CN201409180Y - 一种数字电视发射机自适应基带线性化装置 - Google Patents

Abstract

本实用新型适用于数字电视发射端线性化领域，提供了一种数字电视发射机自适应基带线性化装置，包括：训练序列产生单元，用于产生带同步头的训练序列；功放自适应预失真单元，用于对通信信号/训练序列和从功放引回并经缩小G倍的信号进行预失真处理，并计算这两路预失真处理后的信号间的残差，并根据残差与预设门限的比较控制本单元与通信信号或训练序列产生单元连接，及对预失真处理使用的系数进行迭代更新；通道补偿单元，用于对功放自适应预失真单元预失真处理后输出的信号/训练序列进行通道滤波处理，及根据该滤波后的信号与从射频通道输出接回的信号，通过最小二乘通道估计法计算更新滤波系数。

Description

一种数字电视发射机自适应基带线性化装置

技术领域

本实用新型属于数字电视发射端线性化处理领域，尤其涉及一种数字电视发射机自适应基带线性化装置。

背景技术

功率放大器是通信系统中不可缺少的部件，其输入和输出之间不可避免地存在非线性。早期的无线通信都是基于对功率放大非线性不敏感的恒定包络调制技术，可使功率放大器工作在具有较高效率的临近饱和区。然而恒定包络调制频带利用率低的缺点严重制约了无线通信高速数据传输的发展。各种无线通信系统为了提高系统容量，充分利用有限的频谱资源，就要采用频谱利用率高的调制方式，而高频谱利用率的调制方式如正交振幅调制QAM、正交频分复用OFDM的包络存在较大的波动，这些非恒定包络调制信号对功率放大器的非线性十分敏感。在大信号下出现的非线性会产生严重的频谱泄漏和带内失真，影响了通信的质量，造成邻道干扰。

预失真技术，尤其是基带预失真是当前实现功放线性化最通用的方法，其基本原理是在信号进入功放前先进行非线性变换，这种变换特性与功放的非线性特性互补，从而使得功放输出信号呈现为调制信号的线性放大，避免信号的带内畸变和带外频谱再生。

由于功率放大器的特性会随着时间、温度、环境以及信号本身的变化而变化，因此需要采用自适应预失真技术，使得预失真装置能够自适应跟踪放大器特性的变化。

关于数字基带自适应预失真主要有两大类技术：基于查询表和基于多项式的方法。查询表需要大量的存储器，且收敛速度慢。在基于多项式失真理论研究中，确定功放模型的多项式模型十分重要。常用的无记忆功放模型有：针对行波管功率放大器的Saleh模型，针对固态功率放大器的Rapp模型。

随着通信信号带宽的增加，功放越来越表现出记忆性。对于有记忆多项式也提出了很多模型，Volterra级数是通常用来描述非线性特性的模型，但其计算复杂度随多项式阶数及记忆深度呈指数上升，由此而提出了简化的有记忆多项式模型，如：Wiener模型、Hammerstein模型、Wiener-Hammerstein模型、记忆多项式模型以及Murray Hill等。

这几种记忆多项式模型支持的Volterra核有限，当对具有复杂记忆结构的非线性系统预失真时，则不够有效。

另外，数字电视发射机的射频通道也可能会带来失真，而现有的基带线性化装置中却没有对射频通道进行线性化校正的设计。

实用新型内容

本实用新型的目的在于：提供一种数字电视发射机自适应基带线性化装置，旨在解决现有的基带自适应线性化技术对具有复杂记忆结构的非线性系统不够有效，以及缺少对射频通道的校正的问题。

本实用新型的目的是这样实现的：

一种数字电视发射机自适应基带线性化装置，所述装置包括：

输出训练序列的训练序列产生单元；

与通信信号、训练序列产生单元及通道补偿单元连接，输出对通信信号、所述训练序列及功放的反馈信号进行预失真处理后的信号，以及根据预失真处理结果输出控制本单元与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的功放自适应预失真单元；以及

