BRPI0707364A2 - dispositivo de cancelamento de intermodulação e auto-interferência de transmissor de banda base - Google Patents

Abstract

DISPOSITIVO DE CANCELAMENTO DE INTERMODULAçAO E AUTO INTERFERêNCIA DE TRANSMISSOR DE BANDA BASE. Algumas modalidades proporcionam um método, sistema, e equipamento para cancelamento de interferência ria banda base de um receptor. Um dispositivo de comunicação sem fio, tendo um transmissor e receptor, é provido com um circuito adaptativo que cancela a interferência causada pelos sinais de transmissão (ou outros sinais) em fuga ou derivados para o receptor na banda base para facilitar a detecção de um sinal de interesse recebido. Algumas implementações proporcionam um circuito que provê um circuito que reconstrói aproximadamente os componentes de segunda e terceira ordem causados pela resposta não-linear da cadeia de conversão descendente de um receptor. Este sinal reconstruído é então subtraído do sinal recebido composto para obter um sinal de interesse recebido.

Description

"DISPOSITIVO DE CANCELAMENTO DE INTERMODULAÇÃO E AUTO-INTERFERÊNCIA DE TRANSMISSOR DE BANDA BASE".

Campo da Invenção

A presente invenção refere geralmente a um

equipamento, sistema, e método para cancelamento deinterferência em um receptor. Mais especificamente, umacaracterística da invenção pode remover interferência deintermodulação, causada pelos sinais transmitidos ou outrossinais em fuga para o receptor, na banda base.

Descrição da Técnica Anterior

Vários sistemas de comunicação suportamtransmissões full-duplex, onde a informação (por exemplo,voz, dados digitais, vídeo, etc.) pode ser enviada em ambasas direções de um link de comunicação ao mesmo tempo. Istopermite, por exemplo, que duas partes em diferentes ladosde um link de comunicação conversem ao mesmo tempo.Dispositivos de comunicação full-duplex convencionaltransmitem em uma freqüência e recebem em uma freqüênciadiferente. Em muitos dispositivos de comunicação (pprexemplo, telefones sem fio, telefones celulares, telefones,estações base, etc.) um transmissor e receptor compartilhamuma única antena (por intermédio de um duplexador oucomutador), e o sinal transmitido é mais forte do que osinal recebido. Isto é, como um sinal transmitidofreqüentemente tem que deslocar por distânciassignificativas para alcançar seu destino (por exemplo,dispositivo receptor, estação base, estação deretransmissão, etc.), é provável que este tenha atenuaçãosignificativa no momento em que alcança o dispositivoreceptor. 0 sinal transmitido também tem que ter potênciasuficiente para ser distinguível em relação ao ruído einterferência perceptíveis no seu destino.

Nos sistemas de comunicação full-duplex tendo umtransceptor (isto é, combinação de transmissor e receptor),o sinal sendo transmitido é amplificado por um ou maisamplificadores de potência (PA) antes da transmissão. Estesinal transmitido amplificado freqüentemente em fuga para opercurso do receptor devido à atenuação finita de umcircuito duplexador, desse modo interferindo com o sinalrecebido. Adicionalmente, o percurso do receptorfreqüentemente inclui interferência (denominada "sinaisinterferidores") , os quais podem ser substancialmente maisfortes em amplitude do que o sinal Rx de recepção desejadoou pretendido.

Com uma cadeia de conversão descendente deradiofreqüência (RF) perfeitamente linear, ideal, ainterseção do sinal de transmissão não apresentaria umproblema porque os sinais transmitidos e recebidos ocupamdiferentes baldas de freqüência, separadas pelo que échamado de freqüência dúplex (por exemplo, 45 MHz paraacesso múltiplo por divisão de código de banda celular(CDMA)). Como o sinal transmitido mais forte está, porexemplo, 45 MHz longe do sinal recebido, uma cadeia deconversão descendente perfeitamente linear manteria estaseparação por todo o caminho até a freqüência zero (bandabase), onde o sinal transmitido interferidor pode serfiltrado.

