CH662440A5 - Anlage zur uebertragung digitaler information. - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anlage zur Übertragung digitaler Information, mit einer Kodiervorrichtung, einem Übertragungsmedium und einer Dekodiervorrichtung gemäss dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Ferner bezieht sich die Erfindung auf eine Kodiervorrichtung, auf eine Dekodiervorrichtung und auf ein Übertragungsmedium für die Anlage.

In verschiedenen Anwendungen, wie in Einrichtungen, in denen das Medium ein optiscch beschreibbarer und optisch auslesbarer Aufzeichnungsträger ist, entsprechend der älteren deutschen Patentanmeldung P 31 00 421.0, deren Beschreibung in die Figurbeschreibung (Fig. 1-13) aufgenommen ist, spielen bei der Wahl der Gruppe von Kodewörtern eine Anzahl von Erwägungen eine Rolle. So darf das regellose Leistungsspektrum für Kodewörter für niedrige Frequenzen vorzugsweise verhältnismässig wenig Signal enthalten, um niederfrequente Servosignale hinzfügen zu können, und wenigstens der kontinuierliche Teil des Leistungsspektrums muss mindestens einen Nullpunkt aufweisen, um ein Taktsignal hinzufügen zu können. Weiter müssen eine Anzahl von Parametern, wie die Informationsdichte und im Zusammenhang mit der Leistung des Lasers bei Anwendung in einem System mit einem optischen Aufzeichnungsträgei die Informationsdichte, auf die Anzahl mit dem Laser in den Aufzeichnungsträger einzubrennender Gruben bezogen, optimiert werden.

Von den vielen bekannten Kodierungen hat sich, wie in der genannten älteren Anmeldung beschrieben ist, die sogenannte «Vierphasenkodierung» als für die genannte Anwendung besonders geeignet erwiesen. Diese Vierphasenkodierung ist aus dem Aufsatz von U. Appel und K. Tröndle: «Zusammenstellung und Gruppierung verschiedener Codes für die Übertragung digitaler Signale», «Nachrichtentechnische Zeitschrift», Heft 1, 1970, S. 11-16, insbesondere Fig. 7, bekannt. Ein vierphasenko diertes Signal wird dadurch erhalten, dass das ursprüngliche binäre Datensignal in Gruppen von zwei Bits (als Dibits bezeichnet) unterteilt und in einem ersten bzw. zweiten halben Bitintervall des kodierten, aus zwei Bitintervallen bestehenden Wortes das erste bzw. zweite Bit des Dibits angebracht und in dem drit ten bzw. vierten halben Bitintervall des kodierten Wortes der invertierte Wert des ersten bzw. zweiten Bits des Dibits angebracht wird.

Die Frage hat sich ergeben, ob die Vierphasenkodierung nicht einen Teil einer grösseren Klasse von Kodierungen bildet. Die Erfindung hat die Aufgabe, in einer Anlage eingangs genannter Art eine Klasse von Kodierungen zu schaffen, die es er möglichen, abhängig von der gewünschten Anwendung die optimale Kodierung zu wählen.

Erfindungsgemäss weist die Anlage zur Lösung dieser Aufgabe die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angeführten Merkmale auf.

Die an sich bekannte Vierphasenkodierung gehört zu der ausgenommenen Gruppe von Kodewörtern mit Parametern M

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= 2,1 = s = 2, k = 1, t = To und £2 = Gì + —t.

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Eine Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass gilt: I = s und t = To. Dabei gilt also, dass die Wortlänge sto gleich der Anzahl von Stellen I multipliziert mit dem Zeitabstand t zwischen diesen Stellen ist.

In bezug auf die Takterzeugung ist eine weitere Ausgestaltung der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangs-

m-1

stellen tmi äquidistant in Zeitabständen em = ei 4 t von

M

dem Anfang des Kodewortes liegen.

Unter diesen Bedingungen tritt im ersten Nullpunkt des Lei

2 n stungsspektrums bei der Kreisfrequenz a>o = — keine Dirac-

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Funktion auf, so dass ein Taktsignal hinzugefügt werden kann. Dabei ist eine weitere Ausgestaltung der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Kodewörter über das Übertragungsmedium zusammen mit einem hinzugefügten Pilotsignal mit der

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Kreisfrequenz eoo = — übertragen werden, das in der Deko-

t diervorrichtung ausgefiltert wird und als Taktsignal dient.

Eine andere Ausführungsform der Anlage nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsstellen tmi m-1

äquidistant in Zeitabständen em = £i H t vom Anfang m + 5

des Kodewortes liegen, wobei 5 ein die Abweichung des Ab-

T0

standes zwischen den Anfangsstellen em von — darstellender

M

Faktor ist, und dass in der Dekodiervorrichtung mit Hilfe eines

2n auf die Kreisfrequenz a>o = — abgestimmten Bandpassfilters t

aus dem kodierten Signal ein Taktsignal gewonnen wird. Bei

27t diesem System tritt eine Dirac-Spitze im Nullpunkt eoo = —

T

des Spektrums auf, wobei diese Dirac-Spitze als mitgesandtes Taktsignal benutzt werden kann.

Eine bevorzugte Ausführungsform der Anlage nach der Erfindung bei optischer Aufnahme ist dadurch gekennzeichnet, dass für die Gruppe von Kodewörtern gilt: I = s = 4, M = 2,

1

T = To, k = 1 und Ë2 = 8i H To.

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In bezug auf die Kodierung ist eine weitere Ausgestaltung der Anlage nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangswörter in M Gruppen von Bits unterteilt werden, die je in der Kodiervorrichtung zu einer Teilgruppe Gm mittels einer k-aus-I-Kodierschaltung kodiert werden, wonach die M Teilgruppen durch Überlagerung zu einem Kodewort zusammengefügt werden.

Diese Anlage kann weiter dahingehend ausgestaltet sein,

dass die digitale Information in Eingangswörtern von vier Bits empfangen und in zwei Gruppen von je zwei Bits unterteilt wird, die je einer l-aus-4-Dekodierschaltung zugeführt werden, wobei die vier Ausgänge jeder der beiden Dekodierschaltungen abwechselnd zusammengefügt sind, um das zu dem Eingangswort entsprechende Kodewort zu erzeugen, und dass weiter die Ausgänge der beiden Dekodierschaltungen abwechselnd mit Paralleleingängen eines Schieberegisters verbunden sind, um so das Kodewort aus den beiden Teilgruppen zu bilden.

In bezug auf die Dekodierung ist eine Ausgestaltung der Anlage nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, dass die Dekodiervorrichtung eine Reihe von 1-1 Verzögerungsnetzwerken mit einer Zeitverzögerung t enthält, deren Ein- und Ausgänge zu einer Vergleichsschaltung führen, um so sequentiell über Zeitintervalle Em die besetzten Stellen tmi jeweils einer Teilgruppe Gm zu detektieren, und weiter dadurch, dass sequentiell pro Teilgruppe Gm eine Anzahl Bits des Ausgangswortes gebildet werden, wonach diese in Reihe und/oder parallel ausgegeben werden.

In bezug auf das Übertragungsmedium ist eine Ausgestaltung der Anlage nach der Erfindung weiter dadurch gekennzeichnet, dass das Übertragungsmedium ein Aufzeichnungsträger ist, der in Informationsgebiete unterteilt ist, in denen Information in Form von Kodewörtern aufzeichenbar oder aufgezeichnet ist und die voneinander durch Adressen- und Synchronisationsgebiete getrennt sind, in denen Adressen- und Synchronisationsinformation vor dem Aufzeichnen der Information in

Form von Kodewörtern aus der Gruppe von Kodewörtern angebracht ist.

Zur Gewinnung von Wortsynchronisationssignalen ist eine weitere Ausgestaltung dadurch gekennzeichnet, dass die Adressen- und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe von Kodewörtern mit bestimmten Werten der Parameter I, s, M, t, x0, k und sm angbracht ist, und dass zur Erkennung der Synchronisationsinformation eine Anzahl von mindestens zwei Kodewörtern mit einer derart abweichenden Anzahl besetzter Stellen versehen ist, dass diese Kodewörter an sich oder in Kombination wieder Kodewörter aus der Gruppe von Kodewörtern bilden, wobei wenigstens einer der Parameter I, s oder k einen abweichenden Wert aufweist.

Eine bevorzugte Ausführungsform gemäss dieser letzteren Ausgestaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Adressen-und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe mit Parametern I = s = 3,M = 2, t = to, k

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= 1 und 82 = £i -l To angebracht ist und dass von wenigstens

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zwei Kodewörtern der Synchronisationsinformation derart eine zusätzliche Stelle besetzt ist, dass beide Kodewörter zusammen ein Kodewort aus der Gruppe mit den Parametern I = s = 8,

1

M = 2, t = To, k = 3 und £2 = £1 H To bilden.

2

Die erfindungsgemässe Kodiervorrichtung für die Anlage ist im Patentanspruch 15 definiert.

Diese Kodiervorrichtung ist gemäss Ausgestaltungen dadurch gekennzeichnet, dass gilt: I = s und x = xo; dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, dass die Anfangsstellen m-1

tm äquidistant in Zeitabständen £m = £1 + x vom Anfang

M

des Kodewortes liegen, und dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, dass die Anfangsstellen tmi äquidistant in Zeit-

m - 1

abständen £m = si h x vom Anfang des Kodewortes lie-

M + 5

gen, wobei 5 ein Faktor ist, der die Abweichung des Abstandes

To zwischen den Anfangsstellen £m von — darstellt.

M

Eine bevorzugte Ausführungsform der Kodiervorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, dass gilt: I = s = 4, M = 2, x = xo, k = 1 und s;

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= £1 -) xo, und weitere Ausgestaltungen sind dadurch ge-

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kennzeichnet, dass die Eingangswörter n.M Bits enthalten, wobei n^ 1 und eine ganze Zahl ist; dass Mittel zur Unterteilung dieser Eingangswörter in M Gruppen von n Bits vorhanden sind; dass M Dekodierschaltungen zum Erzeugen einer Teilgruppe Gm für jede Gruppe von n Bits vorhanden sind, und dass Mittel zur Überlagerung der auf diese Weise gebildeten M Teilgruppen Gm vorhanden sind; dass n = 2, M = 2 und k = 1 ist, wobei die Dekodierschaltungen Eins-aus-Vier-Dekodierer mit je vier Ausgängen sind, von denen jeweils einer ein abweichendes Signal führt, abhängig davon, welche der vier möglichen Kombinationen von zwei Bits am Eingang dieses Dekodierers vorhanden ist, und die Ausgänge der beiden Eins-aus-Vier-Dekodierer abwechselnd zusammengefügt sind, um das zu dem Eingangswort gehörige Kodewort zu bilden; dass die Ausgänge der beiden Eins-aus-Vier-Dekodierer abwechselnd mit Paralleleingängen eines Schieberegisters verbunden sind, um so das Kodewort aus den beiden Teilgruppen zu bilden.

Die erfindungsgemässe Dekodiervorrichtung für die Anlage ist im Patentanspruch 23 definiert.

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Eine Ausführungsform der Dekodiervorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Dekodiervorrichtung eine Reihe von 1-1 Verzögerungsnetzwerken mit einer Zeitverzögerung x enthält, deren Ein- und Ausgänge zu einer Vergleichsschaltung führen, um so sequentiell über Zeitintervalle sm die besetzten Stellen tmi jeweils einer Teilgruppe Gm zu detektieren. Eine weitere Ausgestaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichsschaltung eine Anzahl von Komparatoren mit je einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang enthält und jeder Komparator die Signale an einem anderen Paar von allen möglichen Paaren von Punkten, die durch die Eingänge der I-l-Verzögerungsnetzwerke und den Ausgang des letzten Verzögerungsnetzwerkes gebildet werden, miteinander vergleicht, dass erste logische Gatter zum Vergleichen von Ausgangssignalen der Komparatoren vorhanden sind, deren Ausgänge je einer besetzten Stelle tmi einer Teilgruppe Gm entsprechen, so dass die Ausgänge dieser logischen Gatter sequentiell die Teilgruppen Gm liefern, und dass zweite logische Gatter zum Erzeugen der zu den Kodewörtern gehörigen digitalen Information vorhanden sind. In bezug auf die Gewinnung eines Taktsignals ist eine Ausgestaltung dieser Dekodierschaltung da-

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durch gekennzeichnet, dass ein auf eine Kreisfrequenz a»o = —

T

abgestimmtes Bandpassfilter zum Ausfiltern eines Taktsignals aus dem durch die Kodewörter gebildeten Signal vorhanden ist.

In bezug auf die Gewinnung eines Wortsynchronisationssignals ist eine Ausgestaltung der Dekodierschaltung dadurch gekennzeichnet, dass eine dritte Gatterschaltung vorhanden ist, die auf eine Reihe vorher bestimmter Kodewörter abgestimmt ist, um ein Wortsynchronisationssignal zu erzeugen, und dass weiter die dritte Gatterschaltung zum Erzeugen eines Wortsyn-chronisationssignals mit dem Ausgang eines der ersten logischen Gatter verbunden ist.

Erfindungsgemäss ist das Übertragungsmedium für die Anlage zur Zuführung der Kodewörter zur Dekodiervorrichtung dadurch gekennzeichnet, dass es als Aufzeichnungsträger ausgebildet ist.

Ausbildungen dieses Aufzeichnungsträgers sind in den Patentansprüchen 30 bis 38 definiert.

Einige Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 eine mögliche Ausführungsform eines Aufzeichnungsträgers für die Anlage nach der Erfindung, wobei Fig. la eine Draufsicht auf den Aufzeichnungsträger, Fig. lb in vergrösser-tem Massstab einen Teil einer Spur 4 dieses Aufzeichnungsträgers und Fig. lc in vergrössertem Massstab ein Synchronisationsgebiet dieses Teiles darstellen;

Fig. 2 einen kleinen Teil eines Schnittes längs der Linie II-II' der Fig. la;

Fig. 3 in Fig. 3a bis 3d schematisch einen Längsschnitt durch einen Teil der Spur 4, wobei Fig. 3a einen solchen Schnitt bei einer unbeschriebenen vorbereiteten Platte nach einer bekannten Technik, Fig. 3b einen solchen Schnitt nach Fig. 3a, nachdem Information in das Informationsgebiet 9 eingeschrieben ist, Fig. 3c einen solchen Schnitt bei einer unbeschriebenen vorbereiteten Platte der Anlage nach der Erfindung, Fig. 3d einen solchen Schnitt nach Fig. 3c, nachdem digitale Information eingeschrieben ist, Fig. 3e schematisch das erhaltene Signal beim Auslesen des in Fig. 3d im Schnitt gezeigten Teiles der Spur 4 und Fig. 3f schematisch eine Draufsicht auf einen Teil der Spur 4 nach dem Einschreiben digitaler Information auf andere Weise als nach Fig. 3b und 3d dargestellt;

Fig. 4 die Leistungsspektren bei beliebiger Information dreier digitaler Informationssignalmodulationen;

Fig. 5 eine schaubildliche Darstellung dieser Modulationen;

Fig. 6 in Fig. 6a schematisch eine Vorrichtung zur Herstellung eines Aufzeichnungsträgers nach Fig. 3c, in Fig. 6b schematisch eine Vorrichtung zum Einschreiben von Information in den Aufzeichnungsträger nach Fig. 3c und Fig. 6c eine Vorrichtung zum Auslesen eines beschriebenen Aufzeichnungsträgers;

Fig. 7 eine Anzahl Beispiele einer periodischen Spurmodulation;

Fig. 8a das Prinzip eines Leseteiles einer Vorrichtung zum Auslesen und/oder Aufnehmen eines digitalen Signals von oder gegebenenfalls auf einem Aufzeichnungsträger und Fig. 8b das Frequenzspektrum des vom Detektor 27 detektierten Signals;

Fig. 9a eine Vorrichtung nach Fig. 8a, die sich auch zum Erzeugen eines radialen Folgesignals eignet, und Fig. 9b das Frequenzspektrum des vom Detektor 27 detektierten Signals;

Fig. 10 eine Abwandlung der Vorrichtung nach Fig. 9a;

Fig. IIa eine Vorrichtung nach Fig. 9a, die für einen Aufzeichnungsträger mit einer radialen Spurmodulation mit nahezu der gleichen Periode wie die periodische Spurmodulation eingerichtet ist, und Fig. IIb das Frequenzspektrum des vom Detektor 27 detektierten Signals;

Fig. 12 eine Vorrichtung, die für einen Aufzeichnungsträger mit einer radialen Spurmodulation mit der gleichen Periode wie die periodische Spurmodulation eingerichtet ist;

Fig. 13 einen Teil einer Vorrichtung zum Aufzeichnen eines Informationssignals auf einem Aufzeichnungsträger zum Erhalten eines Taktsignals beim Aufzeichnen unter Verwendung eines Hilfslaserstrahls;

Fig. 14 ein Diagramm zur Definition der Kodierung in der Anlage nach der Erfindung;

Fig. 15 ein Diagramm zur Veranschaulichung des Aufbaus von Kodewörtern nach einer bevorzugten Wahl einer Kodierung;

Fig. 16 ein Diagramm vor Veranschaulichung der Wahl einer bevorzugten Kodierung für den Parameter k = 1;

Fig. 17 ein Diagramm nach Fig. 3 mit einem Parameter k =

2;

Fig. 18 ein Diagramm nach Fig. 3 mit einem Parameter k =

3;

Fig. 19a und 19b Tabellen zur Illustrierung der bevorzugten Kodierung;

Fig. 20a eine bevorzugte Ausführungsform einer Kodiervorrichtung in der Anlage nach der Erfindung, wobei Fig. 20b ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkung dieser Kodiervorrichtung darstellt;

Fig. 21b eine Ausführungsform einer Dekodiervorrichtung in einer Anlage nach der Erfindung, wobei Fig. 21a ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkung der Dekodiervorrichtung nach Fig. 21b darstellt;

Fig. 22 einen Wortsynchronisationssignalgenerator zur Anwendung in Verbindung mit der Dekodiervorrichtung nach Fig. 21b, und

Fig. 23 ein Blockschaltbild einer Anlage nach der Erfindung, in der der Zusammenhang der Vorrichtungen nach den Fig. 20a, 21b, und 22 in einer Anlage für optische Aufnahme dargestellt ist.

