CN100464506C

CN100464506C - Ds-cdma接收机的自适应路径选择阈值设置

Info

Publication number: CN100464506C
Application number: CNB998087009A
Authority: CN
Inventors: M·舒利斯特; G·克朗; N·何
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1998-07-16
Filing date: 1999-07-08
Publication date: 2009-02-25
Anticipated expiration: 2019-07-08
Also published as: CA2342158C; EP1095467B1; KR20010071923A; DE69912281T2; CN1309843A; EP1095467A1; AU4908899A; CA2342158A1; JP2002520982A; ATE252789T1; DE69912281D1; TW429693B; WO2000004648A1; AR018464A1; JP4130532B2; US6229842B1

Abstract

在延迟功率分布(DPP)信号中检测和选择峰的一种系统和方法。用一种自适应方法来确定DPP信号中的有效路径。通过测量DPP信号的信噪比并设置所述阈值来确定这一自适应阈值，从而将路径估值中的漏检概率和虚告警概率降到最小。为了确定这一信噪比，该系统采用一种迭代过程，其中对噪声进行了一个粗略估值和一个改进估值。

Description

DS-CDMA接收机的自适应路径选择阈值设置

发明背景

在蜂窝无线电系统里，瑞克(Rake)接收机被用于解决直接序列码分多址(DS-CDMA)系统中的多径传播问题。通过将多个并列的解调器(在本技术领域里常常叫作瑞克“分支”)分配给从收到到的多径信号中选择出来的最强分量，瑞克接收机应该能够捕获收到的信号的大部分能量。进行了相应的延迟补偿以后，合并所有分支的输出。这些分支的分配和时间同步是在信道响应估计的基础之上进行的。多径延迟搜索处理器(在这一领域里常常叫作“搜索器”)估计信道延迟分布(channel delay profile)，确定延迟分布内的路径，并跟踪传播状态变化引起的延迟变化。

为了便于从DS-CDMA无线电系统发射信号中解调出数据，必须在接收方一侧知道接收到的重现的发射信号的正确的码相位。正确的码相位常常是通过接收机将收到的信号跟发射机使用的相同或者至少部分相同的已知扩频序列进行相关来提取的。然后，将通过这一操作获得的互相关模式相对于这一模式中求得的最大值相对延迟进行评估。

除了对应于不同传播延迟的互相关值所需要的叠加以外，接收机计算出来的互相关模式包括不同类型的不需要的信号能量。这种不需要的信号能量源于传输信道中出现的噪声和衰落、以及所用扩频序列固有的非理想互相关特性。这些情况会使互相关峰的检测过程变得困难，因为峰值检测器会找出错误的相关峰(这里常常叫作“虚告警”)，或者会错过存在的互相关峰(这里叫做“漏检”)。

已经讨论过通过检测互相关峰来找出并提取码相位信息的问题。在这里，经常使用，用于产生恒虚告警率的一个方法，叫做恒虚告警率(CFAR)检测。CFAR检测的原理是提供一个用于路径选择的路径选择阈值，以便将互相关模式中大于这一路径选择阈值的值当作候选路径。如果这些值降到路径选择阈值以下，就拒绝接收这些信号并将它们看成噪声。根据所赋阈值的不同，会获得特定的假路径检测概率，也就是虚告警率。将测量得到的当前噪声电平乘上一个预定的恒定阈值系数，会产生这样一个路径选择阈值，它可以用于在一个路径选择单元中获得理想的已知恒虚告警率。用于这一传统检测器中的恒定阈值系数可以针对给定的系统操作参数和条件集进行优化。

没能检测出存在的互相关峰的概率(也就是漏检率)跟阈值系数的选择和对应的虚告警检测概率是密切相关的。如果路径选择阈值设置在一个相对较高的水平上，虚告警次数就会减少，而漏检次数就会增加。相反，如果路径选择阈值设置在相对较低的水平上，虚告警次数就会增加，而漏检次数就会减少。因为将漏检和虚告警概率同时减到最小对于接收机的整体性能而言是需要的，而使这些概率最小化会对检测器路径选择阈值的设置提出相互抵触的要求，因此，仔细地设置这一路径选择阈值，对于采用这种方法进行路径搜索的所有系统而言，都是非常重要的。