A Figura 1 é um diagrama em blocos ilustrando umadisposição típica do transmissor 102/receptor 104 para umdispositivo de comunicação full-duplex, tal como umdispositivo de comunicação CDMA. Um duplexador 106 acopla otransmissor 102 e o receptor 104 para permitir que sinaissejam transmitidos e recebidos através de uma antena 108. 0transmissor 102 inclui tipicamente uma fonte de sinal 114que gera um sinal de banda base (TXbb) que é convertidoascendentemente por um misturador 115 com uma freqüência deportadora de transmissão coT 116. 0 sinal do misturador 115é, então, amplificado por um amplificador de potência 118,e transmitido por meio do duplexador 106 e antena 108. Oreceptor 104 inclui tipicamente um amplificador de baixoruido (LNA) 120 que recebe um sinal de recepção (Rx)composto 119 do duplexador 106. Um misturador do receptor121 demodula o sinal da freqüência de portadora de receptorCOr 122 para banda base e, então, passa este para um filtropassa-baixa 124, um conversor analógico/digital (A/D) 126,um filtro passa-baixa digital 127, e para um dispositivoreceptor 128. 0 sinal Rx composto 119 pode incluir o sinalTx em fuga 110, um sinal interf eridor, e o sinal Rxpretendido 112.

O sinal Tx 111, que é tipicamente muito maisforte do que o sinal Rx pretendido 112, freqüentemente emfuga através do duplexador 106 para o amplificador de baixoruido do receptor (LNA) 120. Em uma situação típica paraacesso múltiplo por divisão de código (CDMA), por exemplo,a potência máxima do sinal Tx 111 é de aproximadamente +28dBm, e o isolamento de transmissor-para-receptor doduplexador 106 é de aproximadamente 60 dB. Isto significaque a potência de interferência do sinal Tx em fuga 110 noamplificador do receptor 120 é de aproximadamente -32 dBm,que é muito mais forte do que o sinal Rx pretendido 112, oqual pode ser tão baixo quanto -100 dBm, ou menor. Se omisturador de receptor 121 fosse perfeitamente linear, aseparação de freqüência do sinal Tx em fuga 110 e do sinalRx pretendido 112 seria mantida (por exemplo, 45 MHz deseparação), e o filtro passa-baixa (LPD) 124 eliminaria osinal Tx em fuga 110.

Um circuito ou componente, é "linear" quando esteemprega uma função de transferência linear (isto é, umafunção na qual, se a entrada for escalonada por um certofator, faz com que a saída também seja escalonada por umfator idêntico) para sinais de entrada independente dascaracterísticas do sinal de entrada. Por exemplo, umcomponente é livre de não-linearidade se este aplica omesmo fator de escalonamento a todos os sinais de entradaindependente da amplitude do sinal de entrada. Um efeitodos componentes não-lineares é que a largura de banda dafreqüência do sinal de entrada é ampliada. Por exemplo, umsinal de entrada que inicialmente ocupa uma largura debanda de freqüência estreita acaba ocupando uma banda maisampla de freqüências. Portanto, circuitos com não-linearidade freqüentemente aumentam a largura de banda dossinais de entrada modulados.

Como resultado da não-linearidade do misturador121, o sinal Tx em fuga 110 é quadrado e ocupa a mesmaregião em torno da banda base (isto é, 0 Hz) como o sinalRx pretendido convertido descendentemente (mais fraco) 112.Desse modo, o receptor tradicional 104 não pode filtraradequadamente o sinal Tx em fuga 110, tornando mais difícilo reconhecimento dos sinais recebidos.

O sinal Rx composto 119 também inclui um ou maissinais de interferência que podem ou não ser modulados deforma similaj: a do sinal Tx em fuga 110. Por exemplo, emvárias implementações, um sinal interferidor pode ser umtom ou um sinal modulado (por exemplo, possivelmente dealgum outro padrão ou rede de comunicação sem fio) com umafreqüência central próxima da freqüência central Rx coR. Amodulação do sinal de transmissão transfere (atravessa)para o sinal interferidor. Devido à proximidade dafreqüência de receptor coR com as freqüências deinterferência típicas (isto é, interferências), o espectrode freqüência do sinal de interferência pode sobrepor afreqüência de recepção coR. Desse modo, o sinal interferidormais forte pode subestimar o sinal Rx de recepçãopretendido 112 tornando difícil o discernimento.