Zur Verdeutlichung der Anlage, für welche die Kodiervorrichtung nach der Erfindung in erster Linie entworfen ist, folgt anhand der Fig. 1 bis 13 die Beschreibung einer optischen Aufzeichnungseinrichtung, wie sie ebenfalls in der älteren deutschen Patentanmeldung P 31 00 421.0 beschrieben ist.

Fig. 1 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines Aufzeichnungsträgers, wobei in Fig. la eine Draufsicht auf diesen Aufzeichnungsträger, in Fig. lb ein Teil einer Spur 4 dieses Aufzeichnungsträgers in vergrössertem Massstab und in Fig. lc ein Synchronisationsgebiet dieses Teiles in vergrössertem Massstab dargestellt ist. Der Aufzeichnungsträgerkörper 1 ist mit einer spiralförmigen Spur 4 versehen. Diese Spur 4 ist in eine Vielzahl von Sektoren 7, z.B. 128 pro Umdrehung, unterteilt. Jedei

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Sektor 7 enthält ein Informationsgebiet 9, das zur Aufnahme digital kodierter Information bestimmt ist, und ein Synchronisationsgebiet 8.

Um dafür zu sorgen, dass die digitale Information in einer genau definierten Bahn eingeschrieben wird, wirkt die Spur 4 als Servospur. Dazu weisen die Informationsgebiete 9 der Sektoren 7 eine Amplitudenstruktur nach Fig. 2 auf. Diese Fig. 2 zeigt einen kleinen Teil eines Schnittes längs der Linie II-II in Fig. la mit einer Anzahl nebeneinander liegender Spurteile, insbesondere Informationsgebiete der Servospur 4. Die Richtung der Servospuren 4 steht also senkrecht auf der Zeichnungsebene. Diese Servospuren 4, insbesondere die Informationsgebiete 9, sind also als Nuten im Substrat 5 angebracht. Dadurch ist es möglich, ein zum Einschreiben digitaler Information auf den Aufzeichnungsträger gerichtetes Strahlungsbündel genau mit dieser Servospur 4 zusammenfallen zu lassen, mit anderen Worten, die Lage des Strahlungsbündels in radialer Richtung über ein Servosystem zu regeln, das das vom Aufzeichnungsträger reflektierte Licht benutzt. Die Messung der radialen Lage des Strahlungsflecks auf dem Aufzeichnungsträger kann den Systemen entsprechen, wie sie auch bei den optischen mit einem Videosignal versehenen Aufzeichnungsträgern verwendet werden und wie sie u.a. in «I.E.E.E. Transactions on Consumer Electronics», November 1976, S. 307 beschrieben sind.

Um digitale Information aufzeichnen zu können, ist der Aufzeichnungsträgerkörer mit einer Schicht aus einem Material 6 versehen, das, wenn es mit geeigneter Strahlung belichtet wird, eine optisch detektierbare Änderung erfährt. Grundsätzlich wäre es nur erforderlich, die Informationsgebiete 9 der Sektoren mit einer derartigen Schicht zu versehen. Herstellungstechnisch ist es aber einfacher, die ganze Aufzeichnungsträgeroberfläche mit einer derartigen Schicht zu versehen. Diese Schicht 6 kann z.B. aus einer dünnen Schicht aus Metall, z.B. Tellur, bestehen. Durch Laserstrahlung einer genügend hohen Intensität kann örtlich diese Metallschicht geschmolzen werden, so dass örtlich diese Informationsschicht 6 einen anderen Reflexionskoeffizienten erhält und beim Abtasten einer auf eine derartige Weise eingeschriebenen Informationsspur mittels eines Auslesestrahlungsbündels eine der aufgezeichneten Information entsprechende Amplitudenmodulation des reflektierten Strahlungsbündels erhalten wird.

Die Schicht 6 kann auch die Form einer Doppelschicht aus unter der Einwirkung auffallender Strahlung chemisch reagierenden Materialien aufweisen, z.B. Aluminium auf Eisen.

An der Stelle an der ein energiereiches Strahlungsbündel die Platte trifft, wird FeAl6 gebildet, das schlecht reflektiert. Ein gleicher Effekt ergibt sich bei einer Doppelschicht aus Wismut auf Tellur, wobei BÌ2Te3 gebildet wird. Auch eine einfache Schicht aus Tellur kann verwendet werden.

Dadurch, dass mit Hilfe der als eine Nut im Substrat 5 gebildeten Servospur der Einschreibstrahlungsfleck genau mit dieser Servospur zusammenfällt, insbesondere während der Abtastung eines Informationsgebietes, wird die das Einschreibstrah-lungsbündel modulierende digitale Information genau in das mit dieser Servospur zusammenfallende Informationsgebiet eingeschrieben.

Wie aus Obenstehendem hervorgeht, enthalten die für den Benutzer bestimmten Aufzeichnungsträger, in denen also noch keine Information in die Informationsgebiete eingeschrieben ist, eine Nutenstruktur in diesen Informationsgebieten innerhalb der Sektoren.

Ausserdem enthält ein derartiger Aufzeichnungsträger innerhalb jedes Sektors ein in einer optisch detektierbaren Reliefstruktur ausgeführtes Synchronisationsgebiet 8. Fig. lb zeigt in vergrössertem Massstab einen Teil einer Spur 4, woraus die Reihenfolge einer Anzahl von Informationsgebieten 9 und Synchronisationsgebieten 8 hervorgeht. Dabei bestehen die Synchronisationsgebiete 8 aus einer Reliefstruktur, die aus einer

Folge von Vertiefungen in Abwechslung mit Zwischengebieten besteht.

Dabei ist die Tiefe der Vertiefungen in dieser Struktur des Synchronisationsgebietes grösser als die Tiefe der Servospur im Informationsgebiet 9. Diese Tiefe der Vertiefungen wird nach allgemeinen optischen Regeln in Abhängigkeit von der Form dieser Vertiefungen im gewählten Auslesesystem derart gewählt, dass ein optimales Auslesen der durch die Struktur dargestellten Information erhalten wird. Wenn von einem Auslesesystem ausgegangen wird, bei dem das von dem Aufzeichnungsträger reflektierte Strahlungsbündel von einem einzigen Photodetektor

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detektiert wird, kann als Tiefe für die Vertiefungen—X gewählt

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werden, wobei X die Wellenlänge des verwendeten Strahlungsbündels ist. Wenn dabei für die Tiefe der Servospur im Infor-1

mationsgebiet 9 der Wert—X oder kleiner gewählt wird, übt 8

diese Servospur nahezu keinen Einfluss auf die vom Detektor detektierte Lichtmenge aus.

Um den Aufbau des Synchronisationsgebietes näher anzugeben, ist in Fig. lc ein derartiges Synchronisationsgebiet nochmals vergrössert dargestellt, wobei der Einfachheit halber die Informationsschicht 6 weggelassen ist. Ein derartiges Synchronisationsgebiet 8 enthält zwei Teile, und zwar einen Anzeigeteil 10 und einen Adressenteil 11. Im Adressenteil 11 ist alle für die Steuerung des Einschreibvorgangs benötigte Information gespeichert. Beim Einschreiben digitaler Information wird diese Information in eine in sogenannten Wörtern angeordnete Bitreihe umgewandelt. Dieser Adressenteil enthält Information über die Wort Verteilung, durch die beim Schreiben die Positionierung der Bitwörter definiert und beim Lesen die richtige De-kodierung der Bitwörter bewirkt wird. Weiter enthält dieser Adressenteil 11 Information über die Spurnummer des entsprechenden Spurumfangs. Diese Information ist nach einer für das Aufzeichnungsmedium geeigneten digitalen Modulationstechnik als Reliefstruktur angebracht. Dadurch, dass der Aufzeichnungsträger demzufolge neben der als Nut in den Informationsgebieten 9 angebrachten Servospur weiter auch schon alle für die Positionierung der Information als in Bitwörter aufgeteilte Bitreihe in diesen Informationsgebieten benötigte Information im Synchronisationsgebiet enthält, brauchen die Anforderungen, die der vom Benutzer verwendeten Schreib- und Lesevorrichtung gestellt werden, weniger streng zu sein. Dadurch, dass weiter diese vollständig vorher angebrachte Information als Reliefstruktur in dem Aufzeichnungsträger angebracht ist, ist dieser Aufzeichnungsträger für Massenfertigung besonders geeignet, wobei die üblichen Presstechniken benutzt werden können.

Fig. 3 zeigt in Fig. 3a bis 3d schematisch in einem Längsschnitt durch die Servospuren 4 einen Teil einer solchen Servospur 4 mit einem Teil des Synchronisationsgebietes 8 und einen Teil des Informationsgebietes 9, wobei in Fig. 3a ein solcher Schnitt bei einer unbeschriebenen vorbereiteten Platte nach einer bekannten Technik, Fig. 3b diesen Schnitt nach dem Einschreiben digitaler Information 14 in das Informationsgebiet 9, Fig. 3c einen solchen Schnitt bei einer unbeschriebenen vorbereiteten Platte, in der Taktinformation angebracht ist, und Fig. 3d den Schnitt nach Fig. 3c nach dem Einschreiben von Information 14 in das Informationsgebiet 9 darstellen. Fig. 3e zeigt schematisch das erhaltene Signal beim Auslesen des in Fig. 3d im Schnitt gezeigten Teiles der Spur 4 und Fig. 3f zeigt schematisch eine Draufsicht auf einen Teil der Spur 4, nachdem Information auf andere Weise als in Fig. 3b und 3d dargestellt eingeschrieben ist.

Die vorbereitete Platte ist mit der Servospur 4 versehen, die im Substrat 5 z.B. mittels eines Laserstrahls angebracht ist. In s

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dem Synchronisationsgebiet 8 kann dann durch Modulation der Intensität des Laserstrahls eine informationshaltige Reliefstruktur mit «Gruben» 13 angebracht werden. Das Ganze kann dann der Einfachheit halber ebenso wie der Teil des Aufzeichnungsträgers 1 ausserhalb der Nuten 4 mit der reflektierenden Informationsschicht 6 überzogen werden. In diesem vorbereiteten Aufzeichnungsträger kann in das Informationsgebiet 9 Information dadurch eingeschrieben werden, dass z.B. mittels eines Laserstrahls Löcher 14 in der reflektierenden Informationsschicht 6 angebracht werden. Einen solchen beschriebenen Aufzeichnungsträger zeigt Fig. 3b. Beim Schreiben von Information, d.h. beim Anbringen der Löcher 14, gleich wie beim Auslesen z.B. mittels eines Laserstrahls dieser Information ist es von Bedeutung, dass das Schreiben oder gegebenenfalls Lesen dieser Information mit Hilfe eines Taktsignals synchronisiert wird, über das die Synchronisationsgebiete 8 Information enthalten können. Um beim Schreiben und Lesen kontinuierlich, also auch beim Schreiben oder gegebenenfalls Lesen in den Informationsgebieten 9, über ein genau synchrones Taktsignal verfügen zu können, wird nach der Erfindung die Servonut 4 mit einer Struktur versehen, die eine Modulation des vom Aufzeichnungsträger reflektierten Lichtes beim Verfolgen der Servospur 4 beim Lesen oder gegebenenfalls Schreiben bewirkt.

Diese angebrachte Struktur muss aber derart sein, dass sie das Auslesen von Information nicht stört.

Die Tatsache, dass dies möglich ist, wird anhand der Fig. 4 und 5 erläutert, in denen Fig. 4 die Leistungsspektren dreier beliebiger binärer Informationssignalmodulationen und Fig. 5 eine schaubildliche Darstellung dieser Modulationen zeigen.

Mit a ist in Fig. 5 eine Modulation angedeutet, die unter der Bezeichnung «Zweiphasen»-Modulation («bi-phase») bekannt ist. Dabei wird das angebotene digitale Signal in ein binäres Signal umgewandelt, das für eine logische «Eins» des angebotenen digitalen Signals positiv während der Zeit T/2 und negativ während der darauffolgenden Zeit T/2 ist, wobei T die Bitzeit des angebotenen digitalen Signals ist. Eine logische «Null» liefert gerade das entgegengesetzte binäre Signal, d.h. negativ während der Zeit T/2 und positiv während der darauffolgenden Zeit T/2. Diese Modulationstechnik ergibt ein binäres Signal, das ein Frequenzspektrum der Energieverteilung aufweist, wie es in Fig. 4 mit a bezeichnet ist. Dabei entspricht die Frequenz fo 1/T.

Mit b ist in Fig. 5 eine Modulation angedeutet, die unter der Bezeichnung «Miller»-Modulation bekannt ist. Das mit dieser Modulation erzeugte binäre Signal weist einen Übergang in der Mitte einer logischen «Eins» des angebotenen digitalen Signals und am Übergang zweier aufeinanderfolgender logischer «Nullen» auf. Das Frequenzspektrum des mit Hilfe dieser Modulationstechnik erhaltenen binären Signals ist in Fig. 4 mit b bezeichnet.

Mit c ist schliesslich in Fig. 5 eine Modulation angedeutet, die unter der Bezeichnung «Vierphasen»-Modulation («quad phase») bekannt ist, wobei die angebotene Bitreihe des digitalen Signals zunächst in aufeinanderfolgende Gruppen von zwei Bits unterteilt ist. Aus jeder Gruppe von zwei Bits mit einer Zeitdauer 2T wird ein binäres Signal abgeleitet, das in einem ersten Zeitintervall T einen gleichen Verlauf wie die ursprünglichen zwei Bits und in dem darauffolgenden Zeitintervall T einen in-versen Verlauf aufweist. Die möglichen Bitkombinationen 11, 00, 01 bzw. 10 werden also in die Bitkombinationen 1100, 0011, 0110 bzw. 1001 umgewandelt. Das mit dieser Modulationstechnik erhaltene binäre Signal weist ein Frequenzspektrum auf, wie es in Fig. 4 mit c bezeichnet ist.

