JP2008511247A - 増幅器装置及び方法 - Google Patents

Abstract

増幅器装置は、入力信号（１９）を複数の基準電位と比較する比較器（２０）を含む。切り替え段（２２）はこの比較器（２０）の出力によって制御され、ラウドスピーカシステム等の負荷（２４）の一方の側へ印加されるべき電圧レベルを選択するように配列される。増幅器／減算器（２１）が包含されることによって、入力信号（１９）から、上記負荷へ印加される選択された電圧レベルの一定割合を減算する。増幅器／減算器（２１）は、上記選択された電圧レベルの一定割合が差し引かれた入力信号（１９）を増幅し、これを上記負荷（２４）の第２の側へ印加する。本発明はさらに、信号の増幅方法も開示する。

Description

本発明は、一般的に、例えば音声増幅器回路に使用される、信号を増幅するための増幅器システム及び方法に関する。

製品開発において、環境に対する配慮はますます重要な設計パラメータとなりつつある。増幅器の設計では、エネルギー損失のより少ない高効率の増幅器に関して大規模な調査が行われており、従来のクラスＢの増幅器よりも高い効率で動作する様々なトポロジが存在している。このような増幅器の例には、クラスＤ、クラスＧ及びクラスＨの増幅器がある。このような増幅器は、従来のクラスＢの増幅器より小さいヒートシンクしか必要とせず、より軽量かつ小型の製品をもたらす。

固定式一次電源を有するクラスＢの増幅器の場合、正弦波によって飽和状態まで駆動されるときの理論上の最大効率は７８．５％であるが、現実的には効率は７０％以下である。

従来のクラスＤの増幅器の基本概念は、入力信号をパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換し、上記信号を負荷へ送り出す前に低域通過フィルタを介してアナログ出力信号を回復させるというものである。従来のクラスＤの増幅器を用いて理論上の効率１００％を達成できる可能性はあり、実際には、クラスＤのデジタル増幅器を使用して９０％を超える効率が達成されている。クラスＤの増幅器の欠点は、ＰＷＭ信号の高レベルのスイッチングから生じるＥＭＩ問題にある。さらに、典型的に出力側低域通過フィルタを必要とすることにより、クラスＤの増幅器の実装にコストが追加される。同時に、この出力側低域通過フィルタは、その設計の間、例えば６オームの固定負荷インピーダンスが想定されなければならないことから、増幅器の出力特性にも影響する。但し、典型的なラウドスピーカ負荷の場合はこうではない。典型的なラウドスピーカシステムでは、典型的なラウドスピーカ用である２オームから数十オームの範囲であると思われる負荷へ接続されると、出力特性はそのターゲット設計から逸脱するであろう。

従来のクラスＧの増幅器は、一般的に、異なる固定レベルにある電源レベルを出力信号により近い電力供給を得るように切り換えることによって従来のクラスＢの増幅器より高い効率を達成する。理論上は、固定電源レベルの数を無制限に増やすことにより、１００％の効率を達成することができる可能性がある。しかしながら、複数のデバイスは、異なる供給電圧間での切り替えに使用されなければならないことから、実際にはそのための損失が生じるであろう。

従来のクラスＨの増幅器は、入力信号を使用してパルス幅変調（ＰＷＭ）により電力供給を制御し、電力供給量を変えることによって、出力信号を挟み込むエンベロープを形成する。このような増幅器では、理論上は１００％まで等の極めて高い効率を達成することができるが、従来のクラスＨの増幅器の過渡応答は不十分であることがあり、帯域幅は電力供給の遅い応答に起因して極度に制限される可能性がある。さらに、このような増幅器では、ＥＭＩ問題が主たる懸念事項となる。

一般的に言えば、本発明は、増幅器内の電圧信号レベルが、様々な固定レベルにある電圧を負荷の第１の側へ印加し、上記負荷へ印加される電圧の一定割合を入力信号から減算することによって導出される差分信号を取得しかつ上記差分信号を増幅器を介して上記負荷のもう一方の側へ印加することによって低減される増幅器装置及び方法を提供する。これにより、信号は負荷を通って復元される。負荷を通して達成可能な電圧スイングは増幅器のみから達成可能な出力電圧スイングより大きく、よって増幅器装置の効率及び本装置の電力操作能力は向上する。

