CN100349376C - 在放大器输入建立预失真的比较信号的准备装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及在放大器输入建立预失真的比较信号的准备装置及方法。本发明涉及用于比较以确定放大器(12)输入处预失真的信号(分别为X和Y)的准备过程，信号包括一放大前信号(X)和经所述放大器放大后的一信号(Y)。所述准备包括一在放大前、后信号(分别为X和Y)之间所作的时间校准(22)，再利用它们确定所述预失真。最佳地，本发明涉及两个阶段，分别为时间粗调阶段，即将放大前信号(X)推迟一延时，它为第一批时间单位整数倍，和时间精调过程，即确定一时间延迟或提前值，它为第一时间单位的分数值。

Description

在放大器输入建立预失真的比较信号的准备装置及方法

技术领域

本发明涉及信号处理领域，尤其是校正放大链路产生的失真的领域。所述校正即比较放大链路输出信号与输入初始信号的特征，以便确定产生的失真。这样就可计算出逆预失真响应，将之添加在输入信号上，以消除所述信号失真，因此，可提高放大链路的线性及电效率。

背景技术

本发明的出发点在于，放大链路产生的延迟——这种延时使得信号与其准确响应之间无法比较(如忽略放大链路固有的失真)，导致计算预失真时，出现不容忽视的误差及原理限制。

目前的预失真技术还无法解决这个由于比较时信号之间的时间延迟产生的误差问题。

由于信号比较一般采用数字技术，所以，至少必须将放大链路输出的模拟信号数字化。这个在给定时刻t0被数字化的输出信号即是对在放大链路上游、t0-Г时刻的信号的响应(所述信号响应由于放大器，或多或少有所失真)，其中，Г为放大链路产生的延时。

另外须注意，这种延时并不固定，它会随放大链路的老化、温度、放大信号、功率及所使用频带等因素而变化，这样，若仅对放大链路上游侧的比较信号(参考信号)的固定延时作校正，这种校正的效果并不好。

图1为电磁波发射器所使用的一种传统的通过预失真进行非线性校正的放大链路简图，图中示出了其各主要部件。组件2有一数字预失真单元4，其第一输入4a接收来自数字调制源6的一待放大数字信号X。预失真单元4在所述数字信号X上加上一预失真，使之变为一预失真信号X′，该预失真信号被提供到输出4b。然后，所述信号X′经过数字-模拟转换器(CNA)8转换成模拟形式，该模拟信号由所述转换器输出传送到频率倍增变换级(TX-IF及TX-RF)10以发射，所述变频级起动和发射天线(图中未示出)相连的功率放大器12。

功率放大器12的输出信号Y经过一个负反馈(回路14)传送到数字预失真单元4的第二输入4c处以进行比较。为此，回路有一RF(无线电频率)端16，其输入接收功率放大器12的输出信号，使其转换为频率减缩变换级(RX-IF及RX-RF)18可接收的利用形式，所述变频级18的功能与变频级10的正相反(即使其中间频率并不相同)。变频级18的输出信号经过一模拟-数字转换器(CAN)20数字化，数字化信号Y再传输到预失真单元的第二输入4c处。

转换器CNA 8和CAN 20通过在各时钟输入EM处的信号Méch被时间间隔。信号Méch确定了信号X对转换器CNA的各瞬时数字值转换的周期性，及功率放大器12输出处检测的信号的各瞬时模拟值数字化周期性，即采样率。在实施例中，信号φéch通过由参考时钟φréf供给的锁相环21(后文中缩写为PLL，即英文“phase locked loop”首字母缩写)同时提供给两转换器CNA 8和CAN 20。

可看出，预失真单元比较的信号X和Y都可能发生可变延时，所述延时可能大于时钟φéch的周期，其准确值不对应于所述时钟周期的整数倍。

在目前的技术中，未作任何处理，就直接把转换器CAN 20的基频带输出信号Y和信号X比较。

对转换器CNA 8发射及转换器CAN 20接收的信号之间进行了相位校正及采样时间校准，再加之放大链路本身的传播时间——所述传播时间不容忽略，而且变化着，尤其因为有模拟滤波器，因而本征校准(l’étalonnage intrisèque)功能受到限制。如果可以控制数字式信号电平的延时，若为模拟信号电平时，问题会更麻烦。

这种时间校准的缺陷对于比如第三代蜂窝系统所利用的现代无线电发射站特别不利于以合理成本实现良好的预失真性能。它们把一种所谓“码分多址”(AMRC，英文缩写即CDMA)型编码作为电磁波接口。考虑到成本及体积，收发基站(英文缩写为BTS，即“basetransceiver station”)只会使用唯一一个无线电发送功率放大器12来为所有用户的信号发送一个或多个载波。因此，发送一词即包括基站内整个发送链路，所述链路既有信息及信号处理的数字部分，又有特别包括了功率放大器的纯模拟部分；无线电部分还包括有发送链路的所述最后链环。

采用某些算术技术，虽可以校正由所述延时引起的预失真误差，可却必需笨重的计算设备。特别地，这些技术也只是建立在近似值及外推值基础上，准确性受到限制。

使用一种最优化的新的预失真技术即斩波技术，可获得功率放大器效率达15％至17％。

相对于传统的放大技术(英文称为“feedforward”(前馈))，这已经前进了一大步，所述传统技术中效率约为8％。此外，还可减少成本，并通过数字处理，取代在高功率的模拟及无线电频率级中所采用的复杂技术。