Aus Fig. 4 lässt sich einfach erkennen, dass diese Modulationstechniken die gemeinsame Eigenschaft aufweisen, dass das damit erhaltene binäre Signal keine starken Frequenzkomponenten bei verhältnismässig niedrigen Frequenzen, z.B. Frequenzen niedriger als 0,2 fo, aufweist, Diese Tatsache ist von grossem Nutzen bei Verwendung optischer Aufzeichnungsträger und der dabei benutzten Schreib- und Lesesysteme. Wie bereits angegeben ist, werden bei derartigen Systemen sowohl eine Ser-voregelung, um den Abtastfleck genau auf dem Aufzeichnungsträger fokussiert zu halten, als auch eine Servoregelung verwendet, die die radiale Lage des Abtastflecks regelt und diesen Abtastfleck genau mit der Informationsspur zusammenfallen lässt. Da die für diese Servoregelungen benötigten Regelsignale aus dem vom Aufzeichnungsträger reflektierten Strahlungsbündel abgeleitet werden, das ebenfalls von der Reliefstruktur des Synchronisationsgebietes moduliert ist, ist es von grosser Bedeutung, dass das Frequenzspektrum des im Adressenteil gespeicherten binären Signals keine starken Frequenzkomponenten innerhalb des für die Regelsignale bestimmten Frequenzbandes enthält. Fig. 4 zeigt also, dass das Frequenzband unter ungefähr 0,2 fo für solche Regelsignale gut brauchbar ist. Die Regelsignale für die genannten Servosysteme können sich z.B. bis zu einem maximalen Frequenzwert von 15 kHz erstrecken. Wenn

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für die Frequenz fo = — z.B. der Wert von 500 kHz gewählt wird, ist aus Fig. 5 ohne weiteres ersichtlich, dass die binären Signale, a, b oder c bei der Frequenz von 15 kHz und niedriger nur sehr schwache Frequenzkomponenten aufweisen.

Aus Fig. 4 geht weiter hervor, dass bei der Frequenz 2fo und bei Anwendung des Modulationsverfahrens £ auch bei einer Frequenz fo Nullpunkte im Spektrum auftreten. Es ist also möglich, den Aufzeichnungsträger mit einer Taktstruktur mit einer Frequenz 2fo zu versehen, ohne dass diese mit dem Informationssignal interferiert. Nullpunkte bei der Frequenz 2fo treten auch bei anderen Modulationsverfahren auf.

Bei Anwendung von Vierphasenmodulation (Modulation c) sowie bei Anwendung gewisser anderer Modulationsverfahren ist die Frequenz fo für diesen Zweck besonders geeignet; diese

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Frequenz entspricht der Bitfrequenz—, wodurch diese Vierpha-

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senmodulation sehr attraktiv wird. Auch beim Modulationsverfahren b kann in gewissen Fällen eine Struktur mit der Frequenz fo angebracht werden, weil die Komponenten des Spektrums der Modulation bei dieser Frequenz verhältnismässig gering sind. Weiter ist es theoretisch möglich, für die Struktur eine einer Frequenz höher als 2fo entsprechende Modulation zu wählen, was aber in der Praxis meistens nicht verwirklichbar ist. Mit Rücksicht auf eine maximale Informationsdichte werden ja die Abmessungen der Gruben 13 und 14, die bei einer normalen Drehgeschwindigkeit der Platte 1 zumindest einer Bit-

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zeit—T entsprechend, dem Auflösungsvermögen des verwendeten Schreib/Lesesystems möglichst nahe gewählt, so dass eine Oferflächenstruktur entsprechend Frequenzen höher als 2fo nahezu nicht detektierbar ist. Auch sind mit besonderen Modulationstechniken Nullpunkte in Leistungsspektren bei anderen

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Frequenzen als fo oder 2fo, z.B.—fo, erzielbar.

Fig. 3 zeigt einen dem Schnitt nach Fig. 3a entsprechenden Schnitt durch einen Aufzeichnungsträger, wobei die Oberfläche wenigstens an der Stelle der Spur 4 mit einer Reliefstruktur mit einer Höhe d versehen ist. Eine Möglichkeit zur Herstellung dieses Aufzeichnungsträgers besteht darin, dass der Laser moduliert wird, mit dessen Hilfe das Synchronisationsgebiet 8 und die Nut 4 des Informationsgebietes 9 hergestellt sind. Im vorliegenden Beispiel hat diese Modulation im Synchronisationsgebiet 8 nur zwischen den Gruben 13 durch Begrenzung der Intensität des Laserstrahls stattgefunden. Es ist aber grundsätzlich

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auch möglich, den Boden der Gruben mit einer Relief struktur zu versehen.

Wie Fig. 3d zeigt, kann auch bei der Platte nach der Erfindung Information dadurch eingeschrieben werden, dass Löcher 14 in der die Reliefstruktur bedeckenden Reflexionsschicht 6 angebracht werden.

Fig. 3e zeigt ein Beispiel eines beim Aüslesen eines Reliefs nach Fig. 3d erhaltenen Signals.

Dieses Signal weist Minima an den Stellen der Gruben oder gegebenenfalls Löcher 13 und 14 und eine der Modulationsstruktur (d in Fig. 3c) entsprechenden Amplitudenmodulation mit der Frequenz fo an den Maxima auf. Der Modulationsstrukturboden der Löcher 14 trägt nahezu nicht zu dem Signal bei, weil dieser durch die Entfernung der reflektierenden Schicht 6 kaum noch Licht reflektiert. In diesem Zusammenhang ist zu bemerken, dass es z.B. auch möglich ist, auf einem reflektierenden Substrat 5 eine nichtreflektierende Schicht 6 anzubringen, die örtlich entfernt wird. Dadurch wird die Modulation mit der Frequenz fo gerade an den Stellen 14, an denen die nichtreflektierende Schicht entfernt ist, gut ausgelesen.

In Fig. 3a-3d sind die Gruben 13 oder gegebenenfalls die Löcher 14 als kontinuierliche Löcher oder gegebenenfalls Gruben dargestellt, und zwar, wenn es sich um mehr als ein Bit handelt, als ein langgestreckter Schlitz mit einer der Anzahl aufeinanderfolgender Bits entsprechenden Länge. Es ist aber auch möglich, jedes Bit einzeln als ein einzelnes Loch anzubringen. Fig. 3f veranschaulicht dies und zeigt eine Spur 4, in der mit verschiedenen Schraffuren die Taktmodulationsstruktur angegeben ist. Im Synchronisationsgebiet 8 können die Gruben 13 dann z.B. auf der Mitte der Maxima oder gegebenenfalls Minima der Struktur angebracht sein, und sie sind ebenfalls mit der reflektierenden Schicht 6 überzogen, was symbolisch durch die durch diese Grubenl3 gehende Schraffur angedeutet wird. Im Informationsgebiet 9 können die Informationslöcher 14 auf den Maxima und Minima der Taktinformationsstruktur in der reflektierenden Schicht 6 angebracht werden. Als Alternative ist es möglich, — wie das Informationsgebiet 9' in Fig. 3f zeigt — Löcher 14' an den Nullpunkt der Informationsstruktur anzubringen. Die Lage der Gruben 13 oder gegebenenfalls Löcher 14 ist in diesem Zusammenhang nicht wesentlich, vorausgesetzt, dass die Phasenbeziehung zu der Taktinformationsstruktur fest und bekannt ist. Auch die Form der Informationsstruktur ist von geringer Bedeutung. So kann diese statt der in Fig. 3 gezeigten Rechteckform sehr gut einen sinusförmigen Verlauf aufweisen, was bei der Herstellung mittels eines modulierten Laserstrahls sehr gut möglich ist. Es ist nur von Bedeutung, dass die Taktsynchronisationsstruktur eine gut detektierbare Frequenzkomponente bei der Frequenz fo oder gegebenenfalls 2fo aufweist und keine starken Komponenten innerhalb des Spektrums des eingeschriebenen oder gegebenenfalls einzuschreibenden Synchronisations- oder gegebenenfalls digitalen Informationssignals besitzt, was im allgemeinen der Fall ist, wenn die Taktsynchronisationsstruktur d eine Grundfrequenz fo oder gegebenenfalls 2fo mit nur Harmonischen höherer Ordnung aufweist; die nächstfolgende Harmonische ist dann 2fo oder gegebenenfalls 4fo, die, wie Fig. 4 zeigt, ausserhalb des wesentlichen Teiles des Informationsspektrums liegt.

Zur Illustrierung der Realisierung der Strukturen nach Fig. 3 zeigt Fig. 6 nacheinander schematisch in Fig. 6a eine Vorrichtung zur Herstellung eines Aufzeichnungsträgers nach Fig. 3c, in Fig. 6b eine Vorrichtung zum Einschreiben von Information in den Aufzeichnungsträger nach Fig. 3c und in Fig. 6c eine Vorrichtung zum Auslesen eines solchen beschriebenen Aufzeichnungsträgers .

In der Vorrichtung nach Fig. 6a wird der Strahl 16 eines Lasers 15 über z.B. einen Intensitätsmodulator 57, einen Spiegel 17 und eine Fokussieroptik 18 auf eine sich drehende Platte 1 projiziert, um dort die spiralförmige Nut 4 (Fig. 1) zu bilden.

Der Laser 15 wird von einer Schaltung 20 gesteuert, die die Pulsierung des Lasers 15 bewirkt, um die Gruben 13 (Fig. 3) im Synchronisationsgebiet 8 anzubringen. Der Modulator 57 wird von einer Quelle 19 mit der Frequenz fo (oder gegebenenfalls 2fo) gesteuert, um eine Taktmodulationsstruktur in der Nut 4 zu bilden. Als Alternative ist es auch möglich, den Laser 15 selbst zu modulieren. Die Platte 1 wird von einem Motor 21 angetrieben, der zur Steuerung der Geschwindigkeit mit einer Ser-voregelung versehen ist, die z.B. einen Tachogenerator 22, eine Geschwindigkeitsbezugsquelle 24 und einen Servoverstärker 23 enthalten kann. Um die Aufzeichnungsgebiete 8 an der richtigen Stelle auf der Platte in der Spur 4 anzubringen und gegebenenfalls um die Modulation fo in einer richtigen tangentialen Verteilung auf der Platte zu erhalten, können die Schaltung 20 und gegebenenfalls die Quelle 19 mit der Frequenz fo mit der Servoregelung gekoppelt sein.

Weiter wird die Schaltung 20 von der Quelle 19 gesteuert, um eine richtige Phasenbeziehung zwischen den Synchronisationsgruben 13 und der Modulationsstruktur zu gewährleisten. Nach diesem Vorgang kann die Platte 1 mit der genannten Schicht 6 versehen werden.

Fig. 6b zeigt schematisch eine Vorrichtung, mit deren Hilfe die vorbereitete Platte 6 mit Information versehen wird, wobei gleichzeitig die Taktmodulationsstruktur ausgelesen wird. Diese Vorrichtung enthält die sich drehende Platte 1 und einen Laser 15, dessen Strahl 16 über einen halbdurchlässigen Spiegel 17 und eine Fokussieroptik 18 auf die Platte 1 projiziert wird. Ein reflektierender Strahl 60 wird mittels einer Zelle 27, z.B. einer Photodiode, detektiert und in ein elektrisches Signal umgewandelt, aus dem mit dem Bandpassfilter 28 die Komponente mit der Frequenz fo (oder gegebenenfalls 2fo), die von der vor allem in der Spur 4 angebrachten Taktmodulationsstruktur herrührt, ausgefiltert wird. Gegebenenfalls kann dieses Signal noch einer phasenverriegelten Schleife 29 zugeführt werden, die die Filterung verbessert, die Konstanz des Taktsignals vergrössert und etwaige kurzzeitige Störungen infolge von Signalaussetzern ausgleicht. Am Ausgang 31 ist dann das Taktsignal vorhanden. Dateninformation kann dadurch eingeschrieben werden, dass der Laserstrahl 16 impulsförmig moduliert wird, indem direkt im Strahl ein Modulator angeordnet oder indem, wie in Fig. 6b dargestellt ist, der Laser 15 selber mit einer Schreibmodulatorschaltung 25 moduliert wird, der über einen Eingang 26 die Information zugeführt wird und die mit dem Taktsignal am Ausgang 31 synchronisiert wird.

Aus dem reflektierten Strahl 60 wird über das lichtempfindliche Element 27 und eine Leseschaltung 30 die in den Synchronisationsgebieten vorhandene Information ausgelesen, wobei diese Information an einem Ausgang 32 erscheint. Diese Leseschaltung 30 kann ebenfalls mit dem Taktsignal am Ausgang 31 synchronisiert werden. Diese Information kann dazu benutzt werden, die Schaltung 25 zu synchronisieren und die genaue Lage auf der Platte zu suchen. Diese Information wird auch in einer in Fig. 6b nicht dargestellten Servoregelung benutzt, die Optik 18 und den Spiegel 17 in eine radiale Lage einzustellen, um den gewünschten Teil der Spur 4 zu beschreiben und den Antrieb der Platte 1 zu regeln, was in Fig. 6b durch die gestrichelte Linie 62 symbolisch angedeutet wird.

Weiter kann die Vorrichtung noch mit einer Spurfolgeschaltung 33 versehen sein, die aus dem Signal des Detektors 27 ein Folgesignal ableitet, um über Steuerung des Winkels des Spiegels 17 zu dem Strahl 16 diesen auf die Spur gerichtet zu halten, was in Fig. 6 durch die gestrichelte Linie 61 symbolisch angedeutet wird.

Fig. 6c zeigt eine Vorrichtung zum Auslesen einer beschriebenen Platte 1, wobei die Vorrichtung in der Praxis meistens mit der nach Fig. 6b kombiniert wird. Die Vorrichtung enthält wieder einen Laser 15, dessen Strahl 16 über den Spiegel 17 und die Optik 18 auf die Platte 1 projiziert wird. Der reflektierte

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Strahl 60 wird mit der Photodiode 27 detektiert, und das erhaltene elektrische Signal wird durch das Bandpassfilter 28 mit Durchlassfrequenz fo und eine auf die Frequenz fo abgestimmte phasenverriegelte Schleife 29 geführt, so dass am Ausgang 31 das Taktsignal mit Frequenz fo (oder gegebenenfalls 2fo) verfügbar ist. Aus dem von der Photodiode 27 gelieferten elektrischen Signal wird mit der Ausleseschaltung 30 die in der Platte aufgezeichnete Information dekodiert, so dass an einem Ausgang 32 die digitale Information und die in den Synchronisationsgebieten 8 enthaltene Information zur Verfügung stehen. Diese Ausleseschaltung wird mit dem Taktsignal am Ausgang 31 synchronisiert. Ausserdem kann mit Hilfe einer Spurfolgeschaltung 33 ein Spurfolgesignal aus dem von der Photodiode 27 detektierten Strahl abgeleitet werden, um den Spiegel 17 derart zu steuern, dass der Strahl 16 genau der Spur 4 folgt. Der Motor 21 zum Antreiben der Platte kann in eine Servoregelung, die z.B. aus dem Tachogenerator 22, der Bezugsquelle 24 und dem Servoverstärker 23 besteht, aufgenommen sein, um die Drehzahl zu regeln, wobei diese Regelung mit der Ausleseschaltung 30 gekoppelt sein kann. Weiter enthält die Vorrichtung noch einen Regelmechanismus 35 um die Optik 18 zusammen mit dem Spiegel 17 und dem Detektor 27 — welches Gebilde in Fig. 6c mit 36 bezeichnet ist — in radialer Richtung zu verschieben, so dass nach Wahl ein bestimmter Teil der Platte ausgelesen werden kann, unter Steuerung an einem Eingang 37 des Regelmechanismus 35 eingeführter Information sowie unter Steuerung der am Ausgang 32 der Leseschaltung 30 aus den Synchronisationsgebieten erhaltene Information.