图1A和1B从概念上说明：为了同时降低虚告警概率和漏检概率而设置路径选择阈值，在某些情况下是如何互相抵触的。图1A说明具有很高信噪比(SNA)的情况下的假路径检测概率和有效路径漏检概率。从图1A可见，用恒虚告警率路径选择阈值(th_CFAR)进行峰值检测的时候，虽然漏检概率为0，但是CFAR检测单元有某些固定、恒定的虚告警率。此外，图1A还说明在这些SNR条件下，将这一阈值移到th_adaptive这一点上，就不会有任何假路径检测和有效路径的漏检。

图1B说明在低SNR情况下，假路径的检测概率和有效路径的漏检概率。在这个图中，可以看出，采用恒定的路径选择阈值，在低信噪比的时候，会导致漏检概率增大，而虚告警概率基本维持不变。此外，图1B说明在这样的SNR情况下，将阈值移到左边会以增大虚告警率为代价最大程度地降低漏检概率，如同自适应阈值th_adaptive所示，漏检和虚告警之间的折中是必需的。

图1A和1B只是纯概念性的，它可用于指出本发明的申请人已经发现的以下事实：将平均噪声电平跟一个恒定阈值系数相乘来获得一个在峰值检测器中应用的路径选择阈值的传统算法，不能获得最佳的接收机整体性能。虽然用于确定路径选择阈值所采用的恒定阈值系数对于给定的工作参数和条件而言可能是最佳的，但是这一恒定阈值系数对于其它参数和条件却不是最佳的。这样，对于良好的传输状态(例如高信噪比(SNR))，传统算法会检测出虚假的相关峰，从而降低整体性能。对于很差的传输条件(例如低信噪比)，传统算法比较保守(也就是阈值太高)，会漏过潜在的相关峰，从而降低接收机的整体性能。这样，这些观察结果表明，选择的所有恒定阈值系数都不能使接收机的整体性能最佳，因而不能优化系统的容量。

发明概要

本说明描述了用于在扩频无线电接收机中确定有效路径的系统和方法。根据本发明的一个示例性实施方案，用一个路径选择单元来确定延迟功率分布(DPP)信号中的有效峰。本发明准确地估计DDP信号中的噪声电平，以便得到准确的SNR估值，该SNR估值可以利用一个阈值表或者变换函数来实行变换从而自适应地设置一个路径选择阈值，以便将DPP信号中的有效峰跟噪声分离开来。用准确的噪声电平估值和自适应路径选择阈值，可以使漏检概率和虚告警概率都得到优化。

根据本发明的一个示例性实施方案，该系统连续地估计信道的SNR，以便设置路径选择阈值。这一SNR是通过利用迭代过程确定信号中的噪声电平来估计的。这一迭代过程包括通过去掉预定数量的峰并评估残余信号来确定噪声电平的粗略估计的步骤。然后，利用这一初始噪声电平估值来精确地确定在计算噪声电平以前应当去掉的峰的个数，就能够改进噪声估值。在由测量而得到的SNR的基础之上，用一个阈值变换单元来设置路径选择阈值，以便将DPP中的有效峰跟噪声分离开来。这一阈值变换函数可以通过对该系统事先的模拟并确定虚告警和漏检之间所需要的折衷来确定。

附图简述

从下面对优选实施方案的描述，并参考附图，本发明的上述目的和特征将显而易见。其中：

图1A说明对于高信噪比传输，采用恒定路径选择阂值和自适应路径选择阈值得到的虚告警概率和漏检概率；

图1B说明对于低信噪声比传输，采用恒定路径选择阈值和自适应路径选择阈值得到的虚告警概率和漏检概率；

图2说明用于DS-CDMA系统中的搜索和跟踪单元；

图3说明采用传统恒定阈值系数技术的路径选择单元；

图4说明本发明一个示例性实施方案中的一个路径选择单元；

图5说明根据本发明一个示例性实施方案用于确定DPP信号信噪比的一种方法；

图6说明对应于一个信噪比(E_bc/N₀)范围的虚告警概率和漏检概率；

图7说明如何设置可变路径选择阈值；和

图8说明可变阈值系数对SNR的依赖性。

发明详述

在以下描述中，为了进行说明而不是进行限制，给出了具体细节，比方说特定的电路、电路元件、技术等等，以便让读者完整地了解本发明。然而，对于本领域里的技术人员而言显而易见，本发明可以用不同于这些具体细节的其它实施方案来实施。在其它情形里，省去了众所周知的方法、装置和电路，以免干扰本发明的重要内容描述。