但是，要面对多种不同类型的功率放大器和晶体管以及最小化甚至避免原厂的校准，预失真系统必须能以动态方式，监测并校正功率放大器传递函数的变化，尤其是频率频带上的非线性变化、载波数目、温度、老化、存储效应……

见效最快、最常用的方法都是基于变换表，所述变换表可确定功率放大器的反非线性，以将其应用在调制信号上，因而可在功率放大器输出处初始化所需的源信号，同时最大地屏蔽了相邻信道上的频谱。

但是，不管它们的变化如何，实施预失真表的算法基于可较好复制发射信号的带宽及极高线性的接收器。实施预失真基于比较，即：输入信号与输出信号之间的相关性。发射频带和待线性化频带越大(至少为瞬时传送频带的三至五倍)，线性增益与该比较的精确度越直接相关。这些方法均建立在经典LMS算法(英文为“least meansquares”，即最小均方)基础上，其大部分相对地不受待比较信号的积分和增益的影响。但最大问题还是比较信号之间迟延的时间精确度。事实上，这个问题和“前馈”式放大器的宽带延时校正类似，只不过，现在预失真是在一数字环境中。在此情况下，由于待线性化的频带属于宽带，问题因而更加复杂。实际上，如果在60兆赫的频带中，希望提高三或四载波型放大器UMTS的线性约25分贝，则信号的发射及测量试样之间存在的延时一定不能超过10皮秒。因为定时器相位漂移仍存在较大变化，传送及接收链路组件里也有变化，所以，这种精确度不会因为厂家预设校正而获得。

要解决的问题即是找到方法，能以动态方式跟踪并测量时间校准，并能用简易装置——最好是价格便宜的数字技术——来校正。

现有技术采用了一种高效率发射器，并配以一限幅器和一数字预失真单元。最著名的预失真数字技术建立在时间伺服基础上，即一高线性、宽带(宽频带)接收器。最佳地是，它们使用了中间频率二次抽样(可避免增益配套(d’appairage de gain)、积分及连续分量的误差)，以改善更新预失真表的LMS算法。

可肯定，时间校准不会因为待比较的两个信号之间的增益、信号电平或积分(在复平面内)可能不协调而受到干扰。要获得信号X和Y(如图1)之间的增益差，提出的方法应不会直接受到其影响。积分误差也同理。

LMS算法可考虑测量信号和发射信号之间的相位旋转及增益差。它可通过一恒定的复数值，影响预失真表中所有复数系数。这一常数值，尤其是增益分量，可被检测到并消除掉，因为一般地，最小发射功率时，增益校正必须是单一的(预失真表中第一批数值系数)。

围绕这些方法的若干变型或可提高性能，或可简化实施，其中：

——所谓简化LMS技术，可减化某些抽样率系数的复数乘法为符号相乘，而不会降低收敛速度或线性化精确度，及

——二维预失真，可解决宽带问题，例如，随信号的瞬时频率或前面已放大的试样功率而变化的非线性化(短期热存储器效应)。

无论如何，算法必须对需消除的持续分量的偏移很敏感。如果接

无论如何，算法必须对需消除的持续分量的偏移很敏感。如果接收器中使用的是基频带CAN转换器，这个任务可很容易通过一简单的窄带过滤器来实现。

现有技术还没有解决输入信号与被测量信号之间准确校正的问题，这样，校正就只局限在ρ1/2试样中，而且，要降低被测量信号差的误差，只有通过CAN技术获得尽可能快的抽样率，才能使延时误差最小。目前，对80 MSPS(多相串行-并行-串行存贮器)和15兆赫的调频，相应线性化增益限制在12至15分贝间。

若已有一种合适的公制来测量延时，可考虑另一种已知方法：以可编程地方式延迟源信号，使其根据来自测量接收器的信号进行调整。这样，可使用一可编程的过滤器，其增益曲线为平坦的，延时为所需频带内的试样分数。这种方法中所用的倍增器价格相当昂贵，因为需要抽样节奏(例如，在专利文件WO99/57806中所述Farrow结构式过滤器)。

发明内容

基于这些问题，本发明的目的在于提出一种来自一共同信号源的信号的时间校准技术，所述技术在应用中，能以动态方式校正并提高数字式预失真性能，以改善无线电性能及无线电放大器的电效率。

本发明的解决办法即可靠，同时实施费用又低。

准确地说，根据第一目的，本发明提出了一信号准备方法，比较所述信号以建立放大器输入处的预失真，所述信号包括一放大前信号和通过所述放大器放大后的一信号，

其特征在于，所述准备包括放大前和放大后信号之间的时间校准，再利用它们确立所述预失真。

有利地是，所述准备方法包括：

——第一时间粗调过程，此间，将放大前信号推迟一延时，即第一批时间单位的整数倍，确定所述延时佳，所述延迟产生放大前延时信号，该信号与放大后信号都具有最佳时间校准，及

第一时间单位分数值，将之应用于放大后提取的信号中，可获得和放大前延时信号一样的最佳时间校准，把所述延时或提前值应用在放大后信号中。

这样进行时间比较的信号可用来建立所述预失真。

在第一时间校准阶段中，放大前、后信号可以是数字形式的。

通过分析放大器放大前延时信号和放大后信号之间的相关点，可确定具有最佳时间校准的放大前延迟信号，和/或第一时间单位分数，所述具有最佳时间校准的放大前延时信号即是能提供最高相关点的信号。

