CN201947295U - 基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，涉及通信技术领域线性化技术，旨在提供一种能够跟踪射频功率放大器与射频通道的非线性特性的数字电视发射机基带线性化装置。本实用新型的技术要点如下：利用多路反馈通道将功率放大器输出的信号进行频谱分割并耦合进入反馈系统，数据恢复电路将多路反馈信息恢复成一路信号。功放预失真器（简称为功放）与通道补偿器根据恢复后的反馈信号及原始基带信号计算预失真参数，将互补的预失真信号加入基带信号，基带信号中的预失真信号依次在功放、射频发射通道中被抵消掉。本实用新型主要用于数字电视机射频信号发射系统非线性失真校正。

Description

基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置

技术领域

本实用新型属于涉及通信技术领域线性化技术，尤其涉及数字电视发射机基带自适应线性化装置。

背景技术

数字电视发射机是数字电视广播体系的重要组成部分，承担着数字电视与多媒体地面广播等多种广播电视相关业务的无线覆盖任务，重点解决城市移动用户和边缘地区固定用户的接收问题。随着国家加快推进三网融合，数字电视发射机将迅速朝着更宽的带宽与更多样的业务发展。

功率放大器是数字电视发射机中不可缺少的部件，其输入和输出之间不可避免地存在非线性。对于恒包络调制信号，功率放大器可工作在具有较高效率的临近饱和区。然而恒定包络调制频带利用率低的缺点严重制约了传输效率。目前数字电视信号具有8MHz左右的宽带宽，采用的波形有多载波、QAM调制等高效波形，信号包络具有大的波动，峰均比可达9dB左右，所以，对功放的非线性非常敏感。若不回退，则会产生严重的带外频谱再生和带内失真，影响传输性能且造成邻道干扰，若采用功放回退技术，则会造成极大部分的功率转化为热耗。随着三网融合的深入，数字电视将更趋宽带化与业务的多样化，功放的非线性将会表现出更为严重的影响。

基带预失真技术是目前最有前景的一种功放线性化方法，其基本原理是信号在基带先进行非线性变换，这种变换特性与功放的非线性特性互补，从而使得功放输出信号呈现为调制信号的线性放大。避免信号的带内畸变和带外频谱再生。由于功率放大器的特性会随着时间、温度、环境以及信号本身的变化而变化，所以，基带预失真技术需要具有自适应的特性。如图1所示，基带自适应功放校正系统通过耦合器引回部分功率的功放输出信号，经由反馈通道进行下变频、模数转换，利用得到的基带数据，以预失真器输出作为参考，自适应地更新预失真器。如01142215.7、200610107728.x和200810066381等发明专利都是关于自适应基带预失真技术的。

数字电视发射机除了具有功放非线性外，还有发射通道频率特性的不理想。发射通道频率特性的不理想不仅会影响信号的带内和带外特性，还会影响功放非线性的校正。实用新型专利200920078448.X则针对发射通道频率特性的不理想和功放的非线性，给出了一种数字电视发射机线性化校正装置。该专利采用自适应基带预失真对功放以及发射通道的进行校正。

在基带预失真系统中，为了提取功放的非线性特性，对反馈通道有两方面的重要要求。

首先，具有远高于信号带宽的接收带宽。根据校正效果的要求，五阶、七阶或更高阶的非线性项才能提供满意的功放非线性特性。这就意味着接收带宽需要五倍、七倍或者更多倍的信号带宽。可见，对于大带宽信号，反馈通道将具有非常大的处理频带。例如，对于一个典型的20MHz的宽带输入信号，如果想分析其5阶失真以上的非线性特性，那么反馈信号的带宽在100MHz以上。随 着移动通信及其高清视频业务的发展，传输带宽本身就可能要求上百兆，相应地，其反馈信号带宽则需500MHz甚至更高。