对所述训练序列及预失真处理后的信号进行通道滤波处理并更新滤波系数，以及根据滤波系数的更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的通道补偿单元

所述功放自适应预失真单元包括：

输出对通信信号及训练序列进行预失真处理后的信号的预失真器；以及

对功放的反馈信号进行预失真处理，并根据该处理后信号及所述预失真器输出的信号输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的预失真器训练器。

所述预失真器训练器包括：

与所述预失真器连接的先进先出队列1；

输入端和输出端分别连接至功放和预失真器的复制的乘法器；

对所述乘法器输出的功放反馈信号进行预失真处理并输出处理信号的预失真器的复制；以及

与所述先进先出队列1及预失真器的复制连接的，根据所述预失真器的复制输出的信号及从先进先出队列1读取的所述预失真器输出的信号输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的训练器。

所述训练器包括：

与所述先进先出队列1及预失真器的复制连接的，提取系统时延并根据该时延控制从先进先出队列1读取信号的时刻的时延提取器；

与所述时延提取器、先进先出队列1及预失真器的复制连接的，根据预失真器的复制输出的信号及从先进先出队列1读取的信号，输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的训练控制器；

与所述时延提取器连接的数据生成器；

与所述数据生成器连接的，更新一部分滤波系数的LS运算器；

与所述数据生成器及LS运算器连接的，更新另一部分滤波系数的Newton运算器。

所述通道补偿单元包括：

对所述训练序列及功放自适应预失真单元预失真处理后的信号进行通道滤波处理并输出处理信号的通道补偿滤波器；以及

与所述通道补偿滤波器连接，根据通道补偿滤波器的输出及功放反馈信号更新滤波系数并根据更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的通道补偿调节器。

所述通道补偿调节器包括：

与所述通道补偿滤波器连接的先进先出队列2；以及

与所述先进先出队列2及通道补偿滤波器连接，根据功放反馈信号及从先进先出队列2读取的通道补偿滤波器的输出更新滤波系数并根据更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的运算器。

本实用新型的突出优点是：本实用新型采用基于综合记忆型多项式与Murray Hill模型的特征的功放模型，利用NEWTON/LS进行迭代训练，实现对预失真器的校正，并采用最小二乘通道估计技术对射频通道幅频特性的不理想进行校正，从而可以充分利用记忆型多项式的鲁棒性，相对于现有的记忆型多项式预失真技术，能更有效地处理具有复杂记忆结构的非线性系统。

附图说明

图1是本实用新型提供的数字电视发射机自适应基带线性化装置的结构图；

图2是本实用新型提供的图1中功放自适应预失真单元的结构图；

图3是本实用新型提供的图2中训练器的结构图；

图4是本实用新型提供的图1中通道补偿单元的结构图；

图5是采用本实用新型提供的数字电视发射机自适应基带线性化装置进行预失真校正后与无校正情况下的功放输出频谱。

具体实施方式

为了使本实用新型的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

本实用新型提供的数字电视发射机自适应基带线性化装置采用基于综合记忆型多项式与Murray Hill模型的特征的功放模型，利用NEWTON/LS进行迭代训练，实现对预失真器的校正，并采用最小二乘通道估计技术对射频通道的幅频特性的不理想进行校正，从而可以充分利用记忆型多项式的鲁棒性，相对于现有的记忆型多项式预失真技术，能更有效的处理具有复杂记忆结构的非线性系统。

图1示出了本实用新型提供的数字电视发射机自适应基带线性化装置的结构，为了便于说明，仅示出了与本实用新型相关的部分，这些部分可以是硬件或者软硬件结合的单元。

在数字电视发射机正常通信过程中，开关K1、K2、K3、K4和K5均接到端点1上，由功放自适应预失真单元13中的预失真器131对通信信号11进行预失真变换。预失真器131的输出信号分为两路，一路先后经通道补偿单元14中的通道补偿滤波器141进行通道滤波、数/模转换控制器(DAC)15进行数/模转换及经射频通道16转为射频信号后，最后由功放17将信号的辐射功率放大至预设值输出；另一路则被引入至预失真器训练器132。同时，从功放17的输出中也将引回一路，先后经下变频单元18将信号的频率下变频至预失真器131输出信号对应的频点上，及模/数转换控制器(ADC)19进行模/数转换后，输入至预失真器训练器132。