图2说明能够实现本发明的一个示例性搜索和跟踪单元100的一个框图。注意，图2中给出的这一特定结构，例如天线信号和扇区的个数，纯粹是示例性的。扇区1₁～扇区1₆代表跟接收机有关的不同天线扇区。在扇区1₁～1₆里收到的复合DS-CDMA信号最初由选择器单元3中的搜索和跟踪单元100处理。对于每一个天线信号，选择器单元3包括一个导频多路分离器和一个缓冲器(没有画出)。这些多路分离器从数据流中取出导频码元和其它样本。经过了多路分离和缓冲的信号被有选择地分配给搜索器5₁～5_L。

搜索器5₁～5_L用适当的编码(例如短金码和长金码)对经过了选择器单元3的多路分离/缓冲后的信号进行复相关，在天线扇区1₁～1₆中的工作扇区收到的复信号里“搜索”所需要的信号。这些相关是在给定的时间或者搜索窗口里进行的。作为结果，搜索器5₁～5_L为每一个天线信号发出一个DPP给路径选择单元7。虽然在本描述中没有直接涉及DPP计算的细节，但是感兴趣的读者可以参考1998年5月29日提交的德国申请DE-19824218.2，其标题为“具有周期性插入导频码元的DS-CDMA系统的多径搜索和跟踪程序”。路径选择单元7将干扰估值考虑在内，从来自搜索器的DPP中提取信号最强的N条路径d1’、……、dN’。另外，路径选择单元7还产生选择信息s₁’、……、s_N’，它们表明已被选择的工作扇区和天线信号。信号d₁’、……、d_N’和s₁’、……、s_N’被输入跟踪和控制单元9。

跟踪和控制单元9完成两个主要功能。第一个功能是使搜索器的定时适应移动台和基站之间的距离变化。第二个功能是根据搜索窗口的调整情况来调整提供的延迟路径d₁’、……、d_N’，并且选择一定数量的最终延迟值和对应的天线/扇区信息。

为了当前讨论的目的，我们将注意力返回到路径选择单元7。图3给出了路径选择单元7更详细的框图，这个单元7可以利用前面描述的传统的恒定阈值系数技术来提供延迟值d₁’、……、d_N’和选择信息s₁’、……、s_N’。其中，来自都位于工作扇区1中的天线1和天线2的DPP被传递给加法器201。加法器201将来自这两个天线的DPP相加起来。为了简单起见，只画出了一个扇区和两个工作天线，但是本领域里的技术人员会明白，路径选择单元7的输入可以包括一个以上的工作扇区，以及对于每一个工作扇区，具有任意数量的天线。加法器201计算出来的和值被输入峰值检测和去除单元203，该单元搜索各个和信号的最大值。然后，将最大值和对应的延迟值储存起来。这个最大值和在该最大值(也就是脉冲扩展)每一侧的特定数量(例如3)的样本被去除掉，或者等价地设置成0。传统上将这一过程重复N次，这里的N是某个固定的预定常数(例如8)，这样就给出了一组N个候选延迟值和对应的峰值。

去掉了峰和脉冲扩展以后，将剩余的延迟分布看成干扰(噪声)。噪声估计单元207用这一剩余延迟分布计算平均值，作为有效噪声电平。在峰值检测和去除以后，通过对延迟分布中的剩余样本的信号功率求和以及将这个和值除以延迟分布中的剩余样本的总数，可以计算出平均值。乘法单元208将噪声估计单元207的输出以及恒定阈值系数215相乘起来。如上所述，恒定阈值系数215是一个固定值，其作用是用来得到对于给定参数(例如相关长度、相干积累次数和非相干积累次数)的恒虚告警率，这些参数在DPP计算中是固有的。

加法器201还将一个信号输出给路径估计单元205。路径估计单元205进行初步的路径选择，它把候选峰值跟由有效噪声电平和恒定阈值系数的乘积给出的路径选择阈值进行比较，上述乘积是从乘法单元208获得的。只有超过路径选择阈值的峰值和相应延迟才被传递给路径核实单元209和211。