另外，反馈通道需具有理想的线性特性，以避免给信号发射通路增加新的非线性失真，影响信号发射通路非线性特性的提取，最终影响校正效果。

宽频带与高线性这两点要求决定了大带宽信号发射机校正系统的反馈设计具有如下难点：1.宽频带范围内的高线性射频通道难以实现；2.难以直接对几十兆、上百兆甚至更高的宽频带信号进行高精度采样。所以，反馈设计是大带宽发射机基带预失真功放线性化系统中需要重点解决的问题。随着传输带宽要求越来越宽，这个问题将日益凸现。

综上，在数字电视发射机基带预失真线性化装置中，现有技术尚未有效地解决大带宽发射机基带预失真系统中的宽频带反馈问题。

实用新型内容

为了解决上述问题，本实用新型提供了一种能满足大带宽数字电视发射机基带自适应线性化的装置。该装置采用多通道反馈技术、数据恢复技术，避免了高带宽反馈信号的线性接收与采集困难，实现了对大带宽信号数字电视发射机发射通道和功放非线性的自适应线性化校正。

本实用新型采取了以下技术方案：包含射频发射电路、预失真处理器A、预失真训练器、射频反馈通道、模数转换器ADC、数据恢复电路、通道补偿器、耦合器一、耦合器二、切换开关K。

耦合器一输入端与射频发射电路中的功率放大器PA输出端连接；耦合器二输入端与射频发射电路中的射频发射通道输出端连接；切换开关K位1与耦合器一输出端连接；切换开关K位2与耦合器二输出端连接；切换开关K的分刀3与射频反馈通道输入端连接。

所述反馈通道有编号为1到K的K个反馈通道，K不小于2；K个反馈通道的输出端各接有一个模数转换器ADC；各模数转换器ADC的输出端与数据恢复电路的输入端连接。

数据恢复电路的输出端与通道补偿器的反馈信号输入端连接；通道补偿器的输出端与射频发射电路的输入端连接；通道补偿器的控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接。

所述预失真训练器的反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；预失真训练器的通道信号输入端与预失真处理器A的输出端链接；预失真训练器的预失真参数输出端与预失真处理器A的预失真参数输入端连接；所述预失真处理器A的通道信号输入端接收待发基带信号，预失真处理器A输出端还与通道补偿器通道信号输入端连接。

所述通道补偿器包括通道补偿调节器与通道补偿滤波器；所述通道补偿调节器的反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；通道补偿调节器的控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接；通道补偿调节器通道信号输入端与通道补偿滤波器输出端连接；通道补偿调节器的通道补偿调节参数 输出端与通道补偿滤波器的通道补偿参数输入端连接。

所述通道补偿滤波器通道信号输入端与预失真处理器A输出端连接；通道补偿滤波器输出端还与射频发射电路输入端连接。

所述通道补偿调节器包含通道补偿数据缓存器、通道补偿数据同步器、通道补偿运算器。

所述通道补偿数据缓存器输入端与通道补偿滤波器的输出端连接，通道补偿数据缓存器输出端与通道补偿数据同步器缓存数据输入端连接。

所述通道补偿数据同步器反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；通道补偿数据同步器控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接。

所述通道补偿运算器的同步信号输入端与通道补偿数据同步器输出端连接，通道补偿运算器反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接，通道补偿运算器控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接，通道补偿运算器输出端与通道补偿滤波器的通道补偿调节参数输入端连接。

所述预失真训练器包含缓存器、训练运算器、数据同步器与预失真处理器B。

所述缓存器的输入端一接收待发基带信号，输入端二与预失真处理器A的输出端连接，缓存器的输出端与数据同步器的输入端一连接。

所述训练运算器的输入端一与数据恢复电路的输出端连接，训练运算器的输入端二与数据同步器的输出端连接，训练运算器的输入端三与预失真处理器B的输出端连接；训练运算器的同步启动信号输出端与数据同步器的控制信号输入端连接；训练运算器的预失真参数输出端与预失真处理器A预失真参数输入端连接，同时还与预失真处理器B预失真参数输入端连接；训练运算器的通道补偿调节信号输出端与通道补偿数据同步器控制信号输入端连接，训练运算器的通道补偿调节信号输出端还与通道补偿调节器中的通道补偿运算器控制信号输入端连接。