预失真器训练器132则实时地计算上述两路输入信号间的残差。正常通信时，如果预失真器131理想校正功放17的非线性，则所述残差值应该极小。因此，当该残差值超过了预设的门限时，预失真器训练器132将发出控制信号，控制开关K1、K2、K3、K4和K5均切换到端点2上，先进行对通道补偿滤波器141的调节。当对通道补偿滤波器141的调节完成时，通道补偿调节器142将控制K2、K3、K4和K5均切回到端点1上，进行对预失真器131的训练。当对预失真器131的训练也完成时，预失真器训练器132将控制开关K1也切回至端点1上，恢复正常通信状态。

在所述调节和训练过程中，预失真器131及通道补偿滤波器141的输入信号为训练序列产生单元12产生的训练序列。

所述训练序列产生单元12采用不同的多项式和初相产生一系列gold码，选取其中具有良好自相关特性且满足要求的gold码作为训练序列前的同步头，从而产生带同步头的训练序列。该训练序列具有功率遍历性，能充分提取功放的非线性特性。

在具体实现时，训练序列可以保存在训练序列产生单元12的Rom中，在需要对预失真器131进行训练时直接输出。

图2、图4分别示出了上述功放自适应预失真单元13、通道补偿单元14的具体结构，其中，图2中的训练器222的具体结构如图3所示。以下将结合图2、图3和图4详细说明本实用新型提供的数字电视发射机自适应基带线性化装置的工作过程。

在正常通信状态下(此时，开关K6、K7也均接到端点1上)，预失真器21采用下述公式1的模型对通信信号进行非线性变换，设预失真器21的输入为x(n)，输出f(n)为：

$f\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{p=1}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{\mathrm{kp}}x(n-k){\left|x(n-k)\right|}^{p-1}+\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{q}x\left(n\right){\left[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_l\right|x(n-l)\left|\right]}^{q-1}$ 公式1

先进先出队列1(FIFO1)221将缓存预失真器21的输出f(n)。

预失真器的复制223与预失真器21有着相同的构造，用于将上述ADC19输出的信号并经乘法器224缩小G倍后所得的信号(设为y_c(n))采用公式1的模型进行预失真后输出至训练器222，设预失真器的复制223的输出为

所述G为功放增益。

训练器222中的训练控制器31采用下述公式2计算上述f(n)和

的残差J：

$J=\frac{1}{N_0}\underset{k=n}{\overset{n+N_0}{\mathrm{\Σ}}}{\left|e\left(n\right)\right|}^2=\frac{1}{N_0}\underset{k=n}{\overset{n+N_0}{\mathrm{\Σ}}}[f\left(k\right)-\hat{f}\left(k\right)]{[f\left(k\right)-\hat{f}\left(k\right)]}^{*}$ 公式2

当J超过预设门限1时，训练控制器31则发送控制开关K1、K2、K3、K4、K5、K6和K7均切换到端点2上的控制信号。所述预设门限1及N₀的值可通过使用要求和预先的实测情况进行设定。

对通道补偿滤波器41的调节是基于通道补偿滤波器与射频通道级联时应表现出理想的频率特性的原理，而其调节过程则是在训练序列的输入下，先利用最小二乘法估计出射频通道的冲激响应，再同样利用最小二乘法计算出通道补偿滤波器的系数。

令射频通道的冲激响应为h(n)，则对于输入x(n)，其输出y(n)为：

$y\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}x(n-k)h\left(k\right)$ 公式3