路径核实单元209和211从相应的天线获取DPP，并在候选延迟位置将这一DPP信号跟从乘法单元208中获得的路径选择阈值进行比较。由于这一示例性的系统有两个天线分集，就将这一乘法单元的输出乘以一个分集系数1/2。当然，如果每一扇区采用不同数目的天线，那么分集系数的分母就按照所用天线数而改变。只有在同一延迟位置上的和信号跟两个天线信号中的任意一个同时超过路径选择阈值的情况下，路径核实单元209和211才能得到由路径估计单元205给出的一条候选路径。最大值检测单元213比较这些剩下来的路径，选择N条信号最强的路径并按照它们的功率的下降顺序对它们排序。产生所选路径的延迟d₁’、……、d_N’，以便作为跟踪和控制单元9的输入信号。产生表明所选扇区和天线信号的选择信息s₁’、……、s_N’，以便作为瑞克接收机的控制信号。如果路径数小于解调分支数，这一瑞克接收机就会认识到必须关断某些分支。

如同发明背景和图1A所描述的那样，在良好的传输条件下使用恒定路径选择阈值，会得到比最佳值稍差一些的假路径检测概率。此外，如图1B所示，在很差的传输条件下，恒定路径选择阈值所能得到的有效路径漏检率要比最佳值差。本发明的发明人已经发现，最好是采用一个动态的可变阈值系数，从而最好地兼顾到虚告警率和漏检率。具体而言，本发明的发明人提出这样一个阈值系数，它随着SNR状况的变化而变化。由于这一阈值系数是作为SNR的函数而变化的，例如线性地变化或者非线性地变化，因此准确地估计这个量非常重要。本发明的发明人发现，如果去掉了正确数量的峰，这一SNR估值、特别是噪声电平估值就更加精确。

因此，图4和图5给出了本发明的一个示例性实施方案，通过以迭代方式确定最佳的峰的数目，它能够改进噪声电平估计过程。然后将这一改进了的噪声计算结果用于确定SNR估值以及路径选择单元的可变路径选择阈值。

图4说明本发明的路径选择过程中的自适应阈值设置方法。单元301、303和305的功能将参考图5中的流程图来说明。在步骤401里，峰值检测和去除单元301估计DPP信号中的最大峰的信号功率。然后，在步骤403里，峰值检测和去除单元301从DPP信号中减去最高的峰以及对应的脉冲扩展。在步骤404里，判断检测到的峰的个数i是不是等于要检测的峰的最大个数L_max。L_max是可以去除掉的峰的某个预定最大个数，该数字受到瑞克接收机的分支数的限制。如果i不等于L_max，在块405中就将峰的个数增加1，并重复步骤401和403。当i等于L_max时，这一过程转到步骤406。

在步骤406里，单元303利用去除掉L_max个峰以后剩下的DPP计算噪声电平N_raw的一个粗略估值。噪声电平的粗略估值是通过将剩余DPP中样本的信号强度求和来得到的。然后将这个和除以参与所述求和的样本数。在步骤407里，峰值检测和去除单元301利用i＝1，2，3，……直到i＝L_max＝例如12(或者更多)个峰来估计累加信号功率S_i，其中的功率值按升序S₁≤S₂≤S₃≤……S_Lmax排列。

S_{i} = Σ_{l = 1}^{i} {Peak}_{l}

在步骤408里，单元303计算信号功率S_i的差，也就是S₂-S₁，S₃-S₂，S₄-S₃，……，S_i-S_i-1。单元303将峰总数L_max跟初始噪声电平估值N_raw相乘，并将乘积从最大功率值S_Lmax的信号功率中减去。接下来，单元303用上述差S_Lmax-L_max*N_raw除信号功率差S_i-S_i-1。步骤408的计算用以下公式说明：

\frac{S_{i} - S_{i - 1}}{S_{L \max} - N_{raw} \cdot L_{\max}}

这个式子的结果表明每一个峰值相对于总功率上的增加量，这个值可以用于说明每个峰是否应当在确定初始噪声电平之前从DPP中去掉。

为了获得改进了的噪声电平估值，进行另一次噪声电平迭代计算，其中那些不应当去掉的峰被包括在要当作噪声的信号能量中。具体而言，步骤409中的峰值检测和去除单元301选择有效峰的个数n_peak，其中n_peak仅仅代表这样一些峰，这些峰在步骤407中的相对增量大于某些阂值，(例如，大5％)。在步骤411里，峰值检测和去除单元301只从DPP信号中去掉有效的峰以及跟它们对应的脉冲扩展。在步骤413中，单元305计算N_imp。按照与初始噪声电平估值相似的方式来计算噪声电平估值N_imp，其中在峰和脉冲扩展被去掉以后所剩下的样本被相加起来，然后将这个和值除以剩余样本总数。最后，在步骤415里，单元305用例如以下公式计算信道SNR的估值：