Die Taktinformationsstruktur, die in der Spur 4 angebracht wird oder ist, kann viele Formen aufweisen. Fig. 7 zeigt in diesem Zusammenhang einige Beispiele. Fig. 7a zeigt schematisch eine Spur 4, in der die Taktinformation als Höhenänderung — symbolisch durch gestrichelte Schraffuren angedeutet — z.B. mit Hilfe von Modulation der Intensität des die Spur 4 schreibenden Laserstrahls angebracht ist; Fig. 7b zeigt die Spur 4, in der die Taktinformation als Breitenänderung der Spur 4 z.B. durch Modulation der Fokussierung des Laserstrahls angebracht ist, zu welchem Zweck z.B. das Objektiv 18 (Fig. 6a) mittels der Vorrichtung 59 (Fig. 6a) geregelt werden kann, — eine Kombination von Breiten- und Tiefenänderungen ist auch möglich, was in der Praxis bei Modulation der Intensität oder gegebenenfalls Fokussierung des Laserstrahls oft der Fall sein wird — und Fig. 7c zeigt die Spur 4, in der die Taktinformation als radiale Änderung der Lage der Spur 4 angebracht ist, zu welchem Zweck z.B. der Winkel des Spiegels 17 (Fig. 6c) zu dem Strahl 16 mittels der Vorrichtung 58 moduliert werden kann. Dabei weisen alle gezeigten Abwandlungen eine Perio-

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denlänge Lo auf, die gleich Lo = — ist, wobei V die tangentiale

Geschwindigkeit der Platte 1 an der betreffenden Stelle und f die Frequenz des gewünschten Taktsignals darstellen, wobei diese Frequenz f einem Nullpunkt in dem beliebigen Frequenzspektrum der aufzunehmenden Dateninformation, z.B. bei Vierphasenmodulation der Frequenz fo, (Fig. 4c und 5c) entspricht.

Eine der Möglichkeiten zum Erhalten eines Spurfolgesignals ist das Anbringen einer radialen «Wobblung» in der nutenför-migen Spur, z.B. durch Steuerung des Spiegels 17 (Fig. 6a), d.h. eine sich z.B. sinusförmig ändernde radiale Verschiebung mit einer Wellenlänge auf der Platte, die beim Abspielen mit normaler Geschwindigkeit vom Detektor 27 (Fig. 6) eine detek-tierte Lichtintensitätsänderung erzeugt, deren Frequenz ausserhalb des Spektrums der Dateninformation, also unter der Frequenz 0,2 fo liegt (Fig. 4).

Aus dieser Signalkomponente kann z.B. mit synchroner De-tektion ein Mass für die Abweichung der Mitte des Detektors in bezug auf die Mitte der Spur 4 abgeleitet werden. Eine derartige radiale Wobblung lässt sich mit einer Taktmodulationsstruktur,

z.B. mit der in Fig. 7a gezeigten Taktmodulationsstruktur, kombinieren, und diese Kombination ist in Fig. 7d dargestellt. Eine besondere Kombination wird erhalten, wenn die Wobblung eine Wellenlänge auf der Platte erhält, die gleich der der Taktmodulationsstruktur ist und eine feste Phasenbeziehung aufweist, was synchrone Detektion überflüssig macht.

Fig. 7e zeigt eine derartige Struktur, bei der eine Tiefenmodulationsstruktur (durch abwechselnd schraffierte und nicht-schraffierte Gebiete angedeutet) in der Spur 4 mit einer dabei um 90° (gleich einem Viertel der Periode dieser Struktur) verschobenen Längenänderung kombiniert ist, die mit der Vorrichtung nach Fig. 6a durch Modulation des Winkels des Spiegels 17 zu dem Strahl 16 mittels der Vorrichtung 58 erzeugt werden kann. Wenn dabei die Tiefenmodulationsstruktur derart gewählt wird, dass die «untiefen» Teile dieser Modulationen mit der Oberfläche des plattenförmigen Aufzeichnungsträgers 1 zusammenfallen, verbleibt von der Servospur 4 noch eine Reihenfolge in gegenseitigen tangentialen Abständen gleich dem genannten Abstand Lo liegender und in radialer Richtung asymmetrischer Gruben. Fig. 7f zeigt ein Beispiel einer solchen Spur 4.

Fig. 8a zeigt das Prinzip des Leseteils einer Vorrichtung zum Schreiben von Dateninformation in oder gegebenenfalls zum Lesen von Dateninformation aus einem Aufzeichnungsträger nach der Erfindung, wobei Fig. 8b das Frequenzspektrum des vom Detektor 27 detektierten Signals I zeigt. Die Vorrichtung enthält einen Photodekoder 27, an dem entlang sich die Spur 4 fortbewegt. Das Signal, das vom Detektor 27 abgegeben wird, weist ein in Fig. 8b gezeigtes Spektrum mit im vorliegenden Beispiel dem Spektrum eines vierphasenmodulierten Signals Sd und eines Taktsignals Sc auf. Das Taktsignal Sc wird mittels eines Bandpassfilters 28 abgetrennt, dem sich vorzugsweise eine phasenverriegelte Schleife 29 anschliesst. Das Taktsignal Sc kann dem Ausgang 31 entnommen werden. Das digitale Signal Sd, d.h. das im Synchronisationsgebiet 8 aufgezeichnete Signal und beim Auslesen das im Synchronisationsgebiet 8 und das im Informationsgebiet 9 aufgezeichnete Signal, wird mit der Leseschaltung 30 detektiert, die mit Taktsignal Sc synchronisiert wird. Das ausgelesene Datensignal erscheint am Ausgang 32. Aus dem Signal des Detektors 27 kann auch noch ein radiales Folgesignal abgeleitet werden. Beim Schreiben von Information in Informationsgebiete 9 detektiert die Schaltung 30 nur die in die Synchronisationsgebiete 8 aufgenommene Information, die dann zusammen mit dem Taktsignal Sc der Schreibschaltung 25 zugeführt wird, um den Strahl eines Schreiblasers 15 zu modulieren.

Bei Anwendung einer niederfrequenten radialen Wobblung zum Erhalten eines radialen Folgesignals kann die Vorrichtung nach Fig. 9a verwendet werden, wobei Fig. 9b das Frequenzspektrum des vom Detektor 27 detektierten Signals zeigt. Beim Auslesen einer Spur 4 mit radialer Wobblung kann mit Erfolg ein Photodetektor 27 verwendet werden, der entlang einer in Spurrichtung verlaufenden Linie in zwei Teile a und b unterteilt ist. Ein Differenzverstärker 40 oder ein äquivalentes Element liefert die Differenz zwischen den von den Teilen a und b detektierten Signalen, und ein Summationsverstärker 41 oder ein äquivalentes Element liefert die Summe dieser Signale.

Das Frequenzspektrum (Fig. 9b) enthält wieder das Spektrum des vierphasenmodulierten Signals Sd und des Taktsignals Sc, aber jetzt auch des Niederfrequenzsignals Sw, das durch die Wobblung erzeugt wird. Im Summensignal macht sich die Wobblung als eine Amplitudenmodulation mit dem Taktsignal Sc als Trägerwelle bemerkbar, was in Fig. 9b durch Seitenbänder Sc-oo und Sc + co dargestellt ist, die eine Amplitude gleich Null aufweisen, wenn der Detektor 27 genau der Mitte 45 der Spur 4 folgt. Eine Filterung dieses Summensignals mittels des Bandpassfilters 28 ergibt das Taktsignal Sc, und vorausgesetzt, dass dieses Filter nicht zu schmal ist, ebenfalls diese Seitenbän5

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der. Das Ausgangssignal dieses Bandpassfilters 28 wird der phasenverriegelten Schleife 29 zugeführt, und an deren Ausgang 31 erscheint das Taktsignal Sc. Das Ausgangssignal dieses Bandpassfilters 28 wird ebenfalls einem Synchrondemodulator 42 zusammen mit dem Taktsignal Sc zugeführt. Dieser Demodulator liefert dann die Modulation Sw.

Aus dem Differenzsignal des Verstärkers 40 wird mit dem Bandpassfilter 38 und der phasenverriegelten Schleife 39 die Frequenz der radialen Wobblung gewonnen, die zusammen mit dem Ausgangssignal des Synchrondetektors 42 einem Synchrondetektor 43 zugeführt wird. An dessen Ausgang 44 erscheint dann die Modulation des Wobbelsignals Sw, das als radiales Folgesignal verwendet werden kann und die Abweichung des Detektors 27 in bezug auf die in Fig. 9a durch die gestrichelte Linie 45 angedeutete Mitte der Spur 4 darstellt. Dieses radiale Folgesignal kann dann, wie in Fig. 6b und 6c symbolisch dargestellt ist, den Spiegel 17 steuern.

Aus dem Summensignal am Ausgang des Verstärkers 41 werden in der Schaltung 30 auf die gleiche Weise wie bei der Vorrichtung nach Fig. 8a die in der Spur 4 vorhandenen Daten gewonnen.

In bezug auf das Schreiben von Information können ähnliche Massnahmen wie bei der Vorrichtung nach Fig. 8a angewendet werden, was auch für die Vorrichtungen nach Fig. 10, Fig. IIa und Fig. 12 zutrifft.

Fig. 10 zeigt eine Abwandlung der Vorrichtung nach Fig. 9, mit der eine bessere Signaltrennung erzielt werden kann. Dabei ist der Detektor 27 auch entlang einer senkrecht zur Spurrichtung verlaufenden Linie unterteilt, derart, dass vier Quadranten a, b, c und d entstehen, wobei die Teile a und b bzw. c und d zu beiden Seiten der Linie in Spurrichtung und die Teile a und c bzw. b und d zu beiden Seiten der Linie senkrecht zur Spurrichtung liegen. Ein Verstärker 41 oder ein äquivalentes Element bestimmt die Summe der von den Teilen a, b, c und d erzeugten Signale, wodurch dieser Verstärker insbesondere für Intensitätsänderungen des von der Spur 4 reflektierten Strahls und damit für das Datensignal Sd empfindlich ist; ein Verstärker 421 bestimmt die Differenz zwischen den von den beiden zu beiden Seiten der Linie in Spurrichtung liegenden Teilen a + b bzw. c + d erzeugten Signalen, wodurch dieser Verstärker 421 insbesondere für Änderungen der Spur 4 in tangentialer Richtung und also für das der Wobblung entsprechende Signal Sw empfindlich ist, während ein Verstärker 46 die Differenz zwischen den von den beiden zu beiden Seiten der Linie senkrecht zur Spurrichtung liegenden Teilen a+c bzw. b + d erzeugten Signalen bestimmt, wodurch dieser Verstärker insbesondere für Änderungen der Spur 4 in Spurrichtung und also für das Taktsignal Sc empfindlich ist.

Entsprechend der Vorrichtung nach Fig. 9a wird aus dem Ausgangssignal des Verstärkers 46 mittels des Bandpassfilters 28 und der phasenverriegelten Schleife 29 das Taktsignal Sc und aus dem Ausgangssignal des Verstärkers 421 mittels des Bandpassfilters 38 und der phasenverriegelten Schleife 39 die Frequenz des Wobbelsignals Sw gewonnen.

Das Ausgangssignal des Bandpassfilters 28, das das Wob-belsignal Sw als Amplitudenmodulation des Taktsignals Sc enthält, wird synchron mit dem Taktsignal mit Hilfe des Synchrondetektors 42 detektiert und liefert das Wobbelsignal Sw mit als Amplitudenänderung der Abweichung des Detektors 27 in bezug auf die Mitte 45 der Spur 4. Dieses Signal Sw wird synchron mit dem Ausgangssignal der phasenverriegelten Schleife 39 detektiert, d.h. dass die Wobbeifrequenzen mittels des Synchrondetektors 43 detektiert werden, wodurch am Ausgang 44 das radiale Folgesignal erscheint. Das Ausgangssignal des Verstärkers 41 wird vom Taktsignal Sc synchronisiert, und mit der Leseschaltung 30 wird das Datensignal gewonnen.

Die Wirkung der Vorrichtung nach den Fig. 9a und 10 kann in bezug auf die Gewinnung des radialen Folgesignals wie folgt mathematisch erklärt werden. Das vom Detektor 27 detektierte Signal I ist ein Produkt der Taktmodulation, der Wobbeimodulation und des radialen Folgefehlers, was (abgesehen vom Datensignal) ausgedrückt werden kann als

I = Ar sin(cûwt) sin (coct),

wobei Ar eine Funktion des Spurfolgefehlers, cüw die Winkelfrequenz des Wobbelsignals Sw, coc die Winkelfrequenz des Pilotsignals Sc und t die Zeit darstellen.

Synchrone Detektion mit dem Pilotsignal Sc ergibt den Term Ar(sincowt), und die darauf folgende synchrone Detektion mit der Wobbeifrequenz <bw ergibt das Signal Ar.

Fig. IIa zeigt einen Leseteil einer Vorrichtung zum Auslesen von Daten aus einer Spur 4, in die eine Taktmodulationsstruktur und eine Wobblung zum Erhalten eines radialen Folgesignals aufgenommen sind, wobei die Frequenz des Wobbelsignals Sw etwa gleich der Frequenz des Taktsignals Sc ist, während Fig. IIb das Frequenzspektrum zeigt, in dem Sd das Datensignal darstellt und Sc-w der Term mit einer Frequenz gleich der Differenz zwischen den Frequenzen des Taktsignals Sc und des Wobbelsignals Sw ist, wobei diese Differenz z.B. 30 kHz ist, welcher Term dadurch erhalten wird, dass die Photodiode 27 das Produkt der Wobbeimodulation und der Taktmodulation empfängt. Dieser Term liegt dadurch im Niederfrequenzteil des Spektrums und wird nahezu nicht von der digitalen Information gestört. Die Amplitude dieses Terms bildet das radiale Folgesignal. Die Amplitude ist Null, wenn die mittlere Linie 45 der Spur genau verfolgt wird. Dann verbleiben von der Wobblung noch ein Term mit dem Zweifachen der Differenzfrequenz, der nicht verwendet wird, sowie die Wobbeifrequenz selber.

Die Vorrichtung enthält, wie die Vorrichtung nach Fig. 10 einen Verstärker 41 zur Lieferung der Summe der von den Teilen a, b, c und d der Photodiode 27 gelieferten Signale, wobei aus dieser Summe mit Hilfe des Bandpassfilters 48 der Term mit der genannten Differenzfrequenz ausgefiltert wird. Mit Hilfe des Synchrondetektors 43, dem diese Differenzfrequenz zugeführt wird, wird dieser Term demoduliert, und über gegebenenfalls einen Tiefpass 49 erscheint am Ausgang 44 das radiale Folgesignal.

Das Taktsignal Sc wird auf gleiche Weise wie bei der Vorrichtung nach Fig. 10 dadurch gewonnen, dass mit dem Verstärker 46 die Differenz zwischen den von den beiden Hälften a + c bzw. b + d der Photodiode 27 gelieferten Signalen bestimmt und diese Differenz über Filterung mit dem Bandpassfilter 28 der phasenverriegelten Schleife 29 zugeführt wird.

Das Wobbelsignal Sw wird, wie in der Vorrichtung nach Fig. 10, dadurch gewonnen, dass mit dem Verstärker 421 die Differenz zwischen den von den beiden Hälften a + b und c + d der Photodiode 27 gelieferten Signalen bestimmt und diese über ein Bandpassfilter 38 einer phasenverriegelten Schleife 39 zugeführt wird.

Die dem Leseschaltungsdetektor 43 zugeführte Differenzfrequenz wird dadurch erhalten, dass einem Synchrondetektor 42 das auf diese Weise erhaltene Taktsignal Sc und das Wobbelsignal Sw zugeführt werden, wonach das erhaltene Signal mit der genannten Differenzfrequenz über das Bandpassfilter 47 dem Synchrondetektor 43 zugeführt wird.

Mit der Leseschaltung 30, die mit dem Taktsignal Sc synchronisiert ist, kann aus dem Ausgangssignal des Verstärkers 41 das Datensignal wiedergewonnen werden.

Wenn die Frequenz des Wobbelsignals Sw gleich der Frequenz des Taktsignals gewählt wird, ist aus Fig. IIb ersichtlich, dass der Term mit der Differenzfrequenz zugleich das DC-Spur-folgesignal bildet. Dieses Spurfolgesignal kann dann ohne synchrone Detektion erhalten werden.

Die Phase zwischen den beiden Spurmodulationen soll ungleich 0 sein, weil, wenn beide Modulationen gleichphasig sind,

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nur noch eine Modulation unterschieden werden kann. Ein optimaler Phasenunterschied ist, wie gefunden wurde, 90°.

Eine solche Struktur ist in Fig. 7e und 7d dargestellt und kann mit der einfachen Ausleseschaltung nach Fig. 12 ausgelesen werden.