式中，K是射频通道的长度，对于一个N点的数据块，x(n)和y(n)(0≤n≤N-1)可写成如下述公式4的矢量形式：

y＝Xh                                                   公式4

其中，h＝[h(0)，h(1)，...，h(K-1)]^T                     公式5

$X=\left(\begin{array}{ccccc}x(K-1)& x(K-2)& x(K-3)& \·\·\·& x\left(0\right)\\ x\left(K\right)& x(K-1)& x(K-2)& \·\·\·& x\left(1\right)\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ x(N-1)& x(N-2)& x(N-3)& \·\·\·& x(N-K)\end{array}\right)$ 公式6

则射频通道的冲激响应h的最小二乘估计为：

$\hat{h}={\left(X^{H}X\right)}^{-1}{X}^{H}y$ 公式7

令a(n)(n＝0，1，...，K_a-1)为通道补偿滤波器41的系数，则其与射频通道的冲激响应的卷积c(n)为：

$c\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{K_a-1}{\mathrm{\Σ}}}h(k-l)a\left(l\right),k=\mathrm{0,1},...,K_a+K-2$ 公式8

令K_c＝K_a+K-1，设带内代价函数为：

$J_1={\∫}_{-{\mathrm{\ω}}_p}^{{\mathrm{\ω}}_p}[\underset{k_1=0}{\overset{K_c-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k_1\right)e^{-\mathrm{j\ω}{k}_1}-e^{-\mathrm{j\ω}{n}_0}]{[\underset{k_2=0}{\overset{K_c-1}{\mathrm{\Σ}}}c\left(k_2\right)e^{-\mathrm{j\ω}{k}_2}-e^{-\mathrm{j\ω}{n}_0}]}^{*}\mathrm{d\ω}$ 公式9

式中，

是通道补偿调节器42与射频通道级联后期望的带内特性，通带为[-ω_p，ω_p]。为降低通道补偿调节器42的带外能量，定义带外代价函数为：

$J_2={\∫}_{-\mathrm{\π}}^{-{\mathrm{\ω}}_p}\left[\underset{l=0}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}a\left(l\right)e^{-\mathrm{j\ωl}}\right]{\left[\underset{k=0}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}a\left(k\right)e^{-\mathrm{j\ωl}}\right]}^{*}\mathrm{d\ω}+{\∫}_{-{\mathrm{\ω}}_p}^{\mathrm{\π}}\left[\underset{l=0}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}a\left(l\right)e^{-\mathrm{j\ωl}}\right]{\left[\underset{k=0}{\overset{K_a}{\mathrm{\Σ}}}a\left(k\right)e^{-\mathrm{j\ωl}}\right]}^{*}\mathrm{d\ω}$ 公式10

则整体代价函数为：

J₀＝J₁+βJ₂                                               公式11

其中，β为加权系数，用于控制带外和带内特性的权重，其值可根据仿真和测试时确定。通过最小化J₀，可估计出通道补偿滤波器41的系数：

$\hat{a}={(R_1+\mathrm{\β}{R}_2)}^{-1}{h}_p$ 公式12

其中，

是得出的通道补偿滤波器41系数的估计，R₁、R₂和h_p分别为：

$R_1(l,k)=\underset{k_1=0}{\overset{K_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k_2=0}{\overset{K_c-1}{\mathrm{\Σ}}}2{\mathrm{\ω}}_{p}h(k_1-l)h^{*}(k_2-k)\sin c\left[\frac{{\mathrm{\ω}}_p(k_1-k_2)}{\mathrm{\π}}\right]$ 公式13

$R_2(l,k)=2\mathrm{\π}\sin c(l-k)-2{\mathrm{\ω}}_p\sin c\left[\frac{{\mathrm{\ω}}_p(l-k)}{\mathrm{\π}}\right]$ 公式14

$h_p\left(k\right)=\underset{k_2=0}{\overset{K_c-1}{\mathrm{\Σ}}}2{\mathrm{\ω}}_p{h}^{*}(k_2-k)\sin c\left[\frac{{\mathrm{\ω}}_p(n_0-k_2)}{\mathrm{\π}}\right]$ 公式15