本発明の第１の態様によって提供される増幅器装置は、
増幅器と、
前記増幅器へ接続可能であって、入力信号を複数の基準電位と比較し、出力を有する比較器と、
前記比較器の出力によって制御可能であって、負荷の一方の側へ印加されるべき電圧レベルを選択するための切り替え段と、
前記負荷へ印加されるべき選択された電圧レベルの一定割合を入力信号から減算して出力信号を供給するための減算器とを備え、
前記増幅器は、前記減算器の出力信号を入力し、前記出力信号を前記負荷の第２の側へ印加されるべく増幅するように配列される。

前記増幅器は、差動増幅器を備えてもよい。

前記増幅器は、減算器を含んでもよい。

前記増幅器は、線形増幅器であってもよい。

ある実施形態では、前記増幅器は前記増幅器に関連付けられた利得を有し、減算器によって減算される前記選択された電圧の一定割合は前記増幅器の利得に反比例する。

ある実施形態では、入力信号は第１の電位と第２の電位との間で変化し、基準電位は、一定範囲の入力信号、又は前記第１及び前記第２の電位間の入力信号を有する１つ以上の電源から得ることができる。

前記負荷は、ラウドスピーカシステムを含んでもよい。

本発明の第２の態様によれば、本発明の第１の態様による増幅器装置を備えたオーディオシステムが提供されている。

本発明の第３の態様によれば、増幅器装置において信号を増幅させるための方法が提供されていて、本方法は、
出力を有する比較器において、入力信号を複数の基準電位と比較するステップと、
前記比較器の出力によって制御可能な切り替え段において、負荷の一方の側へ印加されるべき電圧レベルを選択するステップと、
前記負荷へ印加されるべき選択された電圧レベルの一定割合を前記入力信号から減算して、減算器の出力信号を供給するステップと、
増幅器において、前記減算器の出力信号を入力するステップと、
前記減算器の出力信号を増幅するステップと、
前記増幅された信号を前記負荷の第２の側へ印加するステップとを含む。

前記信号を増幅するステップは、差動増幅器を使用して信号を増幅することを含んでもよい。

前記信号を増幅するステップは、線形増幅器を使用して信号を増幅することを含んでもよい。

ある実施形態では、前記増幅器は前記増幅器に関連付けられた利得を有し、前記選択された電圧の一定割合を減算するステップは、前記増幅器の利得に反比例する割合を減算することを含む。

ある実施形態では、前記入力信号は第１の電位と第２の電位との間で変化し、前記方法はさらに、一定範囲の入力信号、又は前記第１及び前記第２の電位間の入力信号を有する１つ以上の電源から基準電位を得ることを含む。

次に、添付の図面を参照して、本発明の好適な特徴を単なる例示として説明する。

図１は、従来のクラスＢの増幅器の回路図を示す。入力信号１０は、グラウンドと、利得Ｇｖを有する増幅器１２の非反転入力端子との間へ印加される。そこからの出力信号を、増幅器１２の出力からグラウンドへ直列に接続される２つの抵抗１４、１５を備える分圧回路において分割することによって、増幅器１２へは負のフィードバックが印加される。２つの抵抗１４、１５の接合部１６は、増幅器１２の反転端子へ接続され、これら２つの抵抗１４、１５は増幅器１２の利得を定義する。増幅器１２は、それぞれＶ_ｃｃ及び−Ｖ_ｃｃに固定される電源電圧を有する対の電源によって電力を供給される。従って、増幅器１２からの出力信号は−Ｖ_ｃｃから＋Ｖ_ｃｃまでの範囲内で変化する。

クリッピングが存在しないものとして、入力信号１０のピーク振幅がＶ_ｒｅｆであって対応するピーク出力Ｖ_ｃｃが与えられたとき、増幅器１２の利得は次式で示すことができる。