Bei der Vorrichtung nach Fig. 12 ist die Photodiode 27 in zwei Hälften a und b für eine optimale Detektion des Taktsignals Sc unterteilt, das am Ausgang 31 erscheint, nachdem mit dem Verstärker 46 die Differenz zwischen den von den beiden Hälften a und b gelieferten Signalen bestimmt, dieses Differenzsignal mit dem Bandpassfilter 28 gefiltert und dann der phasenverriegelten Schleife 29 zugeführt, worden ist. Durch Filterung des Ausgangssignals des Verstärkers 46 mit einem Tief-pass 49 erscheint an einem Ausgang 44 unmittelbar das radiale Folgesignal. Das digitale Signal wird aus dem Differenzsignal mit der Leseschaltung 30 gewonnen, die mit dem Taktsignal Sc synchronisiert wird. Als Alternative ist es auch möglich, das Datensignal und das niederfrequente Folgesignal aus der Summe der beiden Hälften zu gewinnen.

In bezug auf die Spurverfolgung beim Schreiben von Datensignalen können die Vorrichtungen nach den Fig. 8a bis 12 mit einer den Laserstrahl modulierenden Vorrichtung erweitert werden, die mit dem Taktsignal Sc und dem aus den Synchronisationsgebieten ausgelesenen Signal synchronisiert wird, wie anhand der Fig. 6b auseinandergesetzt ist.

Oben wurde stets von einem einzigen Detektor 27 ausgegangen, der den reflektierten Strahl 16 (Fig. 6) detektiert. Vor allem bei hohen Bitfrequenzen kann es bedenklich sein, beim Schreiben von Dateninformation in die Informationsgebiete 9, welcher Schreibvorgang in bezug auf die Auslesung mit einem verhältnismässig energiereichen Laserstrahl durchgeführt wird, die Taktinformation aus dem zwischen jeweils zwei Schreibimpulsen reflektierten Strahl wiederzugewinnen. Da oft, um das eingeschriebene Datensignal detektieren zu können, ein Folgelaserstrahl verwendet wird, kann in solchen Fällen die Vorrichtung nach Fig. 13 Anwendung finden, in der die Spur 4, die sich in bezug auf den Detektor 27 in Richtung des Pfeiles 63 bewegt, von einem die Information schreibenden Strahl 16a und einem Folgestrahl 16b abgetastet wird, wobei diese beiden Strahlen z.B. mittels eines Strahlenteilers 68, der Spiegel 17a und 17b und der optischen Systeme 18a und 18b erhalten werden. Zur Modulation des Strahls 16a kann ein Modulator im Strahl 16a angeordnet werden. Diese Vorrichtung enthält eine Photodiode 27, die in bezug auf die Auslesung von Datensignalen und Folgesignalen weiter völlig analog den Vorrichtungen nach einer der Fig. 8a, 9a, 10, IIa und 12a wirken kann. Weiter enthält die Vorrichtung eine Photodiode 50 zum Detektieren des reflektierten Folgestrahls 16b, der in einiger Entfernung hinter dem Strahl 16a auf die Spur projiziert wird. Während des Lesevorgangs sowie beim Auslesen der Synchronisationsgebiete 8 wird, indem das von der Photodiode 27 detektierte Signal über einen in dieser Figur der Einfachheit halber nicht dargestellten Verstärker (z.B. 46 in Fig. IIa) und ein Bandpassfilter (z.B. 28 in Fig. IIa) der phasenverriegelten Schleife 29 zugeführt wird, das Taktsignal Sc gewonnen. Ausserdem wird insbesondere während des Schreibvorgangs auf ähnliche Weise aus dem von der Photodiode 50 detektierten Signal über gegebenenfalls ein nicht dargestelltes Bandpassfilter und über eine phasenverriegelte Schleife 501 ebenfalls dieses Taktsignal gewonnen, das aber in bezug auf das über die Photodiode 27 gewonnene Taktsignal verzögert ist. Das Ausgangssignal wird über eine Verzögerungsvorrichtung 51 dem Ausgang 31 zugeführt. Das verzögerte Taktsignal wird im Phasenkomparator 52 mit der Phase des von der Photodiode 27 gewonnenen Taktsignals verglichen, und über einen Schalter 53 wird die Verzögerungsvor-richtung 51 derart eingestellt, dass das über die Verzögerungsvorrichtung 51 verzögerte Taktsignal der Photodiode 50 zu dem über die Photodiode 51 gewonnenen Signal gleichphasig ist.

Beim Auslesen der Synchronisationsgebiete 8 ist der Schalter 53 geschlossen und wird die Verzögerungsschaltung 51 derart eingestellt, dass das von dieser Verzögerungsschaltung 51 verzögerte Taktsignal der Photodiode 50 zu dem über die Photodiode 27 erhaltenen Taktsignal gleichphasig ist. Beim Schreiben von Daten in die Informationsgebiete 9 ist der Schalter 53 geöffnet und wird das Taktsignal über die Photodiode 50 aus dem reflektierten Hilfsstrahl 16b gewonnen und mit der Verzögerungsschaltung 51 über die beim Auslesen der Synchronisationsgebiete 8 eingestellte Zeit verzögert. Der Schalter 53 wird auf den Befehl des von der Leseschaltung 30 aus den Synchronisationsgebieten 8 ausgelesenen Synchronisationssignals betätigt.

Dabei sein bemerkt, dass das Schreiben von Information mit Einheitsgruben, d.h., dass die Information mit einzelnen detektierbaren Änderungen in der Oberflächenstruktur des Aufzeichnungsträgers aufgezeichnet wird, wie in Fig. 3f dargestellt ist, eine Frequenzkomponente mit der Frequenz 2fo im Spektrum (Fig. 4) des ausgelesenen Signals ergibt. Dies braucht für die Anwendung einer Taktmodulationsstruktur nicht bedenklich zu sein, weil diese Taktmodulation, wenn sie eine Frequenz gleich 2fo aufweist, beim Schreiben der Information benutzt werden kann und, wenn beim Schreiben eine richtige Phasenbeziehung zu dem Taktsignal aufrechterhalten wird, beim Auslesen mit der Komponente 2fo infolge der Anwendung von Einheitsgruben zusammenfällt. Bei Anwendung von Vierphasenmodulation (Fig. 4c und 5c) weist das Taktsignal eine Frequenz gleich fo auf, und in diesem Falle ist die genannte Komponente mit der Frequenz 2fo nicht störend.

Fig. 14 zeigt ein Diagramm zur Erläuterung des Aufbaus des bei dem Kodierverfahren verwendeten Codes und zur Darstellung der unterschiedlichen Parameter, mit denen dieser Code definiert werden kann. Das kodierte Signal besteht aus aufeinanderfolgenden Symbolen Sb mit je einer Zeitdauer Sto, wobei S eine positive ganze Zahl und To eine Zeitdauer darstellen. Jedes Symbol Sb wird als aus der Überlagerung von M Gruppen Gm aufgebaut gedacht, wobei m eine Rangnummer zwischen 1 und M darstellt. In jeder Gruppe Gm sind I Stellen tmi durch Impulse besetzbar, wobei m die Rangnummer der Gruppe Gm und i eine Rangnummer innerhalb der Gruppe Gm zwischen 1 und I darstellen. Die erste Stelle tmi innerhalb jeder Gruppe Gm liegt in einem Zeitabstand em vom Anfang des Symbols Sb. Innerhalb jeder Gruppe Gm liegen die Stellen tmi in äquidistanten Zeitabständen t. Für die Anzahl von Stellen I innerhalb einer Gruppe gilt dann die Beschränkung sm + (I-l)t<STo, weil alle Stellen tmi innerhalb der Symboldauer St0 liegen müssen. Für den Code gilt weiter, dass in jeder Gruppe Gm stets eine konstante Anzahl von k Stellen besetzt sind, wobei die Konstante k für jede Gruppe dieselbe und kleiner als I ist. Von den I möglichen Stellen innerhalb jeder Gruppe sind also stets k besetzt.

Zur Verdeutlichung des Codes nach Fig. 14 zeigt Fig. 15 ein Beispiel mit zwei Gruppen Gi und G2 (M = 2) mit je vier zu be setzenden Stellen (I = 4), wobei t = t0, S = 4, si = 0, 82 =

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—To und k = 1 gewählt sind. Von allen vier Stellen einer Grup

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pe ist stets eine besetzt, und die Stellen in beiden Gruppen sind

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um einen Zeitabstand von—To gegeneinander verschoben. Fig.

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15 zeigt vier aufeinanderfolgende Symbole Sbi, Sb2, Sb3 und Sb4 mit je einer beliebig gewählten Stellenbesetzung und das durch Überlagerung beider Gruppen Gi und G2 erhaltene Signal Sb.

Der Code kennzeichnet sich also in bezug auf das zusammengesetzte Signal Sb dadurch, dass pro Symbol stets eine gleiche Anzahl von Stellen besetzt sind und dass die besetzten Stellen gleichmässig über M Gruppen verteilt sind, die um einen Bruchteil der Zeitdauer t gegeneinander verschoben sind. Im Beispiel nach Fig. 15 können acht mögliche Stellen innerhalb e

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nes Symbols — vier aus jeder Gruppe — besetzt werden, von denen stets zwei besetzt sind, und zwar eine in Rangordnung in einer ungeraden Stelle und eine in Rangordnung an einer geraden Stelle.

Eine solche gleichmässige Verteilung von Stellen über Gruppen, die um Bruchteile der Zeitdauer t gegeneinander verschoben sind, wobei die Stellen innerhalb jeder Gruppe in gegenseitigen Zeitabständen t liegen, hat sich in der Praxis als sehr günstig in bezug auf die Aufrechterhaltung der Phasenbeziehung zu einem Taktsignal erwiesen, das in bezug auf die Kreisfrequenz coc auf die Zeitdauer t bezogen ist, also z.B. einem Taktsignal

2n mit einer Kreisfrequenz toc = —.

t

Wenn von einem nach dem anhand der Fig. 14 definierten Code abgeänderten Signal das regellose Leistungsspektrum berechnet wird, was wegen der Verwickeltheit hier nicht dargestellt wird, stellt sich heraus, dass dieses Spektrum aus einem kontinuierlichen Teil mit Nullpunkten bei Kreisfrequenzen o) =

2k n.— mit n einer ganzen Zahl und aus einem Dirac-Spektrum

T 2n bei Kreisfrequenzen co = 1. mit 1 einer ganzen Zahl be-

Sto steht, wobei diese Reihe von Dirac-Spitzen eine bestimmte frequenzabhängige Amplitudenverteilung D(co) aufweist.

Im Zusammenhang mit der Verwendung von Taktsignalen sind die genannten Nullpunkte im kontinuierlichen Spektrum erwünscht, weil die Taktfrequenz in einem Nullpunkt des kontinuierlichen Spektrums gewählt werden kann. In bezug auf das Taktsignal lassen sich zwei Fälle unterscheiden, und zwar ein erster Fall, in dem eine im kodierten Signal vorhandene Dirac-Spitze als mitgesandtes Taktsignal benutzt wird, wobei eine Dirac-Spitze in einem Nullpunkt des kontinuierlichen Spektrums gewählt werden kann, und ein zweiter Fall, in dem dem kodierten Signal ein Taktsignal hinzugefügt wird, wobei dann zur Vermeidung von Interferenz eine Dirac-Spitze in demjenigen Nullpunkt des kontinuierlichen Spektrums, in dem das hinzugefügte Taktsignal angebracht wird, nicht vorkommen darf. Das Dirac-Spektrum ist in einem bestimmten Nullpunkt des

2n kontinuierlichen Spektrums gleich Null, falls n.— ungleich

27t T

1. ist, was für jeden Nullpunkt im kontinuierlichen Spek-

Sto trum gewiss der Fall ist, wenn t nicht rational auf t0 bezogen ist. Unter den in der Praxis am häufigsten vorkommenden Bedingungen ist t wohl stets rational auf to bezogen, wodurch also Dirac-Spitzen in den Nullpunkten des kontinuierlichen Spektrums auftreten, die im genannten ersten Fall dadurch ausgenutzt werden können, dass eine solche Dirac-Spitze ausgefiltert und diese als Taktsignal benutzt wird. In jenen Fällen, in denen io rational auf t bezogen ist, können Nullpunkte im Dirac-Spektrum mit Nullpunkten im kontinuierlichen Spektrum dadurch zusammenfallen, dass die Amplitudenfunktion D(<b) der Reihe von Dirac-Spitzen in einem solchen Nullpunkt im kontinuierlichen Spektrum, in dem ein Taktsignal hinzugefügt werden muss, gleich Null gemacht wird.

Die letztere Möglichkeit kann durch die Wahl einer Anzahl von Parametern pro Fall untersucht werden. In der nachstehenden Betrachtung wird für Sto = It gewählt, so dass die Symbollänge Sto gleich gross wie die gesamte Anzahl I besetzbarer Stellen tmi in gegenseitigen Zeitabständen t pro Gruppe Gra ist, dies ist praktisch die günstigste Wahl, weil, wenn Sto grösser als It gewählt wird, das Symbol unnötig lang ist, was die Informationsdichte beeinträchtigt, und weil, wenn Sto kleiner als It gewählt ist, dies in der Praxis, wo t möglichst klein gewählt wird, — z.B. im Falle eines optischen Aufzeichnungsträgers werden die Informationgruben so kurz gewählt, wie es das optische Auflösungsvermögen des Systems gestattet, und wird der Zeitabstad x zwischen zwei besetzbaren Stellen, unter Berücksichtigung des etwaigen Auftretens dazwischen von M-1 anderen Gruben aus den übrigen Gruppen Gm, dementsprechend minimal gewählt — zu unzulässigen Überlappungen zwischen benachbarten Symbolen führt. Weiter wird als Nullpunkt im kontinuierlichen Spektrum der niedrigste ungleich co = 0 ge-

27t 27t wählt, also für cd = 1 mit wo = — = — ; dies ist wieder prak-

T T0

tisch die günstigste Wahl weil die Signalfrequenzen möglichst hoch gewählt werden, so dass im Zusammenhang mit Bandbreite und im Beispiel eines optischen Aufzeichnungsträgers im Zusammenhang mit dem Auflösungsvermögen der niedrigste Null-

27t punkt eoo = — sich am besten zum Hinzufügen eines Taktsi-T0

gnals eignet. Bei der vorgenannten Parameterwahl stellt sich heraus, dass die Amplituden Verteilung D(co) einen Nullpunkt

27t bei cöo — — aufweist, wenn die Anfangsstellen £m äquidistant

To i m-1

in Abständen t liegen, also für sm = si + To. Für die übri-

M

m-1

gen Fälle, also für z.B. em = Ei H To, wobei ô ein Faktor

M + ô

ist, der die Abweichung des Abstandes zwischen den Anfangs-T0 27t stellen em von — darstellt, tritt im Nullpunkt eoo = — eine M To

Dirac-Spitze auf, die gegebenenfalls als Taktsignal benutzt werden kann. Als Wahl gilt ö>0, wodurch die Anfangsstellen in

To geringeren gegenseitigen Zeitabständen als — liegen. Eine Ver-

M

To längerung dieser Abstände in bezug auf — ist nicht praktisch,

M

weil dann die Länge des Symbols unnötig vergrössert werden muss.

Die vorgenannte Wahl mit äquidistanten Anfangslagen £„, in To gegenseitigen Zeitabständen — ergibt gleichfalls einen Null-

M

27t punkt im Dirac-Spektrum bei 2a> = — für M = 4p, wobei p

To eine ganze Zahl grösser als oder gleich 1 ist. Für andere Wahlen von M, z.B. M = 3, tritt im Nullpunkt 2a>o eine Dirac-Spitze auf, die gegebenenfalls für Taktinformation benutzt werden kann, aber im Beispiel der Anwendung eines optischen Aufzeichnungsträgers im Zusammenhang mit der optischen Grenzfrequenz nicht günstig liegt.

Bei der Wahl einer Dirac-Spitze als Taktsignal können unterschiedliche Parameter derart gewählt werden, dass die Amplitudenfunktion D(co) bei der Kreisfrequenz des Taktsignals maximal ist, um ein möglichst starkes Taktsignal zu erhalten, wobei auch andere Veränderliche, wie Informationsdichte und dgl., optimiert werden müssen. Eine allgemein geltende Regel kann hierfür nicht gegeben werden.