因此，分析相关点时，可选取放大前延时信号的几种不同延时形式，并行排列进行所述分析，从放大前延时信号的这几种不同形式中挑选出具有最佳时间校准的放大前延时信号。

分析相关点时，可把相关信号中的至少一个信号用复数表示，例如，所述放大前延迟信号用实部和虚部组成的复数表示，放大后信号只用实部表示。

在实施例中，在第一粗调阶段前，放大后信号数字化为在和放大前信号的频率有谐波关系的第一抽样频率。

根据至少三个相关点——第一相关点对应相关点中的最高相关值，第二、三相关点分别在第一相关点两侧，可确定具有最佳时间校准的放大前延时信号的一相关性曲线，第二时间校准、相位校准阶段中，信号的抽样时刻是这样比较的：

——如果第二相关点的相关电平低于第三相关点的相关电平，相对于放大前延时信号，延迟放大器放大后信号的抽样时刻，及

——如果第二相关点的相关电平高于第三相关点的相关电平，相对于放大前延时信号，提前放大器放大后信号的抽样时刻，

或反之，

以使第二、三相关点之间向一大致相等的相关电平收敛。

确定相关性，只需考虑放大器的一方面放大前迟时信号及另一方面放大后信号的符号，所述相关性建立在这两种信号之间的符号一致础上。

最好，把放大后信号数字化到一相位控制采样频率，第二阶段即是，有选择地变化所述采样相位，以增加具有最佳时间校准的放大器放大前延时信号及所述放大后信号的时间校准。

所述第一相位控制信号采样频率可产生在第一相位闲环输出处，通过以脉冲方式改变所述环的基准频率使其变化。

有利地走，借助一第二相位闭环，可产生第一间环的基准频率，可变分频器将频率从其输出频率中分出来后，可通过改变数量，使第一相位闭环的基准频率发生变化，以获得具有最佳时间校准的放大前延时信号和放大后信号的所述相位比较。

可把放大前信号经数字-模拟转换后，再输送给后者，转换根据在第二相位闭环输出处产生的抽样信号进行。

根据第二方面，本发明涉及一信号准备装置，所述信号需经安放在放大器输入处的预失真装置处理，信号包括一放大前信号和通过所述放大器放大后的信号。

其特征在于，它包括在放大前和放大后信号之间的时间校准装置。

本发明在信号准备方法中所述的选择性方面(第一方面)完全可应用于所述装置(第二方面)。

根据第三方面，本发明涉及一放大链路，所述放大链路包括至少一个放大器及预失真装置，所述装置安装在放大器输入处，以比较放大器失真前、后的信号，其特征在于，它包括根据前面所述的第二方面提供输入信号以作比较的一时间校准装置。

放大链路还可应用于一宽带射频发射器的线性功率放大器，——所述带宽例如为频率在10至100兆赫之间的频带，如60兆赫，可发射多载波信号，例如，移动电话中所谓“码分多址”(AMRC)型编码的发射。

附图说明

后文将参照附图、以非限制方式详细描述本发明的几种最佳实施方式，方式，以更清楚地说明本发明的优点及理解本发明。

附图中：

——已描述过的图1为一功率放大传送链路的方框简图，该图示出了一根据已知技术的数字预失真单元进行的非线性校正；

——图2为类似于图1的传送链路的方框简图，但它另外包括有根据本发明的放大链路放大前、后信号的时间校准装置；

——图3为图2中所示的时间校准装置及其所控制的放大链路部件的方框简图；

——图4a、4b及4c示出了放大链路前部信号及放大后信号之间的相关性关系，以能对时间校准进行细调。

具体实施方式

图2示出了根据本发明的一种具有预失真功能的放大链路的一实施例。在所述图中，和图1的相同部件仍采用相同编号，而且不再详加说明，以节约篇幅。

在所述实施例中，放大链路100的数字信号源6产生一复合信号，所述信号由若干编码及频率组成，如符合3GTP UMTS标准的。此时，载波即为重叠的正交码，它们各自把信息传送给用户。在现代技术中，一发射站或一确定天线区当然最好对应于唯一的完整传送链路100，即放大链路。这即意味着，同一放大链路不仅可用于所有用户的一相同载波，还可用于公共无线电站的若干载波。这种方案存在问题，原因之一是：各载波的信号不在恒定包络内。事实上，既然多用户重叠在一起，则信号的瞬时功率时间变化会很大，这与传统的恒定包络调相或调频不同，后者的平均、瞬时功率总相等。这样，需规定功率放大器12的大小，使其甚至在非线性校正之前，就有一可利用线性，但这样就需添置额外设备、消耗额外能量。同时处理多道载波时，所述现象尤为突出，因为，这样要使由同时接近其峰值的所有载波产生的信号尽可能到达最高峰。

源6的数字信号X经过数字预失真单元4，再以预失真信号X’形式输出。所述信号X’传送到一数字--模拟转换器8的输入处(或可能有两个，这取决于是基频带还是以数字中频)。信号X’在转换器输出处为模拟形式，再在中频及射频级(TX-IF及TX-RF)10处变换一次或若干次频率，最后再输送到功率放大器12的输入处，它可起动传送天线。

预失真的动态控制从功率放大器输出处输出信号开始，通过负反馈14，沿一测量链路传输。所述测量链路包括一模拟定向耦合器16，所述耦合器从放大器的输出信号中抽取一部分，它可实施定向保护，以免受天线捕获到的相同频率频带信号的干扰，及确保阻抗匹配。所述耦合器16起动一变频级18，它对应于可实施和功率放大器上游的变频级10相反的频率变换的一接收器(XR-IF及XR-RF)。变频信号由模拟-数字转换器(CAN)20数字化，数字化最好通过所谓二次抽样技术变换为中频。因此，转换器CAN有双重功能：一方面，通过二次抽样，它可提取出位于低频带的信号响应(奈魁斯特第一区)，这正符合频率变化；另一方面，它可传输低频带的数字式信号响应。