所述数据同步器的反馈信号输入端与数据恢复电路的输出端连接。

所述预失真处理器B的电路结构与预失真处理器A相同，其反馈信号输入端与数据恢复电路的输出端连接。

所述数据恢复电路包含K个数字变频电路，分别与K个反馈通道的输出端相连；K个数字变频电路输出端分别与K个数字傅里叶变换DFT模块输入端连接；K个数字傅里叶变换DFT模块的输出端与反馈信号频谱形成电路输入端连接，反馈信号频谱形成电路输出端与数字傅里叶逆变换IDFT模块的输入端连接。

相对于现有技术中存在的不足，本实用新型具有以下优点：

a.采用多通道反馈与数据恢复技术对反馈信号进行频带分割，解决了宽频带信号难以采集以及宽频带反馈通道难以做到高线性的问题。

b.在发射机工作过程中可根据校正效果，重新启动同步，所以，不仅可对功放非线特性以及射频发射通道非理想特性的变化进行自适应，还可对发射链路的时延变化进行自适应。

附图说明

图1为现有技术功率放大器基带预失真自适应线性化校正电路原理图。

图2为本实用新型电路原理图。

图3本实用新型多路反馈通道频域堆积示意图。

图4为本实用新型数据恢复电路结构示意图。

图5为本实用新型反馈信号频谱形成过程示意图。

图6为本实用新型功率放大器预失真器内部结构框图。

图7为本实用新型通道补偿器内部结构框图。

图8为本实用新型一个实施例中发射机输出射频信号与未进行基带校正处理、理想输出射频信号功率谱图对比情况。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本实用新型做进一步说明。

如图2所示，本实用新型利用耦合器、多通道反馈系统引回反馈信号，在利用通道补偿器进行发射通道校正的基础上，进行功放非线性校正，实现了数字电视发射机的自适应基带线性化处理，本实用新型主要包括四部分：多通道反馈系统、数据恢复电路、功放预失真器和通道补偿器。

1)多通道反馈系统结构框图如图2所示。反馈通道有编号为1到K的K个反馈通道，K不小于2，各反馈通道具有相同的信道带宽，且具有不同的通带频率范围，编号相邻的反馈通道的通带频率范围相互重叠，所述通道数K的取值由功率放大器输出信号的带宽、需要处理非线性阶数、单个反馈通道带宽及各个反馈通道之间的交叠部分决定的，举例说明：若功率放大器输出信号的带宽为10MHz，需要处理的非线性阶数为7阶，那么反馈信号带宽为功率放大器输出信号的带宽×非线性阶数＝70MHz，如果各个反馈通道的带宽取10MHz，相邻编号的反馈通道交叠部分带宽为5MHz，那么K＝反馈信号带宽÷(单个反馈通道带宽-交叠部分带宽)＝70÷(10-5)＝14，K个反馈通道的频率总和决定了系统能够处理功放非线性阶数；各通道的频域堆集如图3所示；推荐任意反馈通道的通带频率范围的中心频率与其后一编号反馈通道的通带频率范围的中心频率之差的绝对值等于各反馈通道带宽的一半。

K通道反馈系统将反馈信号在频带上进行分割，并在各通道中下变频到中 频。频带分割使得各个通道具有相对较窄的带宽，因而，各射频通道易于具有较高的线性。同时，也有利于各通道信号的AD转换。

与普通的射频反馈通道类似，各反馈通道设计具有线性的要求，且各反馈通道具有相同的采样率，通道增益为一常数。对于各反馈通道输出信号之间的辐相一致性，将会在随后的数据恢复中得到校正。所以，多通道反馈系统设计时，各射频反馈通道间只需尽量保持辐相一致性即可。

K路反馈信号同时在反馈通道中完成模数转换ADC，再输出至数据恢复电路。

2)数据恢复电路的结构框图如图4所示。

K路经过反馈模数转换电路ADC输出的反馈信号y₁(n)、y₂(n)、…y_K(n)进入数据恢复电路中相对应的数字变频电路，数字变频电路将反馈信号数字下变频至基频；K路变至基频的反馈信号分别取当前时刻后的L点进行傅里叶变换，形成K路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y_K(l_K)；L取值原则为：数据恢复电路生成的y(n)数据块的长度可以保证训练运算器训练过程的收敛，可通过仿真或实验得到。