Dabei sei bemerkt, dass immr, und ungeachtet der gewählten Kodierung, eine Dirac-Spitze im Spektrum dadurch erzeugt werden kann, dass eine strukturelle Unregelmässigkeit in den Lagen der Gruben angebracht wird.

Bei der vorgenannten Wahl eines Nullpunktes sowohl im kontinuierlichen Spektrum als auch im Dirac-Spektrum bei Mo 27t

= — können unterschiedliche Parameter auf folgende Weise TO

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näher bestimmt werden, wobei also bereits S = I, x = xo und m-1

£m = £i -I to gewählt ist. In erster Linie wird k = 1, also

M

eine besetzte Stelle pro Gruppe gewählt. Ein Symbol hat dann jm _ §m mögliche Besetzungen, so dass für die Anzahl B pro Symbol zu kodierender binärer Bits gilt:

2B = sM, oder aber B = M • 2log s 1),

wobei also B die Anzahl Bits pro Symbol ist. Für s = 4 und M = 2 gilt also, dass B = 4 ist.

Im Beispiel eines optischen plattenförmigen Aufzeichnungsträgers ist infolge des optischen Auflösungsvermögens ein minimaler Grubendurchmesser do angegeben. Pro Symbol kommen für k = 1 sm Stellen vor, die durch Gruben mit einem Durchmesser do besetzt werden können müssen. Die grösste tangen-tielle Plattengeschwindigkeit kommt entlang der inneren Spur einer Platte vor und ist dort gleich V, was ein vorgegebener Parameter ist. Mit der Anforderung, dass sM Stellen mit einem Durchmesser do pro Symbol auf dieser inneren Spur vorkommen, gilt also dass:

sMdo < stoV oder aber Mdo^xoV 2).

Ein erstes Kriterium wird nun dadurch gefunden, dass angenommen wird, dass die Menge Information an einer Stelle maximal gewählt wird. Diese Menge Information kann als die Menge B Bits binärer Information pro Spurlängeneinheit auf dieser inneren Spur ausgedrückt werden, und für diese charakteristische Bitdichte CBD gilt also mit dem Ausdruck 2):

sxoV Sdo

Ein zweites Kriterium, das insbesondere beim Gebrauch von Feststofflasern zum Einbrennen der die Information festlegenden Gruben von Bedeutung ist, ist die Anzahl dargestellter Bits B* pro eingebranntem Loch; dieser Parameter B* stellt bei einer vorgegebenen Informationsdichte BCD die mittlere benötigte Laserleistung dar. B* ist gleich der Anzahl Bits pro Symbol B geteilt durch die Anzahl Gruben M pro Symbol, oder aber:

B* = B/M = 2log s 4).

Aus Obenstehendem geht hervor, dass für eine Wahl des Codes die Ausdrücke 3) und 4) maximiert werden müssen. In bezug auf die Ausdrücke 3) und 4) kann aber als nähere Beschränkung eingeführt werden, dass die Anzahl Bits pro Symbol eine ganze Zahl sein muss. Da der Parameter M eine ganze Zahl ist, folgt daraus, dass der Parameter s nur dann eine ganze Zahl ist, wenn auch B/M eine ganze Zahl ist, denn s = 2B/M. Die Anzahl Bits pro Grube (B/M) ist also ebenfalls eine ganze Zahl. Es kann also ein Parameter UB* definiert werden, d.h. die nützliche Anzahl Bits pro Grube, mit

UB* = G (B/M) = G(2log s) 5)

mit der Bezeichnung G(...) als Symbol für «einer ganzen Zahl entsprechender Wert von». Ebenso kann für diese Bitdichte, auf die Plattenparameter do und V bezogen, die nützliche Bitdichte UBD aus der Beziehung 3) abgeleitet werden:

UBD < G(2los s)/Sd0 6).

Die beiden in den Ausdrücken 5) und 6) dargestellten Parameter können bei passender Wahl des Codes optimiert werden. Dazu zeigt Fig. 16 den Parameter UB* als Funktion von S. Zur Konstruktion des Parameters UBDmax als Funktion von S stellt Fig. 16 auch die Funktion UBD für unterschiedliche ganze

Werte von— dar, auf denen die Maxima von UBD nach dem M

Ausdruck 6) stets liegen. Für UBD gilt weiter, dass dieser maximal gleich CBDmax ist, d.h. das Maximum von CBD (Ausdruck

2log s

3), für das Fig. 16 die Funktion CBDmax = darstellt.

s do

Die Funktion UBDmax wird dadurch erhalten, dass innerhalb 2log s der Kurve CBDmax = die Maximalwerte des Parameters sd0

B/M auf den Kurven von UBD für ganze Werte von B/M gewählt werden. Da auch für s die praktische Beschränkung gilt, dass s eine ganze Zahl ist, werden als nützliche Kodierungen diejenigen gefunden, die in Fig. 16 durch Punkte auf der Kurve für UBDmax dargestellt werden. Bei der Wahl eines maximalen UBDmax kommen dann die Punkte a, b, c, d in Betracht, wobei der Punkt b dem Punkt a vorzuziehen ist, weil sie beide denselben Wert von UBDmax geben, wobei jedoch zum Punkt b der höhere Wert von UB* gehört. Wenn dem Wert von UB* ein verhältnismässig grosses Gewicht zuerkannt wird, kommen nacheinander die Punkte c bzw. d in Betracht. Wenn der Punkt b gewählt wird, wird für s = 4 gewählt. Diese Wahlen sind von dem Parameter M unabhängig, der die Ausdrücke 5) und 6) nicht beeinflusst. M beeinflusst jedoch wohl die Symboldauer sxo, weil bei vorgegebenen Plattenparametern do und V folgt, dass xo mit zunehmendem Wert von M zunimmt. Im Zusammenhang mit der Komplexität der Dekodierung der Symbole sind kurze Symbole zu bevorzugen, wodurch die Wahl von M logischerweise M = 2 wird. Aus Fig. 16 folgt dann als Wahl für den optimalen Code, der mit den folgenden Parametern definiert ist:

1

s = I = 4; M = 2; k = 1; x = To; 62 = ei + —To 8)

2

Die obenstehenden Betrachtungen gelten für k = 1. Für k > 1 gelten dieselben Beziehungen mit 2log(s ! /((s-k) ! !)) statt 2Iog s, weil die Anzahl möglicher Kombinationen und somit die Anzahl Bits B sich dementsprechend geändet hat. Zur Illustrierung zeigen Fig. 17 und 18 Kurven, die denen nach Fig. 16 entsprechen, mit k = 2 bzw. k = 3, wobei nur UBD, UBDmax und B* dargestellt sind. Aus diesen Figuren geht hervor, dass mit zunehmendem Faktor k höhere brauchbare Bitdichten UBD bei einer grösseren Anzahl Bits pro Grube B* möglich sind. Dabei ergibt sich jedoch der Nachteil, dass dies bei einem höheren Wert von sx auftritt im Zusammenhang mit der in Fig. 16 gezeigten Situation, was zu längeren Symbolen sxo und somit zu komplexeren Dekodierungen führt. Auch hier gilt wieder, dass eine Wahl durch Berücksichtigung unterschiedlicher Faktoren getroffen werden muss. Wenn die Symbollänge eine untergeordnete Rolle spielt, ist eine günstige Wahl z.B. k = 2 mit s = 12 (Punkt a in Fig. 17) mit einem gleichen UBD wie Punkt b in Fig. 16, jedoch mit einem höheren Faktor B*. Eine andere mögliche Wahl in diesem Zusammenhang ist denn auch k = 3, s = 20 (Punkt a in Fig. 18).

Mit der gewählten Kodierung, wie sie in den Ausdrücken 8) definiert ist, können pro Symbol sechzehn mögliche Kombinationen erhalten werden. Pro Symbol können also vier Bits binä rer Information kodiert werden. Dafür kann z.B. eine Kodierungstabelle zusammengestellt werden, die in einem Speicher untergebracht und als Funktion des zu kodierenden Signals aus gelesen wird. Es ist attraktiver, diese Kodierungstabelle derart zusammenzustellen, dass diese Kodierung, gleich wie die Dekodierung, auf einfache Weise stattfinden kann. Fig. 19a zeigt eine solche Tabelle. Links sind die sechzehn Möglichkeiten zur Besetzung von zwei aus den acht Stellen pro Symbol Sb und rechts die dazu gewählten binären Werte von vier Bits bi, bi, b:

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und b4 veranschaulicht. Die Tabelle ist derart gewählt, dass die Bits bi und bi die Stelle in der ersten Gruppe Gi (Stellen 1, 3, 5 und 7) und die Bits b3 und b4 die Stelle in der zweiten Gruppe G2 (Stellen 2, 4, 6 und 8) festlegen. In Fig. 19b ist dies schematisch dargestellt, wobei jede besetzte Stelle in der Gruppe Gi durch eine der vier möglichen Kombinationen bi und b2 und jede mögliche besetzte Stelle in der Gruppe G2 durch eine der vier möglichen Kombinationen der Bits b3 und b4 gegeben wird. Die als Funktion der Eingangsbits bi, b2, b3 und b4 zu besetzenden Stellen können also einfach mit Hilfe von zwei Eins-aus-Vier-Dekodierern erhalten werden, die als Zwei-in-Einem-IC käuflich erhältlich sind, z.B. das IC von Signetics vom Typ HEF 4555.

Fig. 20a zeigt einen Modulator zum Kodieren eines binären Signals nach der Tabelle der Fig. 19. Dieser Modulator enthält ein Eingangsschieberegister 101, das z.B. aus der Reihenschaltung von zwei 4-Bit-Schieberegistern der Firma Signetics vom Typ 74195 zusammengestellt ist. Dieses Schieberegister 101 enthält acht Paralleleingänge 110 bis 117, um auf diese Weise binäre Wörter von acht Bits parallel empfangen zu können, einen Serieneingang 105, um binäre Information in Serie empfangen zu können, acht Parallelausgänge 118 bis 125, einen Takteingang 106, wobei auf den Befehl des an diesem Eingang vorhandenen Taktsignals C die Information weitergeschoben wird, und einen Eingang 107, wobei auf den Befehl des an diesem Eingang vorhandenen Taktsignals C2 die an den Paralleleingängen 110 bis 117 vorhandene Information in das Schieberegister 101 eingeschrieben werden kann. Dem Eingang 106 wird das in Fig. 20b dargestellte Taktsignal Ci zugeführt. Bei jedem Impuls dieses Taktsignals wird die Information im Schieberegister um eine Stelle vorgeschoben. Mit dem Taktsignal C2 am Eingang 107 werden jeweils acht Bits parallel eingeschrieben.

Wenn binäre Information dem Eingang 105 zugeführt wird, wird diese Information durch das Schieberegister geschoben. Am Ausgang 125 erscheinen dann nacheinander die aufeinanderfolgenden Bits als eine Reihe Sj (Fig. 20b).

Zu einem bestimmten Zeitpunkt ti (Fig. 20b) ist das erste Bit bi eines 4-Bit-Eingangswortes am Ausgang 125 vorhanden. Die Bits b2, b3 und b4 sind dann an den Ausgängen 124, 123 bzw. 122 vorhanden. Vier Perioden des Taktsignals Q später ist das nächste 4-Bit-Eingangswort an den Ausgängen 122, 123, 124 und 125 vorhanden. An den Ausgängen 122 bis 125 erscheinen also nacheinander zu Zeitpunkten, die vier Perioden des Taktsignals C voneinander entfernt sind, die aufeinanderfolgenden 4-Bit-Eingangswörter.

Wenn die Information in Form von acht parallelen Bits den Eingängen 110 bis 117 zugeführt wird, ist, nachdem diese nach einem Impuls des Taktsignals C2 eingelesen ist, ein 4-Bit-Wort an den Ausgängen 122 bis 125 vorhanden. Vier Perioden des Taktsignals Ci später ist das über die Eingänge 110 bis 113 angebotene 4-Bit-Wort an den Ausgängen 122 bis 125 vorhanden. Dann werden auf den Befehl des Signals C2 acht neue Bits eingelesen.

Das Schieberegister 101 hat dann die Funktion, nach Wahl in Reihe angebotene binäre Information oder parallel angebotene 8-Bit-Binärinformation in aufeinanderfolgenden Wörtern von vier Bits bi, b2, b3 und b4 an den Ausgängen 125, 124, 123 bzw. 122 zu gruppieren. Diese Wörter werden nach der Tabelle der Fig. 19 dadurch umgewandelt, dass die Ausgänge 125 und 124 (Bits bi und b2) mit den Eingängen 129 und 128 eines Eins-aus-Vier-Dekodierers 102 und die Ausgänge 123 und 122 (Bits b3 und b4) mit den Eingängen 127 und 126 eines Eins-aus-Vier-Dekodierers 103 verbunden werden. Die Ausgänge 130 bis 133 bzw. 134 bis 137 der Eins-aus-Vier-Dekodierer 102 bzw. 103 sind wechselweise mit aufeinanderfolgenden Paralleleingängen 140 bis 147 eines 8-Bit-Schieberegisters 4 verbunden — wobei dieses Schieberegister dem Schieberegister 101 analog sein kann —, so dass als Funktion der Bits bi und b2 einer der vier Eingänge 141, 143, 145 und 147 und als Funktion der Bits b3 und b4 einer der vier Eingänge 140, 142, 144 und 146 besetzt wird, so dass zu denjenigen Zeitpunkten (u.a. dem Zeitpunkt ti in Fig. 20b), zu denen ein zu kodierendes 4-Bit-Wort an den Ausgängen 122 bis 125 des Schieberegisters 101 vorhanden ist, das nach der Tabelle der Fig. 19b kodierte Wort an den Eingängen 140 bis 147 des Schieberegisters 104 vorhanden ist. Auf den Befehl eines Signals C3 am Eingang 108 zum Zeitpunkt t2, der kurz nach dem Zeitpunkt ti auftritt, um die Verzögerung in den Dekodierern 101 und 102 anzugleichen, wird das kodierte Wort in das Schieberegister 104 eingeschrieben. Auf den Befehl eines Taktsignals C4, das dem Eingang 109 des Schieberegisters 104 angeboten wird, wird die kodierte Information durch das Schieberegister 104 zu einem Ausgang 138 dieses Schieberegisters geschoben, und es erscheinen dort nacheinander die kodierten Symbole Sb. Das Schieberegister 104 dient also als ein Parallel/ Reihenumsetzer der Ausgangssignale der Dekodierer 102 und 103.

Da vier Bits im Schieberegister 101 in acht Bits im Schieberegister 104 umgesetzt werden, ist die Frequenz des Taktsignals C4 gleich dem Zweifachen der Frequenz des Taktsignals Ci.

Im allgemeinen kann eine einfache Modulation erhalten werden, wenn eine Kodierungstabelle derart gewählt wird, dass die k Stellen pro Gruppe Gm durch bestimmte Bits aus den zu kodierenden Eingangswörtern festgelegt werden. Die Modulation findet dann mittels M Dekodierern statt, die je k aus I möglichen Stellen als Funktion der entsprechenden Bits aus dem Eingangswort festlegen, wobei M, k und I die anhand der Fig. 1 definierten Parameter sind.

Ein Ausführungsbeispiel eines Demodulators für ein nach der Tabelle der Fig. 19 moduliertes Signal wird anhand der Fig. 21 beschrieben, wobei in Fig. 21b das Schaltbild des Demodulators und in Fig. 21a ein Diagramm zur Erläuterung der Funktion und der Wirkung dieses Demodulators dargestellt ist.

Um ein nach der Erfindung kodiertes Signal zu demodulieren, muss jeweils wenigstens jede Gruppe vollständig detektiert werden, was bedeutet, dass ein Schieberegister oder eine Verzögerungsleitung erforderlich ist. In dem Demodulator nach Fig. 21b sind diese Verzögerungsnetzwerke 149, 151 und 153 mit je einer Zeitverzögerung gleich To zwischen einem Eingang 148 und einem Punkt 154 vorgesehen. Zu einem richtigen Zeitpunkt sind von einem bestimmten Symbol die Signale an der ersten, der dritten, der fünften und der siebten Stelle, also die Signale der Gruppe G, am Punkt 154, am Knotenpunkt 152 zwischen dem Verzögerungsnetzwerk 151 und dem Verzögerungsnetzwerk 153, am Knotenpunkt 150 zwischen den Verzögerungsnetzwerken 151 und 149 bzw. am Eingang 148 vorhanden. Eine

1

Zeitdauer—To später ist die Gruppe G2 mit Stellen 2, 4, 6 und 8

2

an diesen Punkten vorhanden.