振幅Ｖ_０の正弦波入力に基づくこのような増幅器１２の理論上の効率は

であり、電力損失は

であり、但しここで、Ｒは負荷抵抗である。

図２において、本発明の第１の好適な実施形態に係る増幅器回路１８が示される。この実施形態では、増幅器回路１８は、入力信号１９と、比較器２０と、制御回路２１と、マルチウェイスイッチ２２と、差動増幅器２３とを備える。入力信号１９は、抵抗Ｒ７を介して差動増幅器２３の反転入力へ印加される。ノード３における差動増幅器２３の出力と、差動増幅器２３の反転入力との間には、抵抗Ｒ８が接続される。入力信号１９は、比較器２０の入力にも印加される。比較器２０の出力端子はマルチウェイスイッチ２２へ接続され、マルチウェイスイッチの出力は、ノード１でラウドスピーカ２４の非反転端子へ接続され、かつノード１とグラウンドとの間で直列に接続される２つの抵抗Ｒ９及びＲ１０を備える分圧回路にも接続される。抵抗Ｒ９及びＲ１０の接合部（ノード２）は、差動増幅器２３の非反転入力へ接続される。

比較器２０は、入力信号１９を、比較器２０内の抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５及びＲ６によって固定される基準電圧−２／３Ｖ_ｒｅｆ、−１／３Ｖ_ｒｅｆ、＋１／３Ｖ_ｒｅｆ及び＋２／３Ｖ_ｒｅｆと比較する。好適には、次のように設定される。

［数１］
Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６

［数２］
Ｖ_ｃｃ１＝Ｖ_ｃｃ／３

［数３］
Ｖ_ｃｃ２＝２×Ｖ_ｃｃ１

［数４］
Ｒ８／Ｒ７＝Ｇｖ

［数５］
Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）＝１／Ｇｖ

また、│Ｖ_ｒｅｆ│は入力信号１９のピーク振幅に対応する。

入力信号１９の振幅が│Ｖ_ｒｅｆ／３│を下回る場合は、負荷２４の非反転端子におけるノード１にグラウンド電位が印加される。入力信号１９の振幅が基準電圧を超える場合は、対応する信号が制御回路２１へ送られて入力信号１９のレベルが示される。すると制御回路２０は、マルチウェイスイッチ２２を介して、負荷２４の非反転端子に向けてそれぞれ−Ｖ_ｃｃ２、−Ｖ_ｃｃ１、Ｖ_ｃｃ１又はＶ_ｃｃ２における適切なＤＣ電圧をオンに切り替える。ここで、次式が成り立ち、Ｖ_ｃｃは、図２に示す本発明の実施形態と同じ出力電力を送る従来のクラスＢの増幅器の電源電圧でもあるピーク出力電圧を示す。

図３は、そのピーク振幅が比較器２０内に存在する最大電圧に等しい正弦波形を含む入力波形１９を示す。

図３の波形、即ち振幅Ｖ_ｒｅｆの正弦波入力が比較器２０へ印加されると、図４に示すように、負荷の非反転端子に正弦波形に似た階段状の波形が現出する。

差動増幅器２３の利得は、│Ｇｖ│＝│Ｖ_ｃｃ│／│Ｖ_ｒｅｆ│でありかつその電源電圧が＋Ｖ_ｃｃ１及び−Ｖ_ｃｃ１であるように選ばれる。抵抗Ｒ９及びＲ１０の適切な値を選択することによってその振幅を定めることのできる、ノード２から負荷へ印加されるＤＣ電圧の一部は、差動増幅器２３の非反転入力へ供給される。この振幅は、負荷へ供給されるＤＣ電圧の１／Ｇｖになるように選択されてもよい。上記ＤＣ電圧は−Ｖ_ｃｃ２、−Ｖ_ｃｃ１、ＧＮＤ、Ｖ_ｃｃ１及びＶ_ｃｃ２に固定されていることから、差動増幅器２３の非反転入力への信号は相応して−２／３Ｖｒｅｆ、−１／３Ｖｒｅｆ、ＧＮＤ、＋１／３Ｖｒｅｆ及び＋２／３Ｖｒｅｆになる。

入力信号１９は、抵抗Ｒ７を介して差動増幅器２３の反転入力へ供給される。図５に示すように、差動増幅器２３の非反転入力と反転入力との差分は増幅されて負荷の反転端子、即ちノード３へ供給される。差動増幅器２３は本質的に、負荷の非反転端子へ供給される信号と所望の信号との差を補償する。従って、負荷で見られる全体の信号は、利得Ｇｖだけ増幅された入力信号に等しくなる。