反馈信号频谱形成电路对K路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y_K(l_K)进行辐相一致性的校正，生成Y₁(l′₁)、 

之后，再将各路反馈信号频谱合并形成总的基带反馈信号的带内频谱 

Y(m)对应的频率范围为[f_c，1-B_w-f_c，f_c，K+B_w-f_c]，f_c为原反馈信号的载频，f_c，1与f_c，K分别是第一通道和第K通道的中心频率，2B_w为各通道的通道带宽。利用总的基带反馈信号的带内频谱Y(m)通过数字傅里叶逆变换IDFT恢复出反馈信号y(n)。

接下来结合图5说明反馈信号频谱形成的处理过程。

令第k反馈通道频谱为 

为对应于频率[f_c，k-B_w，f_c，k+B_w]

上的频率采样序号集合，频率分辨率为δ_f。f_c，k为各通道中心频率，其中1≤k≤K，相邻通道的中心频率间隔为B_w且B_w/δ_f为整数；以保证相邻通道频谱交叠部分的频谱采样点在频率轴上对应相同的频率刻度。

将序列Y_k(l_k)分成分别对应于频率范围[f_c，k-B_w，f_c，k]的频谱序列 

和对应于频率范围[f_c，k，f_c，k+B_w]的频谱序列 

的两部分。显然，不难将 与 

设计成为具有相同点数，并令其自变量序号集合为Ω_l，Ω_l为自然数集合。

以下则为以第1通道为参照，阐述对第2到K通道进行幅相校正，并形成反馈信号频谱的过程。

通过以下两式求得幅度补偿因子 

和相位补偿因子 

${\hat{A}}_{k+1}=\frac{\underset{l\∈{\mathrm{\Ω}}_l}{\mathrm{\Σ}}\left|Y_k^{\%+}\left(l\right)\right|}{\underset{l\∈{\mathrm{\Ω}}_l}{\mathrm{\Σ}}\left|Y_{k+1}^{\%-}\left(l\right)\right|}$

为使得 

取最大值时l_0，k+1的取值，l_0，k+1的搜索范围由相邻通道相位不一致性带来的相差值以及校正精度决定。具体设定时，可通过实验得；若运算能力允许，也可在大范围内小步长变化l_0，k+1。

用幅度补偿因子 

和相位补偿因子 

去修正频谱序列 

的幅值与相位得 即：

为频率[f_c，k+1，f_c，k+1+B_w]上的频率采样点集合，频率分辨率为δ_f。

再以 

去更新 

即令 

随后，用 

与第k+2通道对应频率范围为[f_c，k+1，f_c，k+1+B_w]的频谱序列 

计算出幅度补偿因子 

和相位补偿因子 

并以此修正 得到 

以此类推，直到生成序列 

最后通过合并，得到原始反馈信号下变频到基带后的带内频谱采样序列 

Y(m)对应的频率范围为[f_c，1-B_w-f_c，f_c，K+B_w-f_c]，f_c为原反馈信号的载频。频谱形成后，利用基带反馈信号的带内频谱Y(m)通过数字傅里叶逆变换IDFT得到反馈信号y(n)。

3)功放预失真器如图6所示。

功放预失真器主要包括预失真处理器A与预失真训练器，而预失真训练器进一步可分为缓存器、数据同步器、训练运算器以及预失真处理器B。预失真处理器A与预失真处理器B电路结构完全一样，并同时接受训练运算器输出的相同的信号失真处理参数。预失真处理器A或预失真处理器B的结构或处理由采用的功率放大器预失真模型决定，现以记忆多项式模型进行阐述。

a.预失真处理器A与预失真处理器B：预失真处理器A的输入为x(n)，输出为f(n)；预失真处理器B的输入为y(n)、输出为 二者接受来自训练运算器的相同调节，内部处理也完全一样。