Uma forma de reduzir os sinais indesejados noreceptor 104 é filtrar a saída do amplificador 120 pararemover os sinais indesejados, por exemplo, por meio de umfiltro Sharp RF, freqüentemente na prática um filtro SAWexterno 123, entre LNA 120 e o misturador 121. Contudo, ofiltro SAW externo 123 é dispendioso e é eficaz apenas naremoção de sinal Tx interferente 110, não o interferidor.Como o espectro de freqüência do sinal interferidor podeocupar o mesmo espaço de freqüência que o sinal Rxpretendido 112, tal filtragem também filtraria o sinal Rxpretendido. Outra técnica é a de filtrar o sinal Tx em fuga110 e o sinal interferidor do percurso de recepção antes daamplificação. Esta técnica não é completamente adequadaporque (a) o sinal Tx em fuga e o sinal interferidor podemestar muito próximos do sinal Rx pretendido 112 parafiltrar, e (b) duplexadores e filtros grandes edispendiosos podem ser necessários.

Desse modo, os receptores tradicionais 104tipicamente utilizam os filtros SAW externos 123 emcombinação com um misturador altamente linear para prevenirfuga e filtrar os sinais de transmissão em fuga. Contudo,filtros SAW externos são dispendiosos, e os misturadoresaltamente lineares aumentam o consumo de energia.

Resumo da Invenção

Um aspecto da invenção refere a um dispositivo decomunicação sem fio, tal como um transceptor (isto é,combinação de transmissor e receptor) , possuindo umcircuito que cancela a interferência de intermodulaçãocausada pelos sinais de transmissão (ou outros sinais) emfuga ou derivados para o receptor na banda base parafacilitar a detecção de um sinal de interesse recebido.

Algumas implementações proporcionam umequipamento para cancelar a interferência de intermodulaçãona banda base de um receptor. 0 equipamento compreendendo(a) um circuito de reconstrução configurado para receber umprimeiro sinal, (b) aproximar as características não-lineares do receptor, (c) e prover um sinal de saídareconstruído. Um adicionador de sinal recebe o sinal desaída reconstruído e subtrai este de um segundo sinal doreceptor. 0 segundo sinal pode incluir um sinal derivado deamplitude modulada, um sinal interferidor, e um sinal derecepção. Subtrair o sinal de saída reconstruído do segundosinal substancialmente remove a interferência associada como sinal de entrada e o sinal interferidor do segundo sinal.0 sinal derivado pode ser uma versão atenuada, epossivelmente filtrada, do primeiro sinal (por exemplo, umsinal de transmissão). 0 circuito de reconstrução podeincluir (a) uma tabela de consulta que aproxima ascaracterísticas não-lineares de um amplificador de potênciade transmissão, (b) um circuito que produz a magnitude aoquadrado do sinal em fuga transmitido, e (c) um filtroadaptativo que aproxima as características lineares doestágio de ganho do receptor. Uma característica permiteque o circuito de reconstrução não proporcione sinal desaída reconstruído quando o primeiro sinal estiver abaixodo nível limite de potência.

Um método é também provido para cancelar ainterferência de intermodulação do receptor. 0 métodocompreende (a) receber um sinal composto tendointerferência de intermodulação e um sinal de recepção nabanda base; (b) processar o sinal composto através de umcircuito de conversão descendente não-linear antes desubtrair o sinal de cancelamento de interferência; (c)aplicar uma conversão linear e/ou não-linear a um primeirosinal para obter um sinal de cancelamento de interferência;e (d) subtrair o sinal de cancelamento de interferência dosinal composto para obter o sinal de recepção. 0 primeirosinal pode ser uma versão não modulada de um sinal deentrada encontrado no sinal composto. 0 sinal composto podeincluir um sinal derivado de amplitude modulada, um sinalinterferidor, e um sinal de recepção. Subtrair o sinal decancelamento de interferência do sinal compostosubstancialmente remove a interferência associada com osinal derivado e/ou sinal interferidor a partir do sinalcomposto. Subtrair o sinal de cancelamento de interferênciado sinal composto substancialmente remove a interferênciade intermodulação de segunda e/ou terceira ordem do sinalcomposto. Aplicar a conversão não-linear para o primeirosinal inclui (a) aproximar as características não-linearçsde um amplificador de potência de transmissão; e (b)aproximar as características lineares do estágio de ganhodo receptor.