本質的に複数のＤＣ電圧レベル間を切り替えている負荷２４の非反転側では、効率は理論上１００％である。負荷の反転側では、差動増幅器２３として従来のクラスＢの増幅器設計が使用されてもよい。このような差動増幅器の効率は、従来のクラスＢの増幅器と同じになる。しかしながら、供給電圧が＋Ｖ_ｃｃ／３及び−Ｖ_ｃｃ／３であることから、図２の増幅器回路の全体効率は、同じ出力電力を送出する従来のクラスＢの増幅器に比べて遙かに高いと思われる。以下、効率及び電力損失の計算について説明する。

本発明を具現する増幅器は、（後述する図６に示すような）出力電力に対する効率の関係をプロットしたグラフに示される結果的な曲線形状に起因して、クラスμの増幅器と名付けることを提案する。

符号の定義：
ε：効率，
ε_Ｂ：通常の（従来型）クラスＢの増幅器の効率，
ε_１：クラスμの増幅器のステージ１の効率，
ε_２：クラスμの増幅器のステージ２の効率，
ε_３：クラスμの増幅器のステージ３の効率，
ｆ：周波数，
Ｉ：電流，
Ｐ_ｉｎ：入力電力，
Ｐ_ｏｕｔ：出力電力，
Ｐ_{ｔｏｔａｌ−ｉｎ−２＋}：クラスμの増幅器のステージ２の非反転側の合計入力電力，
Ｐ_{ｔｏｔａｌ−ｉｎ−２−}：クラスμの増幅器のステージ２の反転側の合計入力電力，
Ｐ_{ｔｏｔａｌ−ｉｎ−３＋}：クラスμの増幅器のステージ３の非反転側の合計入力電力，
Ｐ_{ｔｏｔａｌ−ｉｎ−３−}：クラスμの増幅器のステージ３の反転側の合計入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｉｎ}：平均入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｏｕｔ}：平均出力電力（本出願ではクラスＢ、クラスμで同じ），
Ｐ_{ａｖｅ−ｉｎ−Ｂ}：通常のクラスＢの増幅器の平均入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｉｎ−１}：クラスμの増幅器のステージ１の平均入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｌｏｓｓ−１}：クラスμの増幅器のステージ１の平均電力損失，
Ｐ_{ａｖｅ−ｉｎ−２}：クラスμの増幅器のステージ２の平均入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｌｏｓｓ−２}：クラスμの増幅器のステージ２の平均電力損失，
Ｐ_{ａｖｅ−ｉｎ−３}：クラスμの増幅器のステージ３の平均入力電力，
Ｐ_{ａｖｅ−ｌｏｓｓ−３}：クラスμの増幅器のステージ３の平均電力損失，
Ｒ：この場合は想定される抵抗であるインピーダンス，
ｔ：時間，
ｔ_１：Ｖ_ｃｃ１がオンに切り替えられる瞬間（又は時間），
ｔ_２：Ｖ_ｃｃ２がオンに切り替えられる瞬間（又は時間），
Ｔ：周期，
Ｖ_ｏｕｔ：出力電圧，
Ｖ_０：出力電圧の振幅（＝│Ｖ_ｏｕｔ│），
Ｖ_ｃｃ：通常のクラスＢの増幅器の供給電圧でもあるピーク出力電圧，
Ｖ_ｃｃ１：負荷の非反転側へのクラスμの増幅器第１ステージの出力電圧，
Ｖ_ｃｃ２：負荷の非反転側へのクラスμの増幅器第２ステージの出力電圧，
Ｖ_ｒｅｆ：Ｖ_ｃｃのピーク出力電圧を与えるピーク入力電圧に対応する基準電圧，
ω：角周波数（＝２πｆ）。

下記の計算では、負荷２４の非反転側は、−Ｖ_ｃｃ１、−Ｖ_ｃｃ２、ＧＮＤ、＋Ｖ_ｃｃ１及び＋Ｖ_ｃｃ２間を切り替えるＤＣ電圧を有する側を指し、負荷２４の反転側は＋Ｖ_ｃｃ１及び−Ｖ_ｃｃ１の供給電圧を有する差動増幅器２３へ接続される。負荷Ｒは、抵抗として扱われる。