根据本发明，从CAN 20输出信号Y经时间校准单元22处理后，再传输到数字预失真单元4的第二输入4c处。时间校准单元22的功能为：消除信号Y相对于来自源6的信号X的时间校准误差(在输入22a处)，这样，相应地，就可监测例如由温度变化、老化、使用条件等引起的链路的传播时间的变化及漂移。在此情况下，可动态地监测到信号X和Y之间的时间和相位偏移，以能采用数字方式对它们之间的试样重新校正，因而能在数字预失真单元4内在最佳条件下进行比较。

时间校准单元22的运行分为下述两个阶段：

——第一时间粗调阶段，此间，将放大前信号(X)推迟一延时，即第一批时间单位的整数倍，并确定所述延时值，所述延迟产生放大前延时信号(XR)，该信号与放大后经提取并数字化的信号(Y)都具有最佳时间校准，及

——第二时间精调阶段，此间，比较具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)和经放大器放大后的所述信号(Y)，

把这样经过精细比较的信号用来建立预失真。

在第一阶段中，信号X经时间校准单元后，产生了若干种信号响应，它们都为具有不同延时的延时信号形式XR。各连续延时之间间隔为一个第一时间单位，显然，所述第一时间单位等于信号X’在CNA8处的抽样周期。各信号响应可与信号Y的时间校准进行比较。因而，时间校准单元22可确定出这些延时信号响应XR中哪一个的延时最接近放大链路12发生的延迟。所述相位产生精确度等于第一时间单位的ρ0.5倍的第一个时间相关近似值。于是，和放大后信号(Y)具有最佳时间校准的所述信号响应XR可被传输到数字预失真单元4的比较输入(第三输入4d)处。和图1的传统示意图正好相反，数字预失真单元4不再把第一输入4a处的、来自源6的信号X作为比较基础，而把所述第三输入4c处的信号XR作为比较基础。但能看出，所述第一输入4a总是用于提供来自源6的信号以提供预失真。

在第二阶段中，需微调信号Y的抽样时间，以根据具有最佳时间校准的响应XR对其进行调整。为此，时间校准单元22作用于转换器CAN 20的抽样定时器输入EI处的周期抽样信号Ivar的相位，所述相位因而应可变的。

抽样信号Ivar的相位可变性使得，所述抽样信号不同于转换器CNA 8的抽样信号，后者的频率及相位是恒定不变的，同时两信号之间需保留有理想的长期频率随动性。因此，需配备两计时电路PLL，即24和26，它们分别向CAN 20和CNA8提供抽样信号。

在本实施例中，要改变转换器CAN 20的抽样信号Ivar的相位，可通过改变其PLL 24的基准信号Ivar.réf而获得。所述PLL 24，由于其过滤环，其作用相当于一个积分器，这样，围绕分频器内的标称值N的频率脉冲引起了信号Ivar的相位延迟。所述可变基准信号Ivar.réf产生于分频器N/N+1/N-1 28的输出处，可改变频率的所述分频器的分度值N，可从时间校准单元22的输出22c处开始编程，因为建立的平均恒态值总为N。

分频器28输入处的计时信号构成了基准信号Ivar.réf源，即是由PLL 26产生的CNA 8的抽样信号Iéch。因此，可得出：基准频率Ivar.réf＝频率Iéch/N。

所以，通过改变转换器CAN的PLL 24的基准时钟相位Ivar-réf，可成正比地延迟所述转换器CAN20的信号Ivar的相位，这样就可实现细调，并保证了对两转换器8、20的时钟之间的相位锁闭。

转换器CAN 20处的抽样频率一般约为100兆赫，甚至更大。这就必须要有良好光谱纯度的抽样时钟，所述时钟从具有一基准时钟的一PLL处获得，所述基准时钟提供了时间参考，并可保证滤波及光谱纯度。

因此，最好把由转换器CNA 18的PLL 26的输出起动的分频器发出的信号作为转换器CAN 20的PLL 24的基准，这样精确度就很大，因为在所述时间精调里，一高频输入对分频器28的指令N-1或N+1来说，可获得更大的精确度及速度。

要使在该基准控制里，间隔相对较小，可使用PLL 26提供的一快速时钟。绝对调整精度仍在数字环境中。但是，相位是持续地被控制着，因为PLL 24有一过滤环。因此，PLL 24调整上的绝对量化间隔不会引起限制。由于分频器的最大值N+1引起的唯一限制即在瞬时校正里，换言之，即在将注入的变频脉冲里，该脉冲与分频器级有关。分频器N越大，间隔会越小，PLL承受的过滤越小，但相反地，收敛时间却会更长。当环锁闭时，收敛时间与残余噪声之间有一个折衷。

注意，出于降低成本及实施简单的原因，CAN和测量接收器输出处的信号Y可相对于信号源的信号X作二次抽样。对所述信号X来说，和预失真原理正相反，采用了相对于待发送信号的传输频带的一超抽样，以控制相反相位的高次谐波。这即指一宽通频带，抽样频率例如，高于待发送通频带5或7的因数。但，本发明的实施例还可降低信号Y的采样速率，并且从而降低转换器CAN 20的成本，和时间校准单元22内的计算费用。一般来说，重要的是对Y抽样的时刻及振幅的精确度。一般地，对Y的抽样频率越小，确定预失真所需时间越久，因为预失真表的收敛速度和信号Y上所使用及抽取的信息总量相关。

