}-m-3+}=\underset{t_1}{\overset{t_2}{\&Integral;}}\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}+\underset{t_2}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\frac{{4V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0\sin \mathrm{\&omega;t}}{R}\mathrm{dt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{t_1}{\overset{t_2}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}+\frac{{4V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\underset{t_2}{\overset{\frac{T}{4}}{\&Integral;}}\sin \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}\mathrm{tdt}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_1}^{t_2}+\frac{{4V}_{\mathrm{cc}1}{V}_0}{R}\frac{T}{2\mathrm{\&pi;}}{[-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}t]}_{t_2}^{\frac{T}{4}}$

$=\frac{V_{\mathrm{cc}1}{V}_{0}T}{\mathrm{\&pi;R}}\{\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1-\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)+\frac{{2V}_{\mathrm{cc}1}{V}_{0}T}{\mathrm{\&pi;R}}\left(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2\right\}$

但是∵ $V_{\mathrm{cc}1}=\frac{V_{\mathrm{cc}}}{5},$ ∴ $P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3+}=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{5\mathrm{\&pi;R}}(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)$

对于负载24的负端，从等式(4)可知，

$P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3-}=\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{10\mathrm{\&pi;R}}$

平均总输入功率，

$P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-3}=\frac{P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3+}+P_{\mathrm{total}-\mathrm{in}-3-}}{\frac{T}{4}}$

$=\frac{4}{T}\{\frac{V_0{V}_{\mathrm{cc}}T}{5\mathrm{\&pi;R}}(\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)+\frac{V_{\mathrm{cc}}{V}_{0}T}{10\mathrm{\&pi;R}}\}$

$=\frac{{2V}_0{V}_{\mathrm{cc}}}{5\mathrm{\&pi;R}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)$

效率， ${\mathrm{\&epsiv;}}_3=\frac{{V_0}^2}{2R}\&times;\frac{5\mathrm{\&pi;R}}{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

$=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

将上述结果与传统的B类放大器相比，

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_3}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{{5\mathrm{\&pi;V}}_0}{{4V}_{\mathrm{cc}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}\&times;\frac{{4V}_{\mathrm{cc}}}{{\mathrm{\&pi;V}}_0}$

$\frac{{\mathrm{\&epsiv;}}_2}{{\mathrm{\&epsiv;}}_B}=\frac{5}{(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)}$

平均功率损耗，

$P_{\mathrm{ave}-\mathrm{loss}-3}=P_{\mathrm{ave}-\mathrm{in}-3}-P_{\mathrm{ave}-\mathrm{out}}$

$=\frac{{2V}_{\mathrm{cc}}{V}_0}{5\mathrm{\&pi;R}}(1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_1+2\cos \frac{2\mathrm{\&pi;}}{T}{t}_2)-\frac{{V_0}^2}{2R}$

如上所述，体现本发明的放大器由于当绘制效率相对于输出功率的图时所产生的曲线形状(如图6所示)而建议将其命名为μ类放大器。从图6的图形中将会看到，对于执行3阶段操作的μ类放大器，在最大输出功率的1/8到1/3处所建议的典型操作期间，可以实现大约62％到75％的效率。这通常是传统B类放大器的效率的1.5倍。

从图7所示的功率损耗相对于输出功率的图中，在μ类放大器和传统B类放大器之间的实际功率损耗的差异是显而易见的。在最大输出功率的1/8到1/3处的操作期间，可以发现，μ类放大器的功率损耗小于传统B类放大器的功率损耗的1/3。对于输出功率的整个范围，可以发现，μ类放大器的最大功率损耗小于B类放大器的最大功率损耗的一半。

如果μ类放大器使用更多操作阶段，则可以实现更高效率。

总之，本发明的一个或多个优选实施例可以提供实现比传统B类放大器高得多的效率的放大器电路。本发明的一个或多个优选实施例的另一优点在于，在开关电路中产生的误差会被基本消除，这是因为差分放大器将会把误差提供到负载24的另一端，从而消除这些误差。

Claims (13)

1.一种放大器系统，包括：

比较器，用于将输入信号与多个参考电势相比较，所述比较器具有输出；

可受控于所述比较器的所述输出的开关级，用于选择将被提供到负载的一端的电压电平；

减法器，用于从所述输入信号中减去将被提供到所述负载的所述被选电压电平的一部分以提供所述减法器的输出信号；

放大器，该放大器被设置用于接收所述减法器的所述输出信号，放大所述输出信号，并将所述经放大的信号提供到所述负载的第二端。

2.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述放大器包括差分放大器。

3.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述减法器包含于所述放大器中。

4.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述放大器是线性放大器。

5.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述放大器具有与其相关的增益，并且其中所述由所述减法器减去的所述被选电压的一部分与所述放大器的所述增益成反比。

6.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述输入信号在第一电势和第二电势之间变化，所述参考电势可以从一个或多个电源中获得，所述电源具有在所述输入信号的所述第一和第二电势之间的范围或在所述输入信号的所述第一和第二电势之间。

7.如权利要求1所述的放大器系统，其中所述负载包括扩音器系统。

8.一种包括如权利要求1所述的放大器系统的音频系统。

9.一种用于在放大器系统中放大信号的方法，包括：

在比较器中将输入信号与多个参考电势相比较，所述比较器具有输出；

在开关级中选择将被提供到负载的一端的电压电平，所述开关级可受控于所述比较器的所述输出；

从所述输入信号中减去将被提供到所述负载的所述被选电压电平的一部分，以提供减法器的输出信号；

在放大器中接收所述减法器的所述输出信号；

放大所述减法器的所述输出信号；以及

将所述经放大的信号提供到所述负载的第二端。

10.如权利要求9所述的方法，其中放大所述信号的步骤包括使用差分放大器来放大所述信号。

11.如权利要求9所述的方法，其中放大所述信号的步骤包括使用线性放大器来放大所述信号。

12.如权利要求9所述的方法，其中所述放大器具有与其相关的增益，并且其中减去所述被选电压的一部分的步骤包括减去与所述放大器的所述增益成反比的一部分。

13.如权利要求9所述的方法，其中所述输入信号在第一电势和第二电势之间变化，所述方法还包括从一个或多个电源中获得所述参考电势，所述电源具有在所述输入信号的所述第一和第二电势之间的范围或在所述输入信号的所述第一和第二电势之间。

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