以下の計算式は正弦波入力に基づく。

出力電圧は次式で表される。

電流は次式で表される。

入力電力は次式で表される。

出力電力は次式で表される。

１周期の平均入力電力は次式で表される。

１周期の平均出力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

図２に示すタイプの増幅器（以下、クラスμの増幅器という。）及び従来のクラスＢの増幅器の双方の場合、平均出力電力は次式で表される。

従来のクラスＢの増幅器の場合、平均入力電力（１／２周期、即ちＴ／２）は次式で表される。

平均効率は次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ１：正弦波出力電圧│Ｖ_０│＜│Ｖ_ｃｃ１│の場合：
この演算ステージの場合、グラウンド電位は負荷２４の非反転側へ供給される。従って、負荷２４へは差動増幅器２３がその反転側へ信号を供給しているだけである。

従って、平均入力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

この演算ステージの間の上記ステージ１のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器とを比較すると次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ２：正弦波出力電圧│Ｖ_ｃｃ１│＜│Ｖ_０│＜│Ｖ_ｃｃ２│の場合：
このステージでは、Ｖ_ｃｃ１がオンに切り替えられる瞬間である、Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ１のときの時間ｔ_１を決定する必要がある。出力電圧は次式で表される。

ｔ_１においてＶ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ１のとき次式で表される。

非反転側の１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

反転側の１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

平均入力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

上記ステージ２のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器とを比較すると次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ３：正弦波出力電圧│Ｖ_ｃｃ２│＜│Ｖ_０│＜│Ｖ_ｃｃ│の場合：
上述の方程式（１）

から、Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ２のときの時間ｔ_２において、Ｖ_ｃｃ２がオンに切り替えられる瞬間は次のように与えられる。

負荷２４の非反転側では、１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

但し、次式が成り立つ。

負荷２４の反転側では、方程式（２）

から、平均合計入力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

上記ステージ３のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器と比較すると、次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

図６は、図２の増幅器回路の正規化出力電力に対する効率を示すグラフであり、比較として従来のクラスＢの増幅器の正規化出力電力に対する効率の関係も示す。本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

図７は、正規化出力電力に対する図２の増幅器の電力損失を示すグラフであり、比較として正規化出力電力に対する従来のクラスＢの増幅器の電力損失をも示す。図６の場合と同様に、本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

図８は、本発明に係るクラスμの増幅器の好適な代替実施形態を示す。図２の実施形態のものと同じ構成要素に関しては、図２で使用されたものと同じ参照番号が使用されている。

図８に示す回路は図２に示す回路と同じものであるが、スイッチングユニット２２上の入力間の電圧ステップであるＶ_ｃｃ１が図８の回路ではＶ_ｃｃ／５であり、よって負荷２４のノード１において非反転端子へ出力されるＤＣ電圧も適宜−４Ｖ_ｃｃ１、−２Ｖ_ｃｃ１、ＧＮＤ、２Ｖ_ｃｃ１及び４Ｖ_ｃｃ１になる点が相違している。

図８の回路における抵抗値は、次のように選ばれる。

［数６］
Ｒ_３／（Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒ_３）＝Ｒ_４／（Ｒ_４＋Ｒ_５＋Ｒ_６）＝１／５

［数７］
（Ｒ_２＋Ｒ_３）／（Ｒ_１＋Ｒ_２＋Ｒ_３）＝（Ｒ_４＋Ｒ_５）／（Ｒ_４＋Ｒ_５＋Ｒ_６）＝３／５

［数８］
Ｖ_ｃｃ１＝Ｖ_ｃｃ／５

［数９］
Ｒ８／Ｒ７＝Ｇｖ

［数１０］
Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）＝１／Ｇｖ

図９は、図８に示す回路の負荷２４の非反転端子（ノード１）における波形を示す。

図１０は、図８に示す回路の反転端子であるノード３における信号を示す。

図８に示す実施形態に係る負荷２４の反転側では、差動増幅器は、（図５に示すように）ハーフスイングを与えるのではなく、図１０に示すようにフルスイングを与える。

図１１は、図８の増幅器の正規化出力電力に対する効率の関係を示すグラフであり、比較として従来のクラスＢの増幅器の正規化出力電力に対する効率の関係も示す。本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

図１２は、正規化出力電力に対する図８の増幅器の電力損失の関係を示すグラフであり、比較として正規化出力電力に対する従来のクラスＢの増幅器の電力損失の関係も示す。図１１の場合と同様に、本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