Outra implementação provê um sistema transceptorcompreendendo: (a) um circuito de conversão ascendente detransmissão para modular e amplificar os sinais detransmissão; (b) um circuito de conversão descendente dereceptor para demodular e amplificar os sinais recebidos; e(c) um circuito de cancelamento de intermodulaçãoconfigurado, para (1) receber um primeiro sinal detransmissão, (2) aplicar uma conversão linear adaptativa enão-linear para o primeiro sinal de transmissão para obterum sinal de cancelamento de interferência, (3) receber umsinal composto do circuito de conversão descendente doreceptor, e (4) subtrair o sinal de cancelamento deinterferência do sinal composto para obter um sinal derecepção desejado. Um comutador pode ser acoplado aocircuito de conversão ascendente de transmissor e aocircuito de conversão descendente de receptor para acoplaros sinais de transmissão a uma antena e receber o sinalrecebido da antena. O sinal de cancelamento deinterferência pode ser subtraído do sinal composto na bandabase. Aplicar uma conversão não-linear para o primeirosinal de transmissão inclui (a) aproximar ascaracterísticas lineares e/ou não-lineares do circuito deconversão ascendente de transmissor; e (b) aproximar ascaracterísticas lineares e/ou não-lineares do circuito deconversão descendente de receptor. O circuito decancelamento de intermodulação pode ser desligado quando ossinais de transmissão estiverem abaixo de um certo limitede potência.

Breve Descrição das Figuras

A Figura 1 é um diagrama em blocos ilustrando umadisposição de um transmissor-receptor típico para umdispositivo de comunicação full-duplex.

A Figura 2 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor sem fio possuindo cancelamento de interferênciaadaptativo de acordo com uma modalidade.

A Figura 3 é um diagrama em blocos ilustrando umcircuito de conversão descendente de receptor caracterizadopela interferência de intermodulação que é cancelada por umcircuito de cancelamento de interferência adaptativo deacordo com uma modalidade.

A Figura 4 ilustra um gráfico mostrando um sinalrecebido desejado na banda base assim como um produto deintermodulação de segunda ordem ("IM2") e um produto deintermodulação de terceira ordem ("IM3").

A Figura 5 ilustra uma representação matemáticado produto de intermodulação de um sinal passando atravésde um dispositivo não-linear.A Figura 6 ilustra um método geral para cancelaros componentes de interferência de intermodulação desegunda e terceira ordem na banda base de acordo com umaimplementação.

A Figura 7 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor possuindo um circuito de cancelamento deintermodulação de segunda ordem adaptativo de acordo comuma implementação.

A Figura 8 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor possuindo um circuito de cancelamento deintermodulação de terceira ordem adaptativo de acordo comuma implementação.

A Figura 9 ilustra um método para cancelar ainterferência de intermodulação de recepção na banda basede acordo com uma implementação.

Descrição Detalhada da Invenção

Na descrição a seguir, detalhes específicos sãofornecidos para prover um entendimento completo dasmodalidades. Contudo, será entendido por aqueles versadosna técnica que as modalidades podem ser praticadas semestes detalhes específicos. Por exemplo, circuitos podemser mostrados nos diagramas em blocos para não obscureceras modalidades com detalhes desnecessários. Em outroscasos, circuitos, estruturas e técnicas conhecidos podemnão ser mostrados em detalhes para não obscurecer asmodalidades.

Além disso, observa-se que as modalidades podemser descritas como um processo que é ilustrado como umfluxograma, um diagrama de fluxo, um diagrama de estrutura,ou um diagrama em blocos. Embora um fluxograma possadescrever as operações como um processo seqüencial, muitasdas operações podem ser realizadas em paralelo ousimultaneamente. Além disso, a ordem das alterações podeser rearranjada. Um processo é concluído quando suasoperações são concluídas. Um processo pode corresponder aum método, a uma função, a um procedimento, a uma sub-rotina, e a um subprograma, etc. Quando um processocorresponde a uma função, sua conclusão corresponde a umretorno da função para a função chamadora ou para a funçãoprincipal.