SNR = \frac{\frac{1}{n_{peak}} \cdot Σ_{l = 1}^{n_{peak}} {Peak}_{l}}{N_{imp}}

阈值变换单元307输出一个阈值系数，该系数随着信号的SNR估值而改变，并在块309中与改进了的噪声电平估值相乘。单元307进行的阈值变换可以按照以下方式来确定。

首先，可以针对一定范围的不同SNR值来模拟漏检概率和虚告警概率，并且给出特定的一组系统参数，这些系统参数是在DPP产生过程中所固有的，例如扩频系数、非相干积累。然后针对任何给定的SNR来确定阈值系数，以便优化漏检概率和虚告警概率。这样，这两个概率都会随时间而变。图6说明针对从-10到4分贝的E_bc/N₀的加性白高斯噪声(AWGN)信道来对虚告警率和漏检率进行示例性模拟。其中，实线表示正确峰的漏检概率，虚线表示所有峰的漏检概率，点划线表示虚告警概率。从图中可以看出，E_bc/N₀(SNR)越大，虚告警率曲线和漏检率曲线之间的距离就越大。这意味着用水平横坐标表示的路径选择阈值可以随着SNR的提高而更快地增加。但是，本领域里的技术人员会认识到，路径选择阈值还可以随着SNR增加而线性地增长。此外，图6还说明虚告警概率曲线的扩展很小，这意味着虚告警概率基本上依赖于归一化噪声背景。

给定这一组模拟值，下面将参考图7和8来描述在模拟结果的基础上用于单元307的特定的、但纯粹是说明性的变换函数的选择。

图7说明阈值系数随估计的平均SNR的变化，它利用模拟结果提供关于如何执行阈值变换的信息给系统设计员。具体地说，图7中下面两条基本上重叠的曲线说明：对于以下无线电信道传播情形，可以设置阈值系数以获得(理想的)1％的恒定虚告警率，这两种情形是：(1)两条独立的传播路径(通过各个“x”点的曲线)，和(2)一条传播路径(通过各个“+”点的曲线)。

如果对于以下无线电信道传播情形，需要同时使漏检率和虚告警率最小，那么图7中上面两条基本上重叠的曲线代表可以用于单元307的变换，这两种情形是：(1)在DPP中有两个独立的峰(用通过各个“o”点的函数表示)，和(2)DPP中只有一个峰(用通过各个“*”点的函数表示)。图7还(用点划线)说明单元307的阈值变换函数的一个示例性实现方法，它被选择为位于恒定虚告警率两个极值和最小虚告警率/漏检率之间。虽然在图7中说明了阈值变换单元的一个实现方法，但是本领域里的技术人员应当明白，阈值变换单元可以使用各种函数，以使得阈值能处于恒虚告警率和最小虚告警率/漏检率之间。

图8说明阈值系数相对于估计的平均SNR的曲线，它类似于图7给出的信息，除了采用了扩频系数、天线分集和非相干积累的不同组合以外。在这里，这一示例性的实现用一条实线表示，并用图左上侧那组函数来说明。

再回到图3，一旦按照上述方法选定一个阈值变换函数，单元307就根据按照以上方法计算出来的SNR来计算可变的阈值系数。在图7所示的示例性实现方法里，如果估计的SNR≤2.5，就将阈值系数设置成1.9。但是，如果估计的SNR>2.5，就按照以下公式设置阈值系数：

阈值系数＝0.1822*SNR+1.444

由于在收到的信号中一帧与下一帧的SNR不一样，所以，可以以帧为基础来调整阈值系数。

乘法器单元309利用单元307设置的阈值系数跟从单元305获得的改进噪声电平估计的乘积来产生路径选择阈值。最后，路径估计单元311利用DPP信号和来自乘法器单元309的路径选择阈值判断选择哪些路径。路径核实过程跟前面参考图3所介绍的方式相似，其中利用了路径核实单元313和315，并考虑了从图4所示结构获得的改进了的噪声电平估计。