其中预失真处理器A中的处理即是完成公式

$f\left(n\right)=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{b,q}x(n-q){\left|x(n-q)\right|}^{2(b-1)},$

式中B为多项式阶数，Q为记忆深度，各乘积项的系数 

在训练运算器的控制下更新。

预失真处理器B具有与预失真处理器A完全相同的处理方式，即完成公式

$\hat{f}\left(n\right)=\underset{b=1}{\overset{B}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{b,q}y(n-q){\left|y(n-q)\right|}^{2(b-1)},$

式中B为多项式阶数，Q为记忆深度，各乘积项的系数 

在训练运算器的控制下更新。

b.数据同步器与缓存器：由于存在系统时延，图6中的信号y(n)与x(n)之间以及信号 与f(n)之间存在时延，缓存器与数据同步器的功能即是为了实现在预失真处理器初始化阶段完成x(n)对y(n)的同步，以及在发射过程中f(n)对 

的同步。

具体来说：系统计算预失真处理器A、B的参数时，缓存器缓存待传基带信号x(n)，并对数据同步器输出带有一定时延的x(n-n′₀)。然后，对x(n-n′₀)与y(n)进行互相关运算，求出系统时延n₀，将g(n)＝x(n-n₀)输出给训练运算器。

在发射机工作过程中，缓存器缓存预失真处理器A的输出信号f(n)，并对数据同步器输出带有一定时延的f(n-n′₀)。数据同步器利用在计算预失真处理器A、B的参数步骤中求出的系统时延n₀调整f(n-n′₀)的相位，将g(n)＝f(n-n₀)输出给训练运算器。

c.训练运算器：

训练运算器的输入信号为数据恢复电路输出信号y(n)、数据同步器输出信号g(n)和预失真处理器B输出信号 

输出为预失真处理器A与预失真处理器B的信号失真处理参数 

同步启动信号以及通道补偿调节启动信号。训练运算器有两个功能：①计算预失真处理器的信号失真处理参数 ②在发射机工作过程中，判断是否需要重新计算通道滤波器的参数以及预失真处理器A、B的参数 

计算信号失真处理参数 

的具体过程是：切换开关K的分刀3与位1接通的情况下，训练运算器以y(n)作为输入信号，以g(n)＝x(n-n₀)作为参考信号，训练运算器采用递归最小二乘RLS算法计算信号失真处理参数 

具体过程为求解方程组 

n_bpa＜n≤n_bpa+N_itr，N_itr为迭代次数，可根据实验预先设定；n_bpa为计算开始时刻。

式中， 

为待求的信号失真处理参数，

${\stackrel{V}{z}}_n=(y\left(n\right),y\left(n\right){\left|y\left(n\right)\right|}^2,...y\left(n\right){\left|y\left(n\right)\right|}^{2(K-1)},$

$y(n-q),y(n-q){\left|y(n-q)\right|}^2,...,y(n-q){\left|y(n-q)\right|}^{2(k-1)},.$

$y(n-Q),y(n-Q){\left|y(n-Q)\right|}^2,...,y(n-Q){\left|y(n-Q)\right|}^{2(K-1)}{)}^T$

在发射机工作过程中，判断是否需要重新计算通道滤波器的参数以及预失真处理器A、B的参数 

具体过程是：训练运算器计算 

若J值大于设定的门限值，则预失真训练器向通道补偿调节器发送通道补偿调节启动信号，待通道补偿器调节完成后，再向预失真训练器中的数据同步器发出同步启动信号，重新计算通道 滤波器的参数、预失真处理器A、B的参数 

及系统时延n₀。

4)通道补偿器

如图7所示，通道补偿数据缓存器中暂存通道补偿滤波器输出信号u(n)。当训练运算器发出通道补偿调节启动信号的同时，切换开关K的分刀3与位2接通，通道补偿数据缓存器向通道补偿数据同步器输出具有一定时延的信号u(n-m′₀)，通道补偿数据同步器对u(n-m′₀)与数据恢复电路输出信号y(n)进行互相关运算，求出u(n)的系统时延m₀，利用系统时延m₀调节信号u(n-m′₀)的相位，使其与信号y(n)同步，得到信号u(n-m′₀)同步后的信号u(n-m₀)。