FIFO2421对通道补偿滤波器41的输出进行缓存。运算器422根据从FIFO2421读取的通道补偿滤波器41的输出信号与射频通道的输出信号的同步头，获取这两路信号间的时延，并将根据该时延控制从FIFO2421读取信号的时刻，同时，运算器422还将根据这两路输入信号采用上述公式12计算更新通道补偿滤波器41的系数，从而完成对通道补偿滤波器41的调节。

在调节完成时，运算器422将输出控制K2、K3、K4和K5均切回到端点1上的控制信号，开始进行对预失真器131的训练。

在对预失真器进行训练时，时延提取器32采用f(n)和

同步捕获的方法，利用训练序列中的同步头的自相关特性，采用PN码匹配滤波技术直接提取同步信息，将信息进行相关匹配运算，找出相关峰最大值大于预设判决门限的时刻作为最佳采样时刻，从而实现同步，提取系统时延，并根据该时延控制从FIFO1221中读取f(n)的时刻，在去掉f(n)和

中的同步头后，输出对应的训练序列z(n)和

至训练控制器31及数据生成器33。当训练的数据点数N≥N₀时，训练控制器31则采用下述公式16不断计算z(n)和

的残差J：

$J=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|e\left(n\right)\right|}^2=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}[z\left(n\right)-\hat{z}\left(n\right)]{[z\left(n\right)-\hat{z}\left(n\right)]}^{*}$ 公式16

FIFO1221则根据f(n)和

间的时延调整f(n)的缓存时间。

所谓预失真校正，即是寻求优化的a_kp、b_q和c_l的取值组合，使得J的值最小，因而有

$\frac{\∂J}{\∂a_{\mathrm{kp}}^{*}}=-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}e\left(n\right)u_{\mathrm{kp}}^{*}\left(n\right)=0$ 公式17

$\frac{\∂J}{\∂b_q^{*}}=-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}e\left(n\right)v_q^{*}\left(n\right)=0$ 公式18

$\frac{\∂J}{\∂c_l}=-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[e\left(n\right)s_l^{*}\left(n\right)\right]=0$ 公式19

且

u_kp(n)＝y_c(n-k)|y_c(n-k)|^p-1                           公式20

$v_q\left(n\right)=y_c\left(n\right){\left[\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_c(n-l)\right]}^{q-1}$ 公式21

$s_l\left(n\right)=\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{b}_q{y}_c\left(n\right)(q-1){\left[\underset{l_1=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{l_1}\right|y_c(n-l_1)\left|\right]}^{q-2}\left|y_c(n-l)\right|$ 公式22

对预失真器训练的过程，在本实用新型中，是由训练器222通过LS和Newton方法迭代更新预失真器21和预失真器的复制223采用所述公式1对输入信号进行预失真变换时采用的a_kp、b_q和c_l的值，直至训练控制器31根据公式3所得的J值得到收敛，当该J值低于另一预设门限2时，训练控制器31将控制开关K1、K6、K7均切回到端点1上，恢复通信状态。

LS方法：

设上次迭代得到的c_l为c_l ⁽ⁱ⁾，则利用LS方法求解上述公式17和公式18，这两式可写为

${\left(\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right)}^H\left(\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}a\\ b\end{array}\right)={\left(\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right)}^{H}z$ 公式23

且

U＝[u₁₀，...，u_K0，...，u_1P，...，u_KP]                公式24

$V^{\left(i\right)}=[v_2^{\left(i\right)},...,v_Q^{\left(i\right)}]$ 公式25

a＝[a₁₀，...，a_K0，...，a_1Q，...，a_KQ]^T               公式26

b＝[b₂，...，b_Q]^T                                     公式27

z＝[z(0)，...，z(N-1)]^T                               公式28

其中，u_kp和v_q ⁽ⁱ⁾定义为

u_kp＝[u_kp(0)，...，u_kp(N-1)]^T                         公式29

$v_q^{\left(i\right)}=[v_q^{\left(i\right)}\left(0\right),...,v_q^{\left(i\right)}(N-1)]$ 公式30