Eine Schwierigkeit beim Demodulieren, insbesondere wenn das Signal von z.B. einem optischen Aufzeichnungsträger ausgelesen ist, ist, dass die Signalpegel infolge von Rauschen und dgl. nicht genau festliegen. Aus dem Kodierverfahren folgt,

dass es pro Gruppe stets eine und nur eine Stelle gibt, an der das Signal ein deutliches Maximum aufweist. In der Tabelle nach Fig. 21a sind in den vier linken Spalten die vier möglicherweise besetzten Stellen 1, 3, 5 und 7 der Gruppe Gi angegeben, während mit einem Kreuz pro Reihe angegeben ist, welche Stelle besetzt ist. Wenn mit Hilfe von Komparatoren Vi bis Vi2 der Unterschied zwischen den von jeweils zwei Stellen herrührenden Signalen gemessen wird, wobei die Komparatoren Vi bis V12 den Unterschied zwischen den in der Tabelle jeweils mit dem Bezugszeichen des betreffenden Komparators bezeichneten Stellen bestimmen, werden die in der Tabelle angegebenen Ergebnisse erhalten, wobei ein Ergebnis « + » erhalten wird, wenn das von einer besetzten Stelle herrührende Signal mit dem von einer

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unbesetzten Stelle herrührenden Signal verglichen wird, während ein Ergebnis «-» erhalten wird, wenn das von einer unbesetzten Stelle herrührende Signal mit dem von einer besetzten Stelle herrührenden Signal verglichen wird, und ein Ergebnis «?» erhalten wird, wenn es sich um ein unbekanntes Ergebnis handelt, wobei die von zwei unbesetzten Stellen herrührenden Signale miteinander verglichen werden. Aus der Tabelle folgt, dass die drei Komparatoren, die das von einer besetzten Stelle herrührende Signal mit den von den unbesetzten Stellen herrührenden Signalen vergleichen, alle ein « + » als Ausgangssignal liefern, während in jeder anderen Gruppe von drei Komparatoren jeweils ein «-» als Ergebnis erhalten wird. Eine Detektion der besetzten Stelle kann dann dadurch erhalten werden, dass die Ausgangssignale der Komparatoren pro Gruppe von drei einem UND-Gatter zugeführt werden, d.h., dass die Ausgangssignale der Gruppen von Komparatoren (Vi, V2, V3), (V4, V5, V6), (V7, V8, V9) und (V10, Vu, Vi2) und den UND-Gattern Ai, A2, A3 bzw. A4 nach der Tabelle der Fig. 21a zugeführt werden. Indem die Ausgänge dieser Komparatoren mit zwei ODER-Gat-tern Oi und O2 nach der zu der Tabelle nach Fig. 19b gehörigen umgekehrten Funktion kombiniert werden, können die zwei Bits bi und b2, die zu der Gruppe Gi gehören, erhalten werden.

1

Eine Periode—To später sind an den Punkten 148, 150, 152

2

und 154 die Signale, die von den Stellen 2, 4, 6 und 8 des Symbols herrühren, vorhanden und werden auf gleiche Weise die Bits b3 und b4 erhalten.

Das anhand der Tabelle der Fig. 21a beschriebene Demodu-lationsverfahren kann mit der Schaltung nach Fig. 21b durchgeführt werden, die, mit einigen Vereinfachungen, der Beschreibung nach Fig. 21a entspricht: Da nur eine Stelle pro Gruppe besetzt ist, ist die Detektion einer dieser Stellen überflüssig,

weil, wenn die übrigen drei Stellen nicht besetzt sind, diese vierte Stelle besetzt sein muss. Die Gruppe von Komparatoren V10, Vn und V12 sowie das zugehörige UND-Gatter A4 sind daher in die Schaltung nach Fig. 21b nicht aufgenommen. Weiter gilt, dass die Komparatoren V4, V7 und Vg den inversen Vergleich des von den Komparatoren Vi, V2 bzw. Vj durchgeführten Vergleichs durchführen, so dass diese entfallen können, indem die Ausgänge der Komparatoren Vi, V2 bzw. V5 ausser mit den Eingängen der UND-Gatter Ai und A2 auch mit invertierenden Eingängen der UND-Gatter A2 und A3 verbunden werden. Auf diese Weise ist der Demodulator nach Fig. 21b aufgebaut. Die Ausgänge 155, 156 bzw. 157 der UND-Gatter Ai, A2 bzw. A3 sind «hoch», wenn die Stellen 1, 3 bzw. 5 — und eine Periode

1

—To später die Stellen 2, 4 bzw. 6 — besetzt sind, und alle drei

2 1

sind «niedrig», wenn-die Stelle 7 — und eine Periode—To später

2

die Stelle 8 — besetzt ist. Die NICHT-ODER-Gatter Oi und O2

1

liefern die zugehörigen Bits bi und b2, denen eine Periode—To

2

später die Bits b3 und b4 folgen.

Um die Bits bi, b2, b3 und b4 in Reihe zur Verfügung zu haben, kann ein Schieberegister benutzt werden. Um diese vier Bits parallel zur Verfügung zu haben, können wie in Fig. 21b dargestellt ist, Puffer 158, 159, 160 und 161 verwendet werden. Die Puffer 158 und 160 sind mit dem Ausgang des NICHT-ODER-Gatters Oi und die Puffer 159 und 161 mit dem Ausgang des NICHT-ODER-Gatters 02 verbunden. Die Puffer 158 und 160 empfangen über einen Takteingang 166 ein Taktsignal zu oder nach dem Zeitpunkt, zu dem das Signal an der Stelle 1 am Punkt 154 vorhanden ist, und speichern also die Bits bi und b2, während die Puffer 159 und 161 über den Eingang 167 zu dem Zeitpunkt getaktet werden, zu dem das von der Stelle 2

herrührende Signal am Punkt 154 vorhanden ist, und speichern also die Bits b3 und b4. An den Ausgängen 162, 163, 164 und 165 dieser Puffer stehen also die vier Bits bi, b2, b3 und b» parallel zur Verfügung. Da die Komparatoren V5 bzw. Vi dasselbe 5 Signal wie der Komparator V9, jedoch eine Periode x bzw. 2t später, liefern, können die Komparatoren V5 bzw. Vi gegebenenfalls durch Verzögerungsnetzwerke ersetzt werden, die das Ausgangssignal des Komparators V9 um eine Periode t bzw. 2t verzögert an die Gatter A2 bzw. Ai und A2 weiterleiten. Ebenso 10 liefert der Komparator V2 dasselbe Signal wie der Komparator Y6, jedoch um eine Periode t verzögert, wodurch auch der Komparator V2 durch ein Zeitverzögerungsnetzwerk mit einer Verzögerung t ersetzt werden kann, das das Ausgangssignal des Komparators Vö um eine Periode t verzögert an die Gatter Ai 15 und A3 weiterleitet.

Bei der Modulation und Démodulation von Signalen sind unterschiedliche Taktsignale erforderlich. Diese können aus einem mit dem Signal mitgesandten Taktsignal, wie dem vorher angebrachten Taktsignal nach der genannten älteren Patentan-20 meidung, gewonnen oder auf andere Weise erhalten werden. So sind bei dem Modulator nach Fig. 20a z.B. die Taktsignale Q und C4 erforderlich. Ausserdem sind Taktsignale erforderlich, die synchron mit der Folge der Symbole auftreten, wie die Signale C2 und C3 (Fig. 20b) sowie die Signale, die den Puffern 25 158 bis 161 im Demodulator nach Fig. 21b zugeführt werden müssen. Um diesen Synchronismus zu gewährleisten, ist ein Symbolsynchronisationssignal erforderlich.

Bei einem optischen Aufzeichnungsträger für Datenspeicherung ist der Spurumfang in Sektoren unterteilt, in die Informa-30 tion, die z.B. nach der Erfindung kodiert ist, eingeschrieben werden kann. Diese Sektoren werden voneinander durch Synchronisations- und Adressengebiete getrennt, in denen Information, die Daten über Spur- und Sektornummerierung umfasst, sowie Symbolsynchronisationsinformation vorhanden ist. Diese 35 Symbolsynchronisationsinformation kann aus einer Anzahl eine bestimmte Information enthaltender Symbole bestehen. Um die Möglichkeit, dass in einer einzuschreibenden Information gleichartige Symbolreihen vorkommen, annehmbar klein zu halten, muss oft eine lange Reihe von Synchronisationssymbo-40 len verwendet werden. Bei einer vorliegenden Kodierung kann die benötigte Reihe von Synchronisationssymbolen erheblich dadurch verkürzt werden, dass wenigstens zwei dieser Symbole auf abweichende Weise kodiert werden. Bei dem Code nach dem Ausführungsbeispiel sind stets zwei Stellen pro Symbol be-45 setzt. (M = 2, k = 1, s = I = 4.) Dann kann für die Synchronisationssymbole zwei Symbole mit je drei besetzten Stellen gewählt werden. Um dennoch die Vorteile der Kodierung nach der Erfindung zu behalten, sollen diese abweichenden Symbole auch den anhand der Fig. 14 beschriebenen Definitionen ent-50 sprechen. Im Ausführungsbeispiel ist für die Synchronisationssymbole zwei Symbole mit je acht möglichen Stellen gewählt, die zusammen ein Symbol mit den Parametern M = 2, k = 3 und s = I = 8 bilden, also ein Symbol mit einer Länge von 8to mit sechzehn möglichen Stellen, von denen drei geradzahlige 55 und drei ungeradzahlige Stellen besetzt sind.

Eine solche Synchronisationssymbolreihe kann mit Hilfe eines Schieberegisters und eines logischen Gatters detektiert werden. Fig. 22 zeigt ein Ausführungsbeispiel dieser Detektion. Dieser Symbolsynchronisationssignalgenerator enthält ein 60 Schieberegister 168 mit 48 Stellen, einen Taktsignaleingang 170 und einen Signaleingang 169. Eine Anzahl von Stellen in diesen: Schieberegister, und zwar die Stellen 1, 2, 9, 10, 16, 17, 23, 24, 29, 32, 35, 38, 41 und 46, sind mit Eingängen eines UND-Gatters 171 mit einem Ausgang 172 verbunden. Am Ausgang 172 65 erscheint ein Impuls, wenn über den Eingang 169 eine Reihe von Symbolen eingeführt ist, deren besetzte Stellen mit denjenigen Stellen im Schieberegister zusammenfallen, die mit einem UND-Gatter verbunden sind. Eine solche geeignete Reihe von

17

in diesem Falle sechs Symbolen Si bis Ss ist in Fig. 22 über dem Schieberegister 168 dargestellt. Von diesen Symbolen sind die Symbole S2 und S3 in bezug auf die Kodierung abweichend und entsprechen zsammen der genannten Definition M = 2, k = 3, s = I = 8. 5

Das Eingangssignal am Eingang 108 wird durch Auslesen von der optischen Platte erhalten. Das ausgelesene Signal selbst ist noch nicht für logische Verarbeitung geeignet und muss daher bearbeitet werden. Dies kann über den in Fig. 21 dargestellten Demodulator erfolgen. Wenn bei dem Demodulator nach 10 Fig. 21b z.B. das von einer besetzten Stelle herrührende Signal am Punkt 152 vorhanden ist, ist der Ausgang des UND-Gatters A2 «hoch». Da das ausgelesene Signal kontinuierlich über den Eingang 148 den Punkt 152 entlang geschoben wird, gibt der Ausgang des UND-Gatters A2 alle besetzten Lagen des Signals 15 nacheinander mit dem Ausgangssignal «hoch» wieder. Das Ausgangssignal des UND-Gatters A2 an einem Ausgang 173 ist also als Eingangssignal für das Schieberegister 168 geeignet. Ähnliches gilt für die beiden anderen UND-Gatter.

Zur Illustrierung zeigt Fig. 23 den Zusammenhang zwischen 20 dem Modulator nach Fig. 20a, dem Demodulator nach Fig. 21b und dem Symbolsynchronisationssignalgenerator nach Fig. 22 in einem optischen Informationsspeichersystem mit einem scheibenförmigen optischen Aufzeichnungsträger 1, der von einer Antriebsvorrichtung 21 angetrieben wird, einem Laser 15, 25

662 440

der über einen halbdurchlässigen Spiegel 17 und ein optisches System 18 einen Lichtstrahl auf den Aufzeichnungsträger 1 zum Einschreiben und/oder Auslesen von Information wirft, und einem Detektor 27, der über den Spiegel 17 den von dem Aufzeichnungsträger reflektierten Lichtstrahl detektiert.

Der Ausgang 138 des Demodulators nach Fig. 20a ist mit dem Laser 15 zur Modulation des Laserstrahls gekoppelt, während der Detektor 27 mit dem Eingang 148 des Demodulators nach Fig. 21 gekoppelt ist. Wenn ein in einem Nullpunkt

271

(eoo + — im Ausführungsbeispiel) des Signalspektrums mitge-

To sandtes Taktsignal benutzt wird, kann dieses Signal mit dem Bandpassfilter 80 aus dem detektierten Signal ausgefiltert werden. Das Signal aus dem Filter 80 synchronisiert — z.B. mit der bekannten Phasenverriegelungsschleifentechnik — einen Synchronisationssignalgenerator 81, der z.B. einen Ringzähler enthalten kann. Dieser Generator 81 liefert die benötigten Taktsignale an den Eingängen 106 und 107, 108, 109 des Modulators, den Eingängen 166, 167 des Demodulators und dem Eingang 170 des Symbolsynchronisationssignalgenerators. Der Symbol-synchronisationssignalgenerator empfängt ein Signal vom Ausgang 173 des Demodulators und liefert ein Symbolsynchronisationssignal an den Taktsignalgenerator 81, z.B. an dem Rücksetzeingang eines darin vorhandenen Ringzählers.

v

14 Blätter Zeichnungen

Claims (38)

1. 662 440

   2

   PATENTANSPRÜCHE 1. Anlage zur Übertragung digitaler Information, mit einer Kodiervorrichtung, einem Übertragungsmedium und einer Dekodiervorrichtung, wobei die Kodiervorrichtung zum Empfang von in Eingangswörtern gruppierter digitaler Information und zur Umwandlung dieser Information in Kodewörter ausgebildet ist, von denen jedes einem Eingangswort entspricht, wobei ferner das Übertragungsmedium zur Zuführung der Kodewörter zur Dekodiervorrichtung ausgebildet ist, und wobei die Dekodiervorrichtung zur Umwandlung der Kodewörter in digitale Information ausgebildet ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Kodewörter zu einer Gruppe von Kodewörtern mit je einer Zeitlänge gleich s To gehören, wobei s eine positive ganze Zahl und To eine Zeitdauer sind, die aus je M Teilgruppen Gm von I in äquidistanten Zeitabständen t liegenden Signalstellen tmi aufgebaut sind, wobei m eine der Teilgruppe Gm entsprechende Rangnummer zwischen 1 und M und i eine Rangnummer innerhalb jeder Teilgruppe Gm zwischen 1 und I darstellen und von diesen Signalstellen tm; in jeder Teilgruppe Gm stets eine konstante Anzahl von k Stellen, mit k = ganze Zahl kleiner als I, mit einem sich von dem Signal an unbesetzten Stellen unterscheidenden Signal besetzt sind, wobei die ersten Stellen tmi der Teilgruppen Gm in voneinander verschiedenen Zeitabständen em vom Anfang des Kodewortes liegen mit 0<em^T und mit den Beschränkungen M^2 und sm + (I-l)T<sxo, ausgenommen die Gruppe von Kodewörtern, für die gilt: M = 2,1 = s = 2, k =

   1

   1, T = To und £2 = El H T.

   2
2. 2. Anlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass gilt: I = s und t - To.
3. 3. Anlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsstellen tmi äquidistant in Zeitabständen em m-1

   = ei h t vom Anfang des Kodewortes liegen.