可实施所述两阶段的时间校准单元的功能部件详情请见图3、4。

同样如图3所示，时间校准单元22输入22b接收一可变延时装置30上的信号源6的数字式信号X，它以抽样的整数倍的间距形式，所述延时装置30例如为一数量可变的移位寄存器。因此，间距对应于前面所述的第一延时单位。因此，信号X的时间延迟至少应等于产生信号Y的放大及测量链路上发生的最大延时。延时装置30把三个信号响应XR分别传送到三个相关器32-1、32-2和32-3的各第一输入32a处，它们各自有一不同延时，例如把它们传输到移位寄存器的各侧输输出上。对于细调模式信号Ivar的一平均值提供给相关器的连续延时之间的时间间隔大于转换器CAN 20的两个抽样周期。

因此，三个相关器以并联方式运行，在一确定时刻提供三个相关点。若使它们按串-并行模式运行——即重复三个相关点产生操作，得到三个新的延时值，因此即获得三个相关点的倍数，可获得更多相关点。当然，所用相关器数目不限。

这样建立的相关点数量在第一粗调阶段和第二细调阶段之间可以不同。

CAN 20的输出信号Y并行地输送到三相关器的各第二输入32b(以数字32表示)。

因此，各相关器在信号Y与有特定延时的延迟信号XR之间建立相关，这样，粗调相位的三个连续移位假设(或更多)可同时并行地工作。

可看出，两信号此处为Y和X，的互相关模或功率，是这两个信号之间的延时函数，它给每一次检测校正提供了一信号相似性度量(metrique)。在取样方式中如所述实施例那样，如果相关性为N个试样长度，则相关点P(k)(如图4)是信号X和Y的延时试样乘积之和，即P(k)＝X(0)*Y(k)+X(1)*Y(k+1)+……+X(n)*Y(k+n)。

若X和Y为复数信号，相关点P则是信号X和Y之间延时k的复数函数；其模表示了信号X和Y的相关功率，相位表示信号X和Y的平均相位旋转。

特别地，信号Y的实部或虚部表示可通过相关性与一不同延时的复数发射信号X相比较，这样，相关最高点就在相关器窗内(至少有三或五个点，各间隔一抽样周期)。

在此过程中，可从相关器里提取相关点。在图4中，这些相关点数量为五个，例如，它们是从图3所示的三个相关器32-1、32-2和32-3的串-并行运行中提取的6个相关点中挑选出来的，所述相关点每个都会对于两个延时值各产生两个相关点。

比较所选相关点的模的平方，就可实现信号比较。

先从具有最大相关性的试样的放大前延时信号响应XR开始，再进入第二阶段，此过程作用于模拟-数字混合链路上，以校正抽样时钟Ivar的相位，实现模拟插值，但花费可能昂贵。

尤其地，可用可编程N分频器28，所述分频器控制PLL的微分器/积分器效应，以用伺服方式对其进行调整。伺服使得作用于时钟延迟上的插值不是开环的。

已证实，在宽水平面上的相关性曲线为一钟形，里面存在一符号关系。钟的宽度及其斜度同时取决于X和Y的量化(仅仅是符号或还有尾数)，及调制类型、载波数量及信号频宽。图4a、4b及4c描述了所述现象，其中：

——图4a示出了一相关曲线Cret.，用于当信号Y的抽样时间过早时，它会延迟信号Ivar，

——图4c示出了一相关曲线Cav.，用于当信号抽样时间过晚时，它会提前信号φvar，

——图4b示出了一相关曲线Ccor.，用于对信号进行时间校准时，即实施精调。

这些曲线产生于同质互相关点P*conjP，所述点为位移k的功率函数，与相位旋转无关。

由于在真实顶点两侧的相关曲线，相对陡而单调，因而可根据相关性对比符号，例如，在没有完全上升到顶峰的点P0左、右两侧的最接近的相关值(分别为点P-1和P+1点)之差，确定信号Ivar的相位及频率的变化方向。在该表示中，点P0对应于第一时间粗调过程中获得的最佳相关性，点P-1和P+1对应于除点P0外的最佳相关性。因此，只需利用最大值左右两侧之间的差的符号所反映的信息，就可使校正系统地朝向良好方向收敛，通过增加/减小基准信号频率Ivar réf、也即计数器N-1/N/N+1和PLL 24对转换器CAN 20的抽样时钟的相位的连续间距，来实现所述收敛。

例如，如图4a所示，是最高点P0右侧相关点P+1，而不是其左侧相关点P-1，更接近曲线Cret的顶点，即(P-1)-(P+1)＜0，这表示一个所谓“负”的相关符号。

相反，如图4c所示，最高点P0右侧相关点P+1，和其左侧相关点P-1相比，离曲线Cav.的顶点更远，即(P-1)-(P+1)＞0，这表示了一个所谓“正”的相关符号。

当然，“正”、“负”相关符号必须像相关实体一样，由随意选择即把左侧相关点(P-1)作为参考点来确定的。

这样产生的符号可定时被总控制器28检测到，所述控制器确定了计数器刻度值N、N+1、N-1，它这样工作的：

——当检测符号为“负”时，增大值N，以降低信号Ivar的频率，即延迟其相位，

——当检测符号为“正”时，减小值N，以增大信号Ivar的频率，即提前其相位。

这种控制以回路形式重复着，每次都对值N进行调整，直到获得信号XR和Y的时间校准条件，即(P-1)＝(P+1)(如图4b)。为避免控制回路内出现振荡或漂移现象，可确定绝对时间校准的一容许范围，据此，当误差低于一固定阈值时，控制器38停止调整值N，这样就可打开伺服装置，以获得正效应，改善CAN时钟的光谱，回路24不受干扰。反之，只有当信号Y相对于信号XR的延时可测量时((P-1)-(P+1)的值有意义)，时间校准才会重新开始。