则第i+1次迭代得到的a和b为

$\left[\begin{array}{c}{\hat{a}}^{(i+1)}\\ {\hat{b}}^{(i+1)}\end{array}\right]={\left({\left[\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right]}^H\left[\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right]\right)}^{-1}{\left[\begin{array}{cc}U& V^{\left(i\right)}\end{array}\right]}^{H}z$ 公式31

Newton法：

一旦得到a⁽ⁱ⁺¹⁾和b⁽ⁱ⁺¹⁾，再采用Newton法更新c_l。令 $c^{\left(i\right)}={[c_0^{\left(i\right)},c_1^{\left(i\right)},...,c_{L-1}^{\left(i\right)}]}^T,$ 则有

$c^{(i+1)}=c^{\left(i\right)}-{\left[{\▿}_c^{2}J\left(c^{\left(i\right)}\right)\right]}^{-1}{\▿}_{c}J\left(c^{\left(i\right)}\right)$ 公式32

式中，▽_cJ(c⁽ⁱ⁾)是l维的矢量，是J的梯度矢量。

${\left[{\▿}_{c}J\left(c^{\left(i\right)}\right)\right]}_l=\frac{\∂J}{\∂c_l}{|}_{c^{\left(i\right)}}$ 公式33

▽_cJ(c⁽ⁱ⁾)是J的Hessian矩阵，其(m，l)元素为

${\left[{\▿}_c^{2}J\left(c^{\left(i\right)}\right)\right]}_{\mathrm{lm}}=\frac{{\∂}^{2}J}{\∂c_l\∂c_m}{|}_{c^{\left(i\right)}}$ 公式34

$\frac{{\∂}^{2}J}{{\∂c}_l\∂c_m}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}[-e\left(n\right)z_{\mathrm{lm}}^{*}\left(n\right)+s_m\left(n\right)s_l^{*}\left(n\right)]$ 公式35

式中

$z_{\mathrm{lm}}\left(n\right)=\frac{\∂s_l\left(n\right)}{\∂c_m}=\underset{q=2}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{b}_q{y}_c\left(n\right)(q-1)(q-2){\left[\underset{l_1=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}_{l_1}\right|y_c(n-l_1)\left|\right]}^{q-3}\left|y_c(n-l)y_c(n-m)\right|$ 公式36

如前所述，根据s_l(n)、z_lm(n)和e(n)可得矢量s_l ⁽ⁱ⁾、z_lm ⁽ⁱ⁾和e⁽ⁱ⁾。推导出最后结果有

${\hat{c}}^{(i+1)}={\hat{c}}^{\left(i\right)}+{\left[\mathrm{Re}\right\{{\left[S^{\left(i\right)}\right]}^H{S}^{\left(i\right)}-{\left[Z^{\left(i\right)}\right]}^H{E}^{\left(i\right)}\left\}\right]}^{-1}\mathrm{Re}\left\{{\left[S^{\left(i\right)}\right]}^H{e}^{\left(i\right)}\right\}$ 公式37

式中

$S^{\left(i\right)}=[s_0^{\left(i\right)},...,s_{L-1}^{\left(i\right)}]$ 公式38

$Z^{\left(i\right)}=\left[\begin{array}{ccc}{z}_{00}^{\left(i\right)}& \·\·\·& z_{0,L-1}^{\left(i\right)}\\ z_{10}^{\left(i\right)}& \·\·\·& z_{1,L-1}^{\left(i\right)}\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ z_{L-\mathrm{1,0}}^{\left(i\right)}& \·\·\·& z_{L-1,L-1}^{\left(i\right)}\end{array}\right]$ 公式39

$E^{\left(i\right)}=\left[\begin{array}{ccc}{e}^{\left(i\right)}& \·\·\·& 0\\ 0& \·\·\·& 0\\ \·\·\·& \·\·\·& \·\·\·\\ 0& \·\·\·& e^{\left(i\right)}\end{array}\right]$ 公式40

LS运算器34即根据上述公式31不断更新a_kp、b_q，Newton运算器35则根据LS运算器34更新后输出的a_kp、b_q，采用上述公式37更新c_l，并最后将此次更新后的a_kp、b_q和c_l输出给预失真器21及预失真器的复制223。