   M
4. 4. Anlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Kodewörter über das Übertragungsmedium zusammen mit einem hinzugefügten Pilotsignal mit einer Kreisfrequenz <Do —

   2n

   — übertragen werden, das in der Dekodiervorrichtung ausgefil-t tert wird und als Taktsignal dient.
5. 5. Anlage nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsstellen tmi äquidistant in Zeitabständen em m-1

   = 8i H t von dem Anfang des Kodeworts liegen, wo 5

   M + 8

   ein die Abweichung des Abstandes zwischen den Anfangsstellen To sm von — darstellender Faktor ist, und dass in der Dekodier-M

   271

   Vorrichtung mit Hilfe eines auf die Kreisfrequenz eoo = — ab-

   To gestimmtes Bandpassfilters aus dem kodierten Signal ein Taktsignal gewonnen wird.
6. 6. Anlage nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass für die Gruppe von Kodewörtern gilt: I = s = 4, M

   1

   = 2, t = To, k = 1 und e2 = £i H— t0.

   2
7. 7. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangswörter in M Gruppen von Bits unterteilt werden, die je in der Kodiervorrichtung zu einer Teilgruppe Gm mittels einer k-aus-I-Kodierschaltung (102, 103) kodiert werden, wonach die M Teilgruppen durch Überlagerung zu einem Kodewort zusammengefügt werden.
8. 8. Anlage nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die digitale Information in Eingangswörtern von vier Bits empfangen und in je zwei Gruppen von je zwei Bits unterteilt wird, die je einer Eins-aus-Vier-Dekodierschaltung (102, 103) zugeführt werden, wobei die vier Ausgänge (130 bis 133; 134 bis 137) jeder der beiden Dekodierschaltungen (102, 103) abwechselnd zusammengefügt sind, um das dem Eingangswort entsprechende Kodewort zu erzeugen.
9. 9. Anlage nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgänge (130 bis 137) der beiden Dekodierschaltungen (102,103) abwechselnd mit Paralleleingängen (140 bis 147) eines Schieberegisters (4) verbunden sind, um so das Kodewort aus den beiden Teilgruppen zu bilden.
10. 10. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Dekodiervorrichtung eine Reihe von 1-1 Verzögerungsnetzwerken (149, 151, 153) mit einer Zeitverzögerung t enthält, deren Ein- und Ausgänge zu einer Vergleichsschaltung (Vi bis V9) führen, um so sequentiell über Zeitintervalle Em die besetzten Stellen tmi jeweils einer Teilgruppe Gm zu detektieren.
11. 11. Anlage nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet,

    dass sequentiell pro Teilgruppe Gm eine Anzahl Bits des Ausgangswortes gebildet wird, wonach diese in Reihe und/oder parallel ausgegeben werden.
12. 12. Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass das Übertragungsmedium ein Aufzeichnungsträger ist, der in Informationsgebiete (9) unterteilt ist, in denen Information in Form von Kodewörtern aufzeichenbar oder aufgezeichnet ist und die voneinander durch Adressen-und Synchronisationsgebiete (8) getrennt sind, in denen Adressen- und Synchronisationsinformation vor dem Aufzeichnen der Information in Form von Kodewörtern aus der Gruppe von Kodewörtern angebracht ist.
13. 13. Anlage nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,

    dass die Adressen- und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe von Kodewörtern mit bestimmten Werten der Parameter I, s, M, t, To, k und Em angebracht ist und dass zur Erkennung der Synchronisationsinformation eine Anzahl von mindestens zwei Kodewörtern mit einer derart abweichenden Anzahl besetzter Stellen versehen ist, dass diese Kodewörter an sich oder in Kombination wieder Kodewörter aus der Gruppe von Kodewörtern bilden, wobei mindestens einer der Parameter I, s und k einen abweichenden Wert aufweist.
14. 14. Anlage nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet,

    dass die Adressen- und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe mit Parametern I = s = 4, M = 2, t = To, k = 1 und £2 = Ei + t0 angebracht ist und dass von mindestens zwei Kodewörtern der Synchronisationsinformation derart eine zusätzliche Stelle besetzt ist, dass die beiden Kodewörter zusammen ein Kodewort aus der Gruppe mit Parametern I = s = 8, M = 2, t - To, k = 3 und E2 = £1 +

    1

    —To bilden.

    2
15. 15. Kodiervorrichtung für eine Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass sie Eingänge zum Empfangen von in Eingangswörtern gruppierter digitaler Information und einen Kodewortgenerator zum Erzeugen von Kodewörtern enthält, die je einem Eingangswort entsprechen und zu einer Gruppe von Kodewörtern mit je einer Zeitlänge gleich sto gehören, wobei s eine positive ganze Zahl und To eine Zeitdauer sind, die aus je M Teilgruppen Gm von I äquidistanten Zeitabständen liegenden Signalstellen tmi aufgebaut sind, wobei m eine der Teilgruppe Gm entsprechende Rangnummer zwischen 1 und M und i eine Rangnummer innerhalb jeder Teilgruppe Gm zwischen 1 und I darstellen und von diesen Signalstellen tmi in jeder Teilgruppe Gm stets eine konstante Anzahl von k Stellen, mit k = ganze Zahl kleiner als I, mit einem sich

    5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65

    3

    662 440

    von dem Signal an unbesetzten Stellen unterscheidenden Signal besetzt sind, wobei die ersten Stellen tmi der Teilgruppen Gm in voneinander verschiedenen Zeitabständen sm vom Anfang des Kodewortes liegen mit 0 < Em ^ t und mit den Beschränkungen M^2 und s„i + (I-1)t^sto, ausgenommen die Gruppe von Kodewörtern, für die gilt: M = +,I = s = 2, k + 1, t = To und

    1

    62 — 61 h t.

    2
16. 16. Kodiervorrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass gilt: I = s und t = to.
17. 17. Kodiervorrichtung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, dass die Anfangslagen tmi äquidistant in Zeitabständen em m-1

    = ei H t vom Anfang des Kodewortes liegen.

    M
18. 18. Kodiervorrichtung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, dass die Anfangsstellen tmi äquidistant in Zeitabständen m-1

    em = ei h t vom Anfang des Kodewortes liegen, wobei

    M + ô

    6 ein die Abweichung des Abstandes zwischen den Anfangsstel-

    To len Em von — darstellender Faktor ist.

    M
19. 19. Kodiervorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Kodiervorrichtung derart eingerichtet ist, das

    1

    gilt: I = s = 4, M = 2, t = To, k = 1 und e2 = ei + —To.

    2
20. 20. Kodiervorrichtung nach einem der Ansprüche 15 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangswörter n.M Bit enthalten,wobei n> 1 und eine ganze Zahl ist, dass Mittel (101) zur Unterteilung dieser Eingangswörter in M Gruppen von n Bits vorhanden sind, dass M Dekodierschaltungen (102, 103) zum Erzeugen einer Teilgruppe Gm für jede Gruppe von n Bits vorhanden sind, und dass Mittel (4) zur Überlagerung der auf diese Weise gebildeten M Teilgruppen Gm vorhanden sind.
21. 21. Kodiervorrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass n = 2, M = 2 und k = 1 ist, wobei die Dekodierschaltungen (102, 103) Eins-aus-Vier-Dekodierer mit je vier Ausgängen (130 bis 133; 134 bis 137) sind, von denen jeweils einer ein abweichendes Signal abhängig davon führt, welche der vier möglichen Kombinationen von zwei Bits am Eingang dieses Dekodierers vorhanden ist, und die Ausgänge der beiden Eins-aus-Vier-Dekodierer abwechselnd zusammengefügt sind, um das dem Eingangswort entsprechende Kodewort zu bilden.
22. 22. Kodiervorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgänge (130 bis 137) der beiden Eins-aus-Vier-Dekodierer (102, 103) abwechselnd mit Paralleleingängen eines Schieberegisters (4) verbunden sind, um so das Kodewort aus den beiden Teilgruppen zu bilden.
23. 23. Dekodiervorrichtung für eine Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Dekodiervorrichtung einen Eingang zum Empfangen von Kodewörtern und einen Ausgang zur Ausgabe digitaler Information durch Dekodierung dieser Kodewörter enthält, und dass die Dekodiervorrichtung Kodewörter dekodiert, die zu einer Gruppe von Kodewörtern mit je einer Zeitlänge gleich sto gehören, wobei s eine positive ganze Zahl und To eine Zeitdauer sind, die aus je M Teilgruppen Gm von I in äquidistanten Zeitabständen t liegenden Signalstellen tmi aufgebaut sind, wobei m eine der Teilgruppe Gm entsprechende Rangnummer zwischen 1 und M und i eine Rangnummer innerhalb jeder Teilgruppe Gm zwischen 1 und I darstellen und von diesen Signalstellen tmi in jeder Teilgruppe Gm stets eine konstante Anzahl von k Stellen, mit k

    = ganze Zahl kleiner als I, mit einem sich von dem Signal an unbesetzten Stellen unterscheidenden Signal besetzt sind, wobei die ersten Stellen tmi der Teilgruppen Gm in voneinander verschiedenen Zeitabständen sm vom Anfang des Kodewortes liegen mit O^Em^T und mit den Beschränkungen M >2 und £m + (I-l)T^STo, ausgenommen die Gruppe von Kodewörtern, für die gilt: M = 2, I = s = 2, k = 1, t = t0 und S2 = £1 +

    1

    —T.

    2
24. 24. Dekodiervorrichtung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die Dekodiervorrichtung eine Reihe von 1-1 Verzögerungsnetzwerken (149, 151, 153) mit einer Zeitverzögerung enthält, deren Ein- und Ausgänge zu einer Vergleichsschaltung (V1 bis V9) führen, um so sequentiell für Zeitintervalle die besetzten Stellen trai jeweils einer Teilgruppe Gm zu detek-tieren.
25. 25. Dekodiervorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die Vergleichsschaltung eine Anzahl von Komparatoren (Vi bis V9) mit je einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang enthält und jeder Komparator die Signale an einem anderen Paar aller möglichen Paare von Punkten, die durch die Eingänge der 1-1 Verzögerungsnetzwerke (149, 151, 153) und den Ausgang des letzten Verzögerungsnetzwerkes (153) gebildet werden, miteinander vergleicht, dass erste logische Gatter (Ai, A2, A3) zum Vergleichen von Ausgangssignalen der Komparatoren (Vi bis V9) vorhanden sind, deren Ausgänge je einer besetzten Stelle tmi einer Teilgruppe Gm entsprechen, so dass die Ausgänge dieser logischen Gatter (Ai, A2, A3) sequentiell die Teilgruppen Gm liefern, und dass zweite logische Gatter (Oi, O2) zum Erzeugen der den Kodewörtern entsprechenden digitalen Information vorhanden sind.
26. 26. Dekodiervorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis

    25, dadurch gekennzeichnet, dass ein auf eine Kreisfrequenz cüo

    2n

    = — abgestimmtes Bandpassfilter (80) zum Ausfiltern eines t

    Taktsignals aus dem durch die Kodewörter gebildeten Signal vorhanden ist.
27. 27. Dekodiervorrichtung nach einem der Ansprüche 23 bis

    26, dadurch gekennzeichnet, dass eine dritte Gatterschaltung (171) vorhanden ist, die auf eine Reihe vorbestimmter Kodewörter abgestimmt ist, um ein Wortsynchronisationssignal zu erzeugen.
28. 28. Dekodiervorrichtung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, dass die dritte Gatterschaltung (171) zum Erzeugen eines Wortsynchronisationssignals mit dem Ausgang (173) eines (A2) der ersten logischen Gatter (Ai, A2, A3) verbunden ist.
29. 29. Übertragungsmedium für eine Anlage nach einem der Ansprüche 1 bis 14 zur Zuführung der Kodewörter zur Dekodiervorrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass es als Aufzeichnungsträger ausgebildet ist.
30. 30. Übertragungsmedium nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufzeichnungsträger mit einem aufgezeichneten Signal versehen ist, das aus einer Folge von Kodewörtern besteht, die zu einer Gruppe von Kodewörtern mit je einer Zeitlänge gleich sto gehören, wobei s eine positive ganze Zahl und To eine Zeitdauer sind, die aus je M Teilgruppen Gm von I in äquidistanten Zeitabständen t liegenden Signalstellen tmi aufgebaut sind, wobei m eine der Teilgruppe Gm entsprechende Rangnummer zwischen 1 und M und i eine Rangnummer innerhalb jeder Teilgruppe Gm zwischen 1 und I darstellen und von diesen Signalstellen tmj in jeder Teilgruppe Gm stets eine konstante Anzahl von k Stellen, mit k = ganze Zahl kleiner als I, mit einem sich von dem Signal an unbesetzten Stellen unterscheidenden Signal besetzt sind, wobei die ersten Stellen trai der Teilgruppen Gm in voneinander verschiedenen Zeitabstän5

    10

    15

    20

    25

    30

    35

    40

    45

    50

    55

    60

    65

    662 440

    4

    den sm vom Anfang des Kodewortes liegen mit 0^sm^x und mit den Beschränkungen M ^ 2 und em + (I-l)t ^ sto, ausgenommen die Gruppe von Kodewörtern, für die gilt: M = 2, I = s

    1

    = 2, k = 1, t = To und eî = ei H t.

    2
31. 31. Übertragungsmedium nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufzeichnungsträger in Informationsgebiete (9) unterteilt ist, in denen Information in Form von Kodewörtern aufzeichenbar oder aufgezeichnet ist und die voneinander durch Adressen- und Synchronisationsgebiete (8) getrennt sind, in denen Adressen- und Synchronisationsinformation vor dem Aufzeichnen der Information in Form von Kodewörtern angebracht ist, die zu der Gruppe von Kodewörtern gehören.
32. 32. Übertragungsmedium nach Anspruch 30 oder 31, dadurch gekennzeichnet, dass gilt: I = s und t = To.
33. 33. Übertragungsmedium nach einem der Ansprüche 30 bis 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsstellen tmi äquidi-

    m-1

    stant in Zeitabständen em = ei + t vom Anfang des Kode-

    M

    wortes liegen.
34. 34. Übertragungsmedium nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass den Kodewörtern ein Pilotsignal mit einer

    2n

    Kreisfrequenz a>o = — hinzugefügt ist.

    t
35. 35. Übertragungsmedium nach einem der Ansprüche 30 bis 32, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsstellen tmi äquidi-

    m - 1

    stant in Zeitabständen em = ei h t vom Anfang jedes

    M + S

    Kodewortes liegen, wobei 6 ein die Abweichung des Abstandes

    TO

    zwischen den Anfangsstellen £m von — darstellender Faktor ist.

    M
36. 36. Übertragungsmedium nach Anspruch 32 oder 33, dadurch gekennzeichnet, dass für die Gruppe von Kodewörtern

    1

    gilt: I = s = 4, M = 2, t = to, k = 1 und 82 = £1 -I t0.

    2
37. 37. Übertragungsmedium nach einem der Ansprüche 31 bis 36, dadurch gekennzeichnet, dass die Adressen- und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe von Kodewörtern mit bestimmten Werten der Parameter I, s, M, t, to, k und em angebracht ist und dass zur Erkennung der Synchronisationsinformation eine Anzahl von mindestens zwei Kodewörtern mit einer derart abweichenden Anzahl besetzter Stellen versehen ist, dass diese Kodewörter an sich oder in Kombination wieder entsprechende Kodewörter aus der Gruppe von Kodewörtern bilden, wobei wenigstens einer der Parameter I, s oder k einen abweichenden Wert aufweist.
38. 38. Übertragungsmedium nach Anspruch 37, dadurch gekennzeichnet, dass die Adressen- und Synchronisationsinformation in Form von Kodewörtern aus der Gruppe mit Parametern

    1

    I = s = 4, M = 2, t = t0, k = 1 und £2 = si h to ange-

    2

    bracht ist und dass von wenigstens zwei Kodewörtern der Synchronisationsinformation derart eine zusätzliche Stelle besetzt ist, dass beide Kodewörter zusammen ein Kodewort aus der Gruppe mit Parametern I = s = 8, M = 2, t = To, k = 3

    1

    und 82 = si + —To bilden.