Além disso, um meio de armazenagem poderepresentar um ou mais dispositivos para armazenar dados,incluindo memória de leitura (ROM), memória de acessoaleatório (RAM), meios de armazenagem de disco magnético,meios de armazenagem ótico, dispositivos de memória flashe/ou outros meios legíveis por máquina para armazenarinformação. O termo "meio legível por máquina" inclui,porém não é limitado aos dispositivos de armazenagemportáteis ou fixos, dispositivos de armazenagem ótico,canais sem fio e vários outros meios capazes de armazenar,conter ou transportar instrução(ões) e/ou dados.

Além disso, as modalidades podem serimplementadas em hardware, software, firmware, middleware,microcódigo, ou uma combinação destes. Quando implementadoem software, firmware, middleware ou microcódigo, o códigode programa ou segmentos de código para realizar as tarefasnecessárias podem ser armazenados em um meio legível pormáquina, tal como um meio de armazenagem ou outroarmazenador(es). Um processador pode realizar as tarefasnecessárias. Um segmento de código pode representar umprocedimento, uma função, um subprograma, um programa, umarotina, uma sub-rotina, um módulo, um pacote de software,uma classe, ou uma combinação de instruções, estruturas dedados, ou instruções de programa. Um segmento de códigopode ser acoplado a outro segmento de código ou a umcircuito de hardware mediante passagem e/ou recepção deinformação, dados, argumentos, parâmetros, ou conteúdos dememória. Informação, argumentos, parâmetros, dados, etc.podem ser passados, direcionados, ou transmitidos atravésde um meio adequado incluindo compartilhamento de memória,passagem de mensagem, passagem de token, transmissão derede, etc.

Na descrição a seguir, certa terminologia éutilizada para descrever certas características de uma oumais modalidades da invenção. Por exemplo, o termo"dispositivo de comunicação" refere a qualquer dispositivocabeado ou sem fio que transmite e/ou recebe sinaismodulados. O termo "intermodulação" refere a todos os tiposde interferência de sinal, modulação cruzada, e sinaisinterferidores.

Um aspecto da invenção refere a um dispositivo decomunicação sem fio, tal como um transceptor (isto é,combinação de transmissor e receptor) , possuindo umcircuito que cancela interferência de intermodulaçãocausada pelos sinais de transmissão (e/ou outros sinais) emfuga ou derivado para o receptor na banda base parafacilitar a detecção do sinal de interesse recebido.

A Figura 2 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor sem fio possuindo cancelamento de interferênciaadaptativa de acordo com uma modalidade. O transceptor 200inclui um transmissor 202 e um circuito de conversãodescendente de recepção 204 acoplado a uma antena 206 pormeio de um duplexador 208. O duplexador 208 direciona ossinais recebidos da antena 206 para o circuito de conversãodescendente de receptor 204 e, na direção oposta, direcionaos sinais transmitidos do transmissor 202 para a antena206. O duplexador 208 pode ser implementado por um númerode diferentes modelos conhecidos, tal como os duplexadoresusados nos dispositivos sem fio comercialmente disponíveis.Em algumas implementações, o duplexador 208 é aplicável nossistemas CDMA que utilizam diferentes freqüências paratransmissão e recepção. Em outras implementações, umcomutador pode ser substituto para o duplexador 208 paramodalidades utilizando Acesso Múltiplo por Divisão de Tempo(TDMA) ou outra codificação que utiliza a mesma freqüência,porém diferentes partições de tempo para enviar e receberdados. Dependendo dos detalhes da aplicação, vários outroscomponentes podem ser usados no lugar do duplexador 208 oucomutador para permutar sinais de transmissão e de recepçãocom a antena 206. Alternativamente, o duplexador 208 oucomutador pode ser removido quando antenas separadas sãousadas para transmissão e recepção.