根据收敛速度及所需精确度如达到N-2和N+2，值N每次可变化一个或几个单位。

已知，尤其当预失真很难校正时，即当放大器饱和及互相调制时，信号XR及Y因此相关性减弱，相关曲线更扁平、更易受干扰，值N的控制回路会收敛。

一种简化却相当有效的应用在于，在N或N-1个试样水平面上计算三处相关性，这样就可根据分频器N/N-1/N+1的计数，系统地校准所述相关窗。

细调回路为一时间闭环型。它可监测到+/-0.5试样窗内的延时(甚至几乎达到+/-1的试样，对很大变化来说，这就避免了通过主延时器30进行粗调)。同时，相关性最大值在所选择的三个相关点之中，以保证在主要校正阶段1必需时，收敛及重新起动。

两比较信号XR及Y的复数-复数相关性，可摆脱两信号之间的固定增益及相位差，尤其当比较相关功率时。

但是，可考虑只用一信号Y的实数表示，以简化相关器32，方法是：将两因数减为一个，以降低校正方向的检测器灵敏度，这样，即使信号XR仍为复数，也不会出现结果模糊及发散危险。

因此，可直接比较转换器CAN 20输出信号的相关性，不必将其再转换成复数信号，采用唯一的CAN实数信号，对中频的自然二次抽样，更为有利。

这种对相关器32的简化可增加收敛时间约数十毫秒，甚至数百毫秒，却仍可兼容系统起动时间以前的原始粗调时间，及一般由于热变化及老化引起的缓慢变化。

必要时，可对CAN 20的输出信号Y进行持续分量消除处理(如虚线表示的装置34)。

因此，经时间校准单元22处理后的信号Y，可和信号XR一起重新进行时间校准。这个经校正后的信号Y再传输到数字预失真单元4(如图2)的比较输入4c处，而信号XR传输到所述预失真单元的第三输入4d。

在本实施例的一可能变型中，可以只考虑信号XR和Y的算术符号，以简化相关器及标准化相关值。为此，可在相关器32的第一、第二输入32a和32b的各上游安装一第一、二符号检测器40和42(检测器40和42是选装件，用虚线表示)。根据该变型，只需要信号XR和Y之间的一致值，即符号检测器40和42只需抽取信号的符号。有利地是，所述操作采用了传统数字表示，只需计算“二进制补码”(“complémentà2”)，即只考虑代表符号的高位数。若为一复数信号，所述操作可独立实施在分量I和Q上，即用四个可能值来代表所述信号，所述四个数值对应一正方形的各顶点：1+j、1-j、-1+j、-1-j。

当然，还可考虑任何一种中间解决办法，据此，可用柱形或圆形表示信号XR和Y的值。

可看出，相关器的复杂性及动态可监测着符号检测器40和42下游的信号XR、Y的复杂性及动态。

尽管本发明的实施方式可配合多种已知的预失真技术来实施，但这些技术中尤其有利的是可适合宽带接收器，如LMS算法，利用此算法，可更新并学习预失真表，具体做法是：通过比较各发射及接收信号的真实时间，以及各发射和接收抽样的真实时间(或若CAN转向信号流X的谐波节奏，则对于各接收试样)。

通过本发明，既可平行而持久地同时实施预失真，又可校正学习表，这些参数以正的方式相互协作。本发明技术的鲁棒性可保证时间校准的进行，当启动系统时，或遗失所有预失真存储时——这可能会导致功率放大器12接近饱和状态。因此，勿需一检测信号，因为本技术是根据正常放大信号——无论其强弱——工作的。这样，就与传统校正不同，传统校正法中，发射站必须定时停止信号发射，以注入一确定的检测信号，以之作为校准的基准信号。所以，发射站可持久运转。

事实上，通过相关性进行时间校准及学习的方法，只利用了相关性的特性和相关性的一定对称性，无论什么信号，当然包括发射站的有效发射信号都可证明它们。

需注意，时间校准及学习可相互影响，且是积极的，“校正”越多，借助很弱的残余噪声表，预失真表就能越快收敛到合适数值上；相应地，预失真越精确，相关曲线C的最高点(如图4a-c)就越陡，噪声越低，符号精确度受放大器残余的互相调制噪声的影响越小。

本发明描述了一种带有自适应预失真功能的放大器的实施例的诸多优点，如：

——已有的时钟PLL 26既可用于转换器CNA 8的发射器，又可用作转换器CAN 20的接收器，此时，它作为转换器CAN的PLL 24的基准频率源；

——只采用已有的传输及接收数字式数据，无需检测信号，即可保证完整、持久的校正。

——以数字方式集成了几乎所有附加部件，这对用户使用的现场可编程门阵列(英文缩写为FPGA，即“field programmable gatearray”)或专用集成电路(英文缩写为ASIC，即“application specificintegrated circuit”)很有利，只约几千个选通脉冲就可实施时间校准功能；

——PLL及计数器也可集成；

——适用于任何带有时间负反馈的自适应数字式预失真；

——可提供时间校准的精确度，必要时(多载波时)，利用一更灵敏的相关性对比器，可增大所述精确度；

——兼容相关性简化方案：任何位表的倍增器的符号相关。

注意：若相关性只采用符号相关，即由实部及虚部符号表示的信号XR & Y，相关性则只为由符号的“异或”所提供的计数/逆计数组。相关功率只为计数平方之和。

因此，本发明的优势在于，相关值等于信号XR和Y之间的符号一致率，且不受相关相位、尤其是各信号功率的影响。一方面，这极大方便了对控制回路增益的控制，另一方面，使相关性曲线更陡，更不受失真影响(换言之，若功率放大器12处于饱和状态，也不会或几乎不会改变Y的符号及其过零时刻)；