通道补偿运算器利用信号u(n-m₀)与信号y(n)，通过LMS算法计算通道补偿滤波器系数 

为M维列矢量，M为通道补偿滤波器阶数。具体过程为求解方程组 

n_bch≤n≤n_bch+N_ch，n_bch为运算开始时刻，N_ch为迭代次数。 

通道补偿运算器将求得的通道补偿滤波器的抽头系数 

输出给通道补偿滤波器。在数字电视发射机工作时，通道补偿滤波器起到均衡的作用，对发射通道的非理想频率特性进行补偿。

本实用新型提供了一种基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，对功率放大器预失真器采用的具体模型并没有限制。下面再结合附图详细说明本实用新型的工作过程，在接下来的实施实例中，采用记忆多项式模型。

本实例中，信号带宽为8MHz，式 

中，设置B＝3，Q＝2，即功放最高非线性项为5阶，最大延时为2，通道补偿滤波器阶数M＝5，每通道带宽10MHz，相邻通道交叠为5MHz，由公式：反馈通道个数K＝射频发射电路中功率放大器理想输出信号的带宽×非线性阶数÷(单个反馈通道带宽-交叠部分带宽)求得K＝8路，即本事实例需要采用8通道反馈系统接收反馈信号。

步骤1：参照图2，旁路掉预失真处理器A，通道补偿滤波器初始设置为低通滤波器；

步骤2：参照图2，切换开关K切换到位2，待发基带信号通过数模转换后从射频发射通道输出端耦合回反馈通道形成8路具有相同中频的反馈信号y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)；

步骤3：参照图2，然后再将y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)分别通过模数转化电路ADC转化为数字信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)；

步骤4：参照图4，8个模数转换电路ADC输出的反馈信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)进入数据恢复电路中相对应的数字变频电路，数字变频电路将反馈信号下变频至基频；8路变至基频的反馈信号分别取当前时刻后的L点进行傅里叶变换，形成8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)；

反馈信号频谱形成电路对8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)进行辐相一致性的校正，生成Y₁(l′₁)、 

之后，再将各路反馈信号频谱合并形成总的基带反馈信号的带内频谱 

Y(m)对应的频率范围为[f_c，1-B_w-f_c，f_c，8+B_w-f_c]，f_c为原反馈信号的载频，f_c，1与f_c，8分别是第一通道和第8通道的中心频率，2B_w为通道带宽。利用总的基带反馈信号的带内频谱Y(m)通过数字傅里叶逆变换IDFT恢复出反馈信号y(n)；

步骤5：参照图7，反馈信号y(n)被送入通道补偿调节器，在通道补偿调节器中，通道补偿数据缓存器缓存u(n)，并对数据同步器输出带有一定时延的u(n-m′₀)。然后，数据同步器对u(n-m′₀)与y(n)进行互相关运算，求出时延m₀，得到与y(n)同步后的信号u(n-m₀)。

通道补偿运算器利用信号u(n-m₀)与信号y(n)，通过最小均方LMS算法计算通道补偿滤波器系数 

步骤6： 

求出后，将 

设置为通道补偿滤波器的抽头系数。并将图2所示开关K切换到位1。

步骤7：参照图2，待发基带信号通过数模转换后从射频发射通道输出端耦合回反馈通道形成8路具有相同中频的反馈信号y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)；

步骤8：然后再将y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)分别通过模数转化电路ADC转化为数字信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)；

步骤9：参照图4，8个模数转换电路ADC输出的反馈信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)进入数据恢复电路中相对应的数字变频电路，数字变频电路将反馈信号下变频至基频；8路变至基频的反馈信号分别取当前时刻后的L点进行傅里叶变换，形成8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)；

反馈信号频谱形成电路对8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)进行辐相一致性的校正，生成Y₁(l₁′)、 