図１３は、図２及び８の各増幅器の正規化出力電力に対する効率の関係を示すグラフであり、比較として従来のクラスＢの増幅器の正規化出力電力に対する効率の関係も示す。本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

図１４は、正規化出力電力に対する図２及び８の増幅器の電力損失の関係を示すグラフであり、比較として正規化出力電力に対する従来のクラスＢの増幅器の電力損失の関係も示す。図１３の場合と同様に、本図に示すグラフは、正弦波入力を有し、クリッピングがなく、１に正規化された最大出力電力で動作する増幅器を対象とする。

効率及び電力損失に関して言えば、図８に示す実施形態のパフォーマンスは図２の場合より劣るが、図８の実施形態の優位点は、より低い出力電圧とより低い出力電力とを有する差動増幅器を使用できることにある。差動増幅器２３の最大出力電圧が１２Ｖであれば、負荷２４に対する全体出力電圧は６０Ｖになる。

図８に示す実施形態の効率及び電力損失の計算について以下に説明する。

先例と同様に、比較として、供給電圧Ｖ_ｃｃを有しかつ振幅Ｖ_ｃｃの最大出力電圧を送り出すことのできる従来のクラスＢの増幅器を使用する。使用する符号も同じであるが、Ｖ_ｃｃ１はＶ_ｃｃ／５に変わる。

出力電圧は次式で表される。

平均出力電力は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ１：正弦波出力電圧│Ｖ_０│＜│Ｖ_ｃｃ１│の場合：
この演算ステージの場合、グラウンド電位は負荷２４の非反転側へ供給される。従って、負荷２４へは差動増幅器２３がその反転側へ信号を供給しているだけである。

平均入力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

この演算ステージの間の上記ステージ１のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器とを比較すると次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ２：正弦波出力電圧│Ｖ_ｃｃ１│＜｜Ｖ_０｜＜│３Ｖ_ｃｃ１│の場合：
このステージでは、Ｖ_ｃｃ１がオンに切り替えられる瞬間である、Ｖ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ１のときの時間ｔ_１を決定する必要がある。出力電圧は次式で表される。

ｔ_１においてＶ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ１のとき次式で表される。

負荷２４の非反転側における１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

負荷２４の反転側における１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

平均入力電力は次式で表される。

効率は次式で表される。

上記ステージ２のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器とを比較すると次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

クラスμの増幅器、ステージ３：正弦波出力電圧│３Ｖ_ｃｃ１│＜│Ｖ_０│＜│Ｖ_ｃｃ│の場合：
方程式（３）

から、３Ｖ_ｃｃ１がオンに切り替えられる瞬間であるＶ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｃｃ２のときの時間ｔ_２は、次のように与えられる。

負荷２４の非反転側では、１／４周期の合計入力電力は次式で表される。

但し、次式が成り立つ。

負荷２４の反転側では方程式（４）

から、平均合計入力電力は、次式で表される。

効率は次式で表される。

上記ステージ３のクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器とを比較すると次式で表される。

平均電力損失は次式で表される。

先に述べたように、本発明を具現する増幅器は、（図６に示すような）出力電力に対する効率をプロットしたグラフに示される結果的な曲線形状に起因して、クラスμの増幅器と名付けることを提案する。図６に示すグラフからは、３つの動作ステージを実装するクラスμの増幅器の場合、最大出力電力の１／８から１／３までの提案される典型的な動作の間に約６２％から７５％までの効率を達成し得ることが分る。これは、典型的には、従来のクラスＢの増幅器の効率の１．５倍である。

実際の電力損失におけるクラスμの増幅器と従来のクラスＢの増幅器との差は、出力電力に対する電力損失を示す図７のグラフから明らかである。最大出力電力の１／８から１／３における動作の間、クラスμの増幅器の電力損失は従来のクラスＢの増幅器のそれの１／３より少ないことが分る。出力電力の全体領域に関しても、クラスμの増幅器の最大電力損失は従来のクラスＢの増幅器のそれの半分より少ないことが分る。