——由于控制回路组件的平均速度，因而可提炼回路参数标准，并以软件形式应用在数字信号处理器或微控制器中；

——由于相关器的鲁棒性及用来控制PLL 24所使用的公制(详情见前文)，可在预失真起动前，时间校准收敛。

——由于有采样延时整数倍构成的原始校正，即使不知道整个传输和接收的延时，或延时有一周期多的变化，也可避免起用任何原厂设置的时间校准；

——可维持有效的时间校准(通过使用正常化的相关性对比)，甚至当发射功率周期极弱时(详情见上文)；

——通过一过于扁平的相关性曲线，可检测到所有收敛问题，这样就可获得DPD表保护装置，以针对失谐误差更新无用甚至危险的操作。

本发明尤其可应用于所有单一载波或多载波标准如3G/CDMA。原则上，它应用在无线乃至宽带调制如CDMA或OFDM的固定无线电发射站的线性放大器中。在所述应用中，因此有利地是，它还利用了单一或多载波CDMA信号宽带及伪噪声的特征。

能看出，本发明在其物质及功能实施及针对的实际应用上来看，存在其它多种变型，但都未超出本发明的权利要求范围。

本说明书根据采用了预失真技术的发射站放大链路来描述的。但显然，本发明提出的时间校准还可应用在需对多个信号进行时间校准的所有技术领域中。

Claims (31)

1、用于建立一放大器(12)输入处预失真的比较信号(分别为X和Y)的准备方法，信号包括一放大前信号(X)和经所述放大器放大后的一信号(Y)，

其特征在于，所述准备包括放大前和放大后信号(分别为X和Y)之间的时间校准(22)，再利用它们确定所述预失真。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：

——第一时间粗调阶段，此间，将放大前信号(X)推迟一为第一批时间单位整数倍的延时，并确定所述延时值，所述延时产生放大前延时信号(XR)，该信号与放大后信号(Y)都具有最佳时间校准，及

——第二时间精调阶段，此间，确定时间滞后或提前的值，它是第一时间单位的分数值，将它应用于放大后提取的信号(Y)中，可获得和放大前延时信号(XR)一样的最佳时间校准，把所述滞后或提前值应用在放大后信号中，

这样进行时间比较的信号(Y，XR)可用来建立所述预失真。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在第一时间校准阶段中，所述放大前和放大后的信号(分别为X和Y)可为数字式。

4、根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，通过分析(32)放大器放大前延时信号(XR)和放大后信号(Y)之间的相关点(P)，确定具有最佳时间校准的放大前延迟信号(XR)，和/或所述第一时间单位分数，所述具有最佳时间校准的放大前延时信号即为能提供最高相关点的信号。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，进行所述相关点(P)分析时，可选取并行排列的放大前延时信号(XR)的几种不同延时形式进行所述相关点分析(32-1，32-2，32-3)，从放大前延时信号的这几种不同形式中挑选出具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，进行所述相关点(P)分析时将相关信号(XR，Y)中的至少一个用复数表示。

7、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，进行所述相关点(P)分析时，可采用复数表示法，例如，所述放大前延迟信号(XR)用实部和虚部组成的复数表示，放大后信号(Y)只用实数表示。

8、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，在第一粗调阶段前，把放大后信号(Y)数字化(20)为和放大前信号(X)的频率有谐波关系的第一抽样频率(Mvar)。

9、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，根据至少三个相关点(P-1)，P(0)，(P+1)，其中，第一相关点(P0)对应相关点(P)中的最高相关值，第二、三相关点(P-1)和(P+1)分别在第一相关点两侧，可确定所述具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)的一相关性曲线(C)，其特征还在于，在第二时间、相位校正阶段中，信号(XR，Y)的抽样时刻是这样比较的：

——如果第二相关点(P-1)的相关电平低于第二相关点(P+1)的相关电平，相对于放大前延时信号(XR)，延迟放大器放大后信号(Y)的抽样时刻，及

——如果第二相关点(P-1)的相关电平高于第二相关点(P+1)的相关电平，相对于放大前延时信号(XR)，提前放大器放大后信号(Y)的抽样时间，

或反之，

以使第二相关点(P-1)和第三相关点(P+1)相关点之间向一大致相等的相关电平收敛。

10、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，确定相关性，只需考虑、放大器的一方面放大前迟时信号(XR)及另一方面放大后信号(Y)的符号(40，42)，所述相关性建立在这两信号(XR，Y)之间的符号一致计算基础上。

11、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，把放大后信号(Y)数字化到一相位控制的采样频率(Ivar)，第二阶段即是，有选择地变化所述采样相位，以增加具有最佳时间校准的放大器放大前延时信号(XR)及所述放大后信号(Y)的时间校准。

12、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述第一相位控制采样频率(Ivar)可产生在第一锁相环输出(24)处，通过以脉冲方式改变所述环的基准频率(φvar.réf)，使其变化。

13、根据权利要求12所述的方法，其特征在于，借助一第二锁相环(26)，可产生第一锁相环(24)的基准频率(φvar.réf)，可变分频器(N)将频率从其输出频率(I6ch)中分(28)出来后，可通过改变数(N)，使第一锁相环(24)的所述基准频率(Ivar.réf)发生变化，以比较具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)和放大后信号(Y)的所述相位。