之后，再将各路反馈信号频谱合并形成总的基带反馈信号的带内频谱 

Y(m)对应的频率范围为[f_c，1-B_w-f_c，f_c，8+B_w-f_c]，f_c为原反馈信号的载频，f_c，1与f_c，8分别是第一通道和第8通道的中心频率，2B_w为通道带宽。利用总的基带反馈信号的带内频谱Y(m)通过数字傅里叶逆变换IDFT恢复出反馈信号y(n)；

步骤10：参照图6，反馈信号y(n)被送入预失真训练器，在预失真训练器中，缓存器缓存待传基带信号x(n)，并对数据同步器输出带有一定时延的x(n-n′₀)。然后，数据同步器对x(n-n′₀)与y(n)进行互相关运算，求出系统时延n₀，将g(n)＝x(n-n₀)输出给训练运算器；训练运算器根据数据同步器输出信号g(n)与反馈信号y(n)利用递归最小二乘算法RLS算法计算出信号失真处理参数 

并将信号失真处理参数 

传送至预失真处理器A与预失真处理器B。

然后，进行发射过程中的校正效果监测，根据情况调节通道补偿滤波器与预失真器A、B的参数。

步骤11：将预失真处理器A接入电路中，预失真处理器A利用信号失真处理参数 

将与信道失真互补的非线性失真加入待发基带信号中，形成预先混入非线性失真的基带信号f(n)；一路信号f(n)进入预失真训练器中的缓存器，另一路信号f(n)经过数模转换电路DAC、射频发射通道后由功率放大器PA放大输出；

步骤12：功率放大器PA输出的射频信号通过耦合器传输到8个反馈通道形成8路具有相同中频的反馈信号y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)；

步骤13：然后再将y₁(t)、y₂(t)、…y₈(t)分别通过模数转化电路ADC转化为数字信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)；

步骤14：8个模数转换电路ADC输出的反馈信号y₁(n)、y₂(n)、…y₈(n)进入数据恢复电路中相对应的数字变频电路，数字变频电路将反馈信号下变频至基频；

步骤15：8个DFT模块分别取各路变至基频的反馈信号当前时刻以后的L点进行傅里叶变换，形成8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)；

反馈信号频谱形成电路对8路反馈信号频谱Y₁(l₁)、Y₂(l₂)、…Y₈(l₈)进行辐相一致性的校正，生成Y₁(L₁′)、 

之后，再将各路反馈信号频谱合并形成总的基带反馈信号的带内频谱 

Y(m)对应的频率范围为[f_c，1-B_w-f_c，f_c，8+B_w-f_c]，f_c为原反馈信号的载频，f_c，1与f_c，8分别是第一通道和第8通道的中心频率，2B_w为通道带宽。利用总的基带反馈信号的带内频谱Y(m)通过数字傅里叶逆变换IDFT恢复出反馈信号y(n)；

步骤16：反馈信号y(n)被送入预失真训练器中的预失真处理器B；预失真处理器B利用信号失真处理参数 将非线性失真加入到反馈信号y(n)得到信号 

步骤17：预失真训练器计算

若J值大于设定的门限值，则回到步骤1。式中g(i)为缓存器输出信号，且g(i)＝f(i-n₀)，n₀为步骤10中的系统时延， 

为预失真处理器B输出，J的门限值以及N₀的取值均可根据实验测试预先设定；

步骤18：若J值不大于设定的门限值，则回到步骤15。

图8显示了本实施例中发射机输出射频信号与未进行基带校正处理、理想输出射频信号功率谱图对比情况。

无基带校正处理的功放输出信号功率谱在-102dB处产生带肩，本实例的功放输出信号功率谱在-117dB处产生带肩，本发明的预失真处理将带肩下降了-15dB。

采用信号的调制方式是16QAM，16QAM信号的EVM值应小于12.5％。未经过预失真处理的功放输出信号EVM值为38.7％，本事实例的放输出信号EVM值为2.28％信号。

可见，本实用新型是一种有效的数字电视发射机基带线性化装置。以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，包含射频发射电路、预失真处理器A、预失真训练器、射频反馈通道、模数转换器ADC，其特征在于，还包含数据恢复电路、通道补偿器、耦合器一、耦合器二、切换开关K；