数据生成器33则用于根据上述公式24、25、28、38、39和40为LS运算器34和Newton运算器35在迭代过程中进行数据更新。a_kp、b_q和c_l的初始设置值可存储在存储器36中。

图5则示出了采用本实用新型提供的基带自适应数字预失真功放校正方法及系统进行预失真校正后与无校正情况下的功放输出频谱。其中，曲线1表示理想的功放输出信号的频谱，曲线2表示无校正时功放输出信号的频谱，曲线3表示采用本实用新型提供的基带自适应数字预失真功放校正方法及系统进行预失真校正后的功放输出信号的频谱。由图可见，无校正时，带内严重失真，带外有最高达40dB的再生频谱，而采用本实用新型提供的基带自适应数字预失真功放校正方法及系统进行预失真校正后的信号频谱与理想信号频谱基本吻合，可以很好地解决数字电视发射机功放非线性的问题，抑制带外频谱再生和带内失真，极大地提高功率放大器的效率，完全可以满足数字电视的通信需求。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (6)

1、一种数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述装置包括：

输出训练序列的训练序列产生单元；

与通信信号、训练序列产生单元及通道补偿单元连接，输出对通信信号、所述训练序列及功放的反馈信号进行预失真处理后的信号，以及根据预失真处理结果输出控制本单元与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的功放自适应预失真单元；以及

对所述训练序列及预失真处理后的信号进行通道滤波处理并更新滤波系数，以及根据滤波系数的更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的通道补偿单元

2、如权利要求1所述的数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述功放自适应预失真单元包括：

输出对通信信号及训练序列进行预失真处理后的信号的预失真器；以及

对功放的反馈信号进行预失真处理，并根据该处理后信号及所述预失真器输出的信号输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的预失真器训练器。

3、如权利要求2所述的数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述预失真器训练器包括：

与所述预失真器连接的先进先出队列1；

输入端和输出端分别连接至功放和预失真器的复制的乘法器；

对所述乘法器输出的功放反馈信号进行预失真处理并输出处理信号的预失真器的复制；以及

与所述先进先出队列1及预失真器的复制连接的，根据所述预失真器的复制输出的信号及从先进先出队列1读取的所述预失真器输出的信号输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的训练器。

4、如权利要求3所述的数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述训练器包括：

与所述先进先出队列1及预失真器的复制连接的，提取系统时延并根据该时延控制从先进先出队列1读取信号的时刻的时延提取器；

与所述时延提取器、先进先出队列1及预失真器的复制连接的，根据预失真器的复制输出的信号及从先进先出队列1读取的信号，输出控制预失真器与通信信号、训练序列产生单元、通道补偿单元，及训练序列产生单元与通道补偿单元间，以及功放反馈信号与通道补偿单元间的连接状态的控制信号的训练控制器；

与所述时延提取器连接的数据生成器；

与所述数据生成器连接的，更新一部分滤波系数的LS运算器；

与所述数据生成器及LS运算器连接的，更新另一部分滤波系数的Newton运算器。

5、如权利要求1所述的数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述通道补偿单元包括：

对所述训练序列及功放自适应预失真单元预失真处理后的信号进行通道滤波处理并输出处理信号的通道补偿滤波器；以及

与所述通道补偿滤波器连接，根据通道补偿滤波器的输出及功放反馈信号更新滤波系数并根据更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的通道补偿调节器。

6、如权利要求5所述的数字电视发射机自适应基带线性化装置，其特征在于，所述通道补偿调节器包括：

与所述通道补偿滤波器连接的先进先出队列2；以及

与所述先进先出队列2及通道补偿滤波器连接，根据功放反馈信号及从先进先出队列2读取的通道补偿滤波器的输出更新滤波系数并根据更新结果输出控制训练序列产生单元与功放自适应预失真单元间，及功放反馈信号与功放自适应预失真单元间的连接状态的控制信号的运算器。

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