14、根据权利要求13所述的方法，其特征在于，可把放大前信号(X)经数字-模拟转换(8)后，再输送到所述转换器的输入处，所述转换以在所述第二锁相环(26)输出处产生的一抽样信号(Ivar)为节奏。

15、信号(分别为X和Y)准备装置，所述信号需经安放在放大器(12)输入处的预失真装置处理，信号包括一放大前信号(X)和通过所述放大器放大后的一信号(Y)，

其特征在于包括在放大前和放大后信号(分别为X和Y)之间的时间校准装置(22)。

16、根据权利要求15所述的装置，其特征在于，它包括：

——第一时间粗调装置(30，32，38)，它们可把放大前信号(X)推迟一为第一批时间单位整数倍的延时，并可确定所述延时值，所述延迟产生放大前延时信号(XR)，该信号与放大后信号(Y)都具有最佳时间校准，及

——第二时间精调装置，它们可确定为第一时间单位分数值的时间滞后或提前的值，并将之应用于放大后抽样信号(Y)中，可获得和放大前延时信号(XR)一样的最佳时间校准，可把所述延时或提前值应用在放大后信号中，

这样进行时间比较的信号再传输给所述预失真单元。

17、根据权利要求16所述的装置，其特征在于，所述第一装置和/或第二装置包括有相关点(P)分析装置(32)，它可分析放大器放大前延时信号(XR)和放大后信号(Y)之间的相关点(P)，以确定具有最佳时间校准的放大前延迟信号(XR)，所述具有最佳时间校准的放大前延时信号即为能提供最高相关点的信号。

18、根据权利要求17所述的装置，其特征在于，它包括相关点(P)分析装置，对相关点的分析建立在把相关信号(XR，Y)中至少一个用复数表示的基础上。

19、根据权利要求18所述的装置，其特征在于，所述相关点(P)分析装置建立在复数表示的基础上，即，所述放大前延迟信号(XR)用实部和虚部组成的复数表示，放大后信号(Y)只用实数表示。

20、根据权利要求16至19其中之一所述的装置，其特征在于，它包括装置(20)，可把第一时间校准装置上祷的放大后信号(Y)数字化到和放大前信号(X)的频率有谐泼关系的第一抽样频率(Mvar)。

21、根据权利要求17所述的装置，其特征在于，它包括定义装置，所述定义装置可根据至少三个相关点(P-1)，P(0)，(P+1)确定所述具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)的一相关性曲线(C)，其中，第一相关点(P0)对应相关点(P)中的最高相关值，第二、三相关点(P-1)和(P+1)分别在第一相关点两侧，其特征还在于，在第二时间、相位校正阶段中，所述第二信号(XR，Y)抽样时刻比较装置包括：

——如果第二相关点(P-1)的相关电平低于第三相关点(P+1)的相关电平，相对于放大前延时信号(XR)，可延迟放大器放大后信号(Y)的抽样时间的装置，及

——如果第二相关点(P-1)的相关电平高于第三相关点(P+1)的相关电平，相对于放大前延时信号(XR)，可提前放大器放大后信号(Y)的抽样时间的装置。

或反之，

以使第二相关点(P-1)和第二相关点(P+1)相关点之间向一大致相等的相关电平收敛。

22、根据权利要求17所述的装置，其特征在于，它还包括符号检测装置(40，42)，所述检测装置可检测放大器的一方面放大前延时信号(XR)及另一方面放大后信号(Y)的符号(40，42)，以确定只与符号有关的相关性，所述相关性建立在这两信号(XR，Y)之间的符号一致计算基础上。

23、根据权利要求16所述的装置，其特征在于，它包括装置用于把所述放大后信号(Y)数字化到一相位控制采样频率(Ivar)，所述第二时间校准装置包括有变化装置，可有选择地变化所述采样相位，以改善具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)及放大器所述放大后信号(Y)的时间校准。

24、根据权利要求23所述的装置，其特征在于，它包括一第一锁相环(24)，所述环可产生所述第一相位控制采样频率(Ivar)，变化装置改变所述环的基准频率(Ivar.réf)。

25、根据权利要求24所述的装置，其特征在于，它还包括有一第二锁相环(26)，所述环可通过一可变分频数(N)的可变分频器(28)产生第一锁相环(24)的基准频率(Ivar.réf)，所述第一锁相环(24)的基准频率(Ivar.réf)的变化装置通过改变数(N)，可实现对具有最佳时间校准的放大前延时信号(XR)和放大后信号(Y)的所述相位的所述比较。

26、根据权利要求25所述的装置，其特征在于，它还包括数字-模拟转换器(8)，所述转换器可把放大前信号(X)进行数字。模拟式转换，转换以在所述第二锁相环(26)输出处产生的一抽样信号(Iéch)为节奏。

27、一种放大链路，所述放大链路包括至少一个放大器(12)及预失真装置(4)，所述装置安装在放大器输入处，以比较失真前、后的信号，其特征在于，它包括一时间校准装置，根据上述权利要求15至26基中之一向输入传输所述信号(XR及Y)以作比较。

28、根据权利要求27所述的放大链路，其特征在于，它应用在一宽带电磁波发射器的线性功率放大器中。

29、根据权利要求28所述的放大链路，其特征在于，宽带建立在频率为10至100兆赫之间，其特征还在于，它用来发射多载波信号。

30、根据权利要求29所述的放大链路，其特征在于，所述频率为60兆赫。

31、根据权利要求29所述的放大链路，其特征在于，所述多载波信号是用于移动电话的码分多址信号。

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