耦合器一输入端与射频发射电路中的功率放大器PA输出端连接；耦合器二输入端与射频发射电路中的射频发射通道输出端连接

切换开关K位1与耦合器一输出端连接；

切换开关K位2与耦合器二输出端连接；

切换开关K的分刀3与射频反馈通道输入端连接；

所述反馈通道有编号为1到K的K个反馈通道，K大于或者等于2； K个反馈通道的输出端各接有一个模数转换器ADC；各模数转换器ADC的输出端与数据恢复电路的输入端连接；

数据恢复电路的输出端与通道补偿器的反馈信号输入端连接；通道补偿器的输出端与射频发射电路的输入端连接；通道补偿器的控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接；

所述预失真训练器的反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；预失真训练器的通道信号输入端与预失真处理器A的输出端链接；预失真训练器的预失真参数输出端与预失真处理器A的预失真参数输入端连接；

所述预失真处理器A的通道信号输入端接收待发基带信号，预失真处理器A输出端与通道补偿器通道信号输入端连接。

2.根据权利要求1所述的基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，其特征在于，所述数据恢复电路包含K个数字变频电路，分别与K个反馈通道的输出端相连；K个数字变频电路输出端分别与K个数字傅里叶变换DFT模块输入端连接;K个数字傅里叶变换DFT模块的输出端与反馈信号频谱形成电路输入端连接，反馈信号频谱形成电路输出端与数字傅里叶逆变换IDFT模块的输入端连接。

3.根据权利要求1所述的一种基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，其特征在于，所述通道补偿器包括通道补偿调节器与通道补偿滤波器；

所述通道补偿调节器的反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；通道补偿调节器的控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接；通道补偿调节器通道信号输入端与通道补偿滤波器输出端连接；通道补偿调节器的通道补偿调节参数输出端与通道补偿滤波器的通道补偿参数输入端连接； 

所述通道补偿滤波器通道信号输入端与预失真处理器A输出端连接；通道补偿滤波器输出端还与射频发射电路输入端连接。

4.根据权利要求3所述的基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，其特征在于，所述通道补偿调节器包含通道补偿数据缓存器、通道补偿数据同步器、通道补偿运算器；

所述通道补偿数据缓存器输入端与通道补偿滤波器的输出端连接，通道补偿数据缓存器输出端与通道补偿数据同步器缓存数据输入端连接；

所述通道补偿数据同步器反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接；通道补偿数据同步器控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接；

所述通道补偿运算器的同步信号输入端与通道补偿数据同步器输出端连接，通道补偿运算器反馈信号输入端与数据恢复电路输出端连接，通道补偿运算器控制信号输入端与预失真训练器的通道补偿调节启动信号输出端连接，通道补偿运算器输出端与通道补偿滤波器的通道补偿调节参数输入端连接。

5.根据权利要求4所述的基于多通道反馈的数字电视发射机基带线性化装置，其特征在于，所述预失真训练器包含缓存器、训练运算器、数据同步器与预失真处理器B；

所述缓存器的输入端一接收待发基带信号，输入端二与预失真处理器A的输出端连接，缓存器的输出端与数据同步器的输入端一连接；

所述训练运算器的输入端一与数据恢复电路的输出端连接，训练运算器的输入端二与数据同步器的输出端连接，训练运算器的输入端三与预失真处理器B的输出端连接；训练运算器的同步启动信号输出端与数据同步器的控制信号输入端连接；训练运算器的预失真参数输出端与预失真处理器A预失真参数输入端连接，同时还与预失真处理器B预失真参数输入端连接；训练运算器的通道补偿调节信号输出端与通道补偿数据同步器控制信号输入端连接，训练运算器的通道补偿调节信号输出端还与通道补偿调节器中的通道补偿运算器控制信号输入端连接；

所述数据同步器的反馈信号输入端与数据恢复电路的输出端连接；

所述预失真处理器B的电路结构与预失真处理器A相同，其反馈信号输入端与数据恢复电路的输出端连接。

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