クラスμの増幅器に対してさらに多くの動作ステージを使用すれば、より高い効率を達成し得るであろう。

要約すると、本発明の１つ以上の好適な実施形態は、従来のクラスＢの増幅器より格段に高い効率を達成する増幅器回路を提供することができる。本発明の１つ以上の好適な実施形態に係る別の優位点は、スイッチング回路内で発生する誤差を、差動増幅器がこの誤差を負荷２４の反対側へ印加して無効にすることによって、実質的に排除し得ることにある。

従来のクラスＢの増幅器を示す概略回路図である。 本発明の好適な一実施形態に係る増幅器を示す概略回路図である。 正弦波形式の入力信号の波形である。 図３に示すタイプの正弦波入力信号の、図２の回路内のノード１における信号波形である。 図３に示すタイプの正弦波入力信号の、図２の回路内のノード３における信号波形である。 図２の増幅器の正規化電力に対する効率を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。 図２の増幅器の正規化出力電力に対する電力損失を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。 本発明のさらなる好適な実施形態を示す概略回路図である。 正弦波入力信号の、図８の回路内のノード１における信号波形である。 正弦波入力信号の、図８の回路内のノード３における信号波形である。 図８の増幅器の正規化電力に対する効率を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。 図８の増幅器の正規化出力電力に対する電力損失を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。 図２及び８の増幅器の正規化電力に対する効率を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。 図２及び８の増幅器の正規化出力電力に対する電力損失を従来のクラスＢの増幅器と比較したグラフである。

Claims (13)

1. 増幅器と、
   前記増幅器に接続可能であって、入力信号を複数の基準電位と比較し、出力を有する比較器と、
   前記比較器の出力によって制御可能であって、負荷の一方の側へ印加されるべき電圧レベルを選択するための切り替え段と、
   前記負荷へ印加されるべき選択された電圧レベルの一定割合を前記入力信号から減算して出力信号を供給するための減算器とを備え、
   前記増幅器は、前記減算器の出力信号を入力し、前記出力信号を前記負荷の第２の側へ印加されるべく増幅するように配列される増幅器装置。
2. 前記増幅器は差動増幅器を備える請求項１記載の増幅器装置。
3. 前記増幅器は減算器を含む請求項１又は２記載の増幅器装置。
4. 前記増幅器は線形増幅器である先行する任意の請求項記載の増幅器装置。
5. 前記増幅器は前記増幅器に関連付けられる利得を有し、前記減算器によって減算される前記選択された電圧の一定割合は前記増幅器の利得に反比例する先行する任意の請求項記載の増幅器装置。
6. 前記入力信号は第１の電位と第２の電位との間で変化し、前記基準電位は、一定範囲の入力信号、又は前記第１及び前記第２の電位間の入力信号を有する１つ以上の電源から得ることができる先行する任意の請求項記載の増幅器装置。
7. 前記負荷はラウドスピーカシステムを含む先行する任意の請求項記載の増幅器装置。
8. 先行する任意の請求項記載の増幅器装置を備えたオーディオシステム。
9. 増幅器装置において信号を増幅させるための方法であって、
   出力を有する比較器において、入力信号を複数の基準電位と比較するステップと、
   前記比較器の出力によって制御可能な切り替え段において、負荷の一方の側へ印加されるべき電圧レベルを選択するステップと、
   前記負荷へ印加されるべき選択された電圧レベルの一定割合を前記入力信号から減算して減算器の出力信号を供給するステップと、
   増幅器において、前記減算器の出力信号を入力するステップと、
   前記減算器の出力信号を増幅するステップと、
   前記増幅された信号を前記負荷の第２の側へ印加するステップとを含む方法。
10. 前記信号を増幅するステップは、差動増幅器を使用して信号を増幅することを含む請求項９記載の方法。
11. 前記信号を増幅するステップは、線形増幅器を使用して信号を増幅することを含む請求項９記載の方法。
12. 前記増幅器は前記増幅器に関連付けられた利得を有し、前記選択された電圧の一定割合を減算するステップは、前記増幅器の利得に反比例する割合を減算することを含む請求項９乃至１１のいずれか１つの請求項記載の方法。
13. 前記入力信号は第１の電位と第２の電位との間で変化し、前記方法はさらに、一定範囲の入力信号、又は前記第１及び前記第２の電位間の入力信号を有する１つ以上の電源から基準電位を得ることを含む請求項９乃至１２のいずれか１つの請求項記載の方法。

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