除了前面描述过的噪声估计过程以外，至少还有两个信息源可以用于这里描述的迭代过程的一部分，从而产生调整过的噪声电平估值。这两个源在图4中用虚线320和322来说明。上面那条虚线320从最大值检测单元317反馈信息，以供峰值检测单元301用于为N_raw’和N_imp’产生新的噪声电平估值。下面的那条线322表示从数据解调器319获得的软信息值，在计算出新的N_raw’和N_imp’以后，这些软信息值也可以同样用作峰值检测和去除单元301的输入。此外，图4的系统可以为更加改进过的噪声电平估计来实现上面的虚线和下面的虚线表示的反馈环路。

此外，虽然只在参考图4所示的自适应阈值系数的情况下介绍了如何产生N_raw’和N_imp’，但是利用图3所示的恒定阈值系数和参考图4所描述的迭代噪声电平估计仍然属于本领域里技术人员的知识范围之内。为了实施图4中的这一实施方案，可以省略阈值变换单元307，或者让它输出常数并且可以把N_imp 305的噪声信号输出直接传递给乘法器309。乘法器309将计算出改进了的噪声电平估计跟恒定阈值系数的乘积。

尽管利用以上示例性的实施方案对本发明进行了描述，但是本领域里的技术人员会明白，本发明还可以用其它方式来实施。

Claims

1.在扩频接收机中的一种传播路径选择方法，包括以下步骤:

-估计(305)与接收到的复信号有关的信噪比；

-设置(307)随着所述信噪比而变化的一个阈值系数；

-将与所述信噪比有关的一个噪声电平与所述阈值系数相乘(309)而产生一个路径选择阈值；

-将一个传播路径特性与所述路径选择阈值(311)进行比较；和

-当所述特性超过所述路径选择阈值时，选择所述传播路径；

其中所述估计信噪比的步骤包括以下步骤:

-对接收到的复信号执行互相关操作，以产生具有多个峰的一个相关信号；

-从所述相关信号中去掉第一数目的多个峰(401，403，404，405)，以形成第一个残余信号，该第一数目受限于瑞克接收机的分支数；

-根据第一个残余信号(406)确定所述噪声电平的第一个估值；

-通过确定第一数目的峰中每一个的功率相对于所述相关信号总功率的一个增量和确认功率增量大于预定增量的那些峰，从而从第一数目的多个峰中找出第二数目的多个峰，该第二数目是指相对增量大于阈值的有效峰的个数；

-从所述相关信号中去掉(411)第二数目的多个峰，从而产生第二个残余信号，所述第二数目的多个峰是在所述确认步骤中确认过的；

-使用所述第二个残余信号来确定(413)所述噪声电平的第二个估值。

2.权利要求1的方法，其中的预定增量是5％。

3.权利要求1或2的方法，其中为所述噪声电平确定第一个估值的步骤还包括以下步骤:

-从所述相关信号中去掉第一数目的多个峰以及在第一数目的多个峰中每一个的周围的样本的脉冲扩展；

-对第一个残余信号中的剩余样本的信号功率求和；和

-将所述和值除以第一个残余信号中的剩余样本总数。

4.权利要求3的方法，其中为所述噪声电平确定第二个估值的步骤还包括以下步骤:

-从所述相关信号中去掉第二数目的多个峰以及在第二数目的多个峰中每一个的周围的样本的脉冲扩展；

-对第二个残余信号中剩余样本的信号功率求和；和

-将所述和值除以第二个残余信号中的剩余样本的总数。

5.前述权利要求1-4之一的方法，其中设置阈值系数的步骤还包括以下步骤:

如果估计的信噪比小于一个根据通信需要而确定的值，就根据第一个函数选择所述阈值系数，否则就根据第二个函数选择所述阈值系数，其中第一个函数是一个恒定阈值系数，其中第二个函数是该信噪比的线性函数。

6.在扩频接收机中进行传播路径选择的一种装置，包括:

-用于估计(305)与接收到的复信号有关的信噪比的装置；

-用于设置(307)随着所述信噪比而变化的一个阈值系数的装置；

-用于将与所述信噪比有关的噪声电平与所述阈值系数相乘(309)、从而产生一个路径选择阈值的装置；

-用于将一个传播路径特性与所述路径选择阈值进行比较(311)的装置；和

-当所述特性超过所述路径选择阈值时、用于选择所述传播路径的装置；

其中用于估计信噪比的装置的特征在于包括:

-用于对收到的复信号进行互相关操作、以产生具有多个峰的一个相关信号的装置；

-用于从所述相关信号中去掉(401，403，404，405)第一数目的多个峰、以形成第一个残余信号的装置，该第一数目受限于瑞克接收机的分支数；

-用于根据第一个残余信号以确定(406)所述噪声电平的第一个估值的装置；

-通过确定第一数目的峰中每一个的功率相对于所述信号总功率的一个增量和确认功率增量大于预定增量的那些峰，从而从第一数目的多个峰中找出第二数目的多个峰的装置，该第二数目是指相对增量大于阈值的有效峰的个数；

-用于从所述相关信号去掉(411)在所述确认装置中确认出的第二数目的多个峰、以产生第二个残余信号的装置；和

-用于为第二个残余信号中的噪声电平确定(413)第二个估值的装置。

7.权利要求6的装置，其中的预定增量是5％。

8.权利要求6或7的装置，其中用于确定所述噪声电平的第一个估值的装置适合于:

-从所述相关信号中去掉第一数目的多个峰、以及在第一数目的多个峰中每一个的周围的样本的一个脉冲扩展；

-用于对第一个残余信号中的剩余样本信号功率求和；和

-将所述和值除以第一个残余信号中所述剩余样本的总数目.

9.权利要求8的装置，其中用于为所述噪声电平确定第二个估值的装置适合于:

-从所述相关信号中去掉第二数目的多个峰以及在第二数目的多个峰中每一个的周围的样本的一个脉冲扩展；

-对所述相关信号中剩余样本的信号功率求和；和

-将所述和值除以所述相关信号中所述剩余样本的总数目。

10.权利要求6-9之一的装置，其中用于确定阈值系数的装置适合于:

-当估计的信噪比小于一个根据通信需要而确定的值时就根据第一个函数选择所述阈值系数，否则就根据第二个函数选择该阈值系数，其中第一个函数是一个恒定阈值系数，第二个函数是所述信噪比的线性函数。

11.在扩频接收机中进行传播路径选择的一种方法，包括以下步骤:

-通过以下步骤确定接收到的复合信号的第一个噪声估值:

对接收到的复信号进行互相关操作以产生具有多个峰的一个相关信号；

从这个相关信号中去掉第一数目的多个峰(401，403，404，405)以形成第一个残余信号，该第一数目受限于瑞克接收机的分支数；

利用该第一个残余信号计算(406)噪声的第一个估值；

-通过以下步骤改进所述噪声的第一个估值以产生改进了的噪声估值:

通过确定第一数目的多个峰中每一个的功率相对于所述相关信号总功率的增量和确认功率增量大于预定增量的那些峰，从而从第一数目的多个峰中找出第二数目的多个峰，该第二数目是指相对增量大于阈值的有效峰的个数；

从所述相关信号中去掉(411)在确认步骤中确认出的第二数目的多个峰以产生第二个残余信号；

使用该第二个残余信号计算(413)所述改进了的噪声估值；

-将所述改进了的噪声估值与一个阈值系数相乘(309)，从而产生一个路径选择阈值；

-将所述传播路径的特性跟所述路径选择阈值(311)进行比较；和

-当所述特性超过所述路径选择阈值时，选择所述传播路径。

12.权利要求11的方法，其中的阈值系数是一个常数值。

13.权利要求11的方法，其中的阈值系数作为信噪比的函数而变化。

14.权利要求11-13之一的方法，其中计算噪声的所述第一个估计的步骤包括以下步骤:

-从所述相关信号去掉第一数目的多个峰以及在第一数目的多个峰中每一个周围的样本的脉冲扩展；

-对第一个残余信号中剩余样本的信号功率求和；和

-将所述和值除以所述第一个残余信号中剩余样本的总数目.

15.权利要求14的方法，其中计算所述改进的噪声估值的步骤包括以下步骤:

-从所述相关信号去掉第二数目的多个峰以及在第二数目的多个峰中每一个周围的样本的脉冲扩展；

-对第二个残余信号中剩余样本的信号功率求和；和

-将所述和值除以第二个残余信号中所述剩余样本总数。