O transmissor 202 pode incluir vários componentesde circuito para codificar, modular, amplificar, e/ou deoutro modo processar os sinais para transmissão. O circuitode conversão descendente de receptor 204 pode incluircomponentes de circuito para decodificar, demodular,filtrar, amplificar, e/ou de outro modo processar os sinaisrecebidos. Tais componentes podem ser implementados porvários circuitos conhecidos, tal como este usado nosdispositivos de comunicação sem fio comercialmentedisponíveis. Um ou mais de tais componentes do circuito deconversão descendente de receptor 204 podem serdispositivos não-lineares, tal como um amplificador e/oumisturador que* serve para amplificar e filtrar os sinaisrecebidos relativamente fracos.

Um circuito de reconstrução de intermodulação 210estima ou aproxima a resposta linear e/ou não-linear dopercurso de recepção, incluindo os efeitos devido aoduplexador 208 e ao circuito de conversão descendente dereceptor 204. O circuito de reconstrução de intermodulação210 recebe o sinal Tx transmitido e aplica uma conversãonão-linear assim como uma conversão linear adaptativa aosinal Tx para prover um sinal de intermodulaçãoreconstruído SiM. 0 sinal de intermodulação reconstruído SÍMé, então, subtraído do sinal de saída composto SCOmp docircuito de conversão descendente de receptor 204 paraobter o sinal Rx de recepção pretendido (isto é, o sinal deinteresse). Este sinal Rx pretendido é, então, provido aodestino de sinal recebido 212.

Um ou mais dos componentes e funções ilustradosna Figura 2 podem ser rearranjados e/ou combinados em umúnico componente ou incorporados em vários componentes semse afastar da invenção. Elementos ou componentes adicionaistambém podem ser acrescentados sem se afastar damodalidade.

Um problema com os dispositivos detransmissão/recepção full-duplex convencionais é que oscircuitos de conversão descendente de radiofreqüência,particularmente o misturador 121 e/ou amplificador 120(Figura 1) , exibe não-linearidade de segunda e terceiraordem durante conversão descendente do sinal recebidocomposto para a banda base. Tal sinal recebido compostopode incluir o sinal recebido pretendido assim como umsinal de transmissão em fuga e um sinal interferidor.

A Figura 3 é um diagrama em blocos ilustrando umcircuito de conversão descendente de receptor 300caracterizado por interferência de intermodulação que écancelada por um circuito de cancelamento de interferênciaadaptativo de acordo com uma modalidade da presenteinvenção. 0 circuito de conversão descendente de receptor300 inclui tipicamente um dispositivo possivelmente não-linear 302 acoplado a um misturador 304 que é acoplado a umfiltro passa-baixa limitador de banda analógico LPF 307, oqual é acoplado a um conversor A/D 305 e, então, a umfiltro passa-baixa digital LPF 306. O filtro passa-baixaanalógico 307 serve como um filtro limitador de banda antesdo sinal ser amostrado pelo conversor A/D 305. LPF digital306 é mais agudo (sharper) e melhor controlado e rejeita ossinais fora da banda do sinal de Rx pretendido. O

dispositivo não-linear 302 (por exemplo, amplificador) e/oumisturador 304 pode exibir não-linearidades de segunda eterceira ordem, desse modo gerando um número de termos deintermodulação (IM) quando um sinal composto 312 de umduplexador passa através deste. Em algumas implementações,o misturador 304 e o dispositivo não-linear 302 podem sercombinados em um único dispositivo possuindo um estágio deentrada não-linear seguido por um estágio de saida linear.Um sinal composto 312 de um duplexador pode incluir umsinal Tx de transmissão em fuga forte (modulado por umafreqüência de transmissão (Ot) , um sinal interferidor (J)(possuindo uma freqüência COj próxima à freqüência derecepção cor) , e o sinal Rx de recepção desejado (possuindofreqüência de recepção cor) .

A maioria dos termos de intermodulação (IM)gerados pelo dispositivo não-linear 302 e misturador 304 éirrelevante, uma vez que estes ocupam freqüências fora dabanda passante do filtro passa-baixa LPF 306. Isto é, amaioria dos termos de intermodulação está em freqüênciasque são filtradas pelo filtro passa-baixa LFP 306. Contudo,alguns produtos IM de segunda e terceira ordem podem serrelevantes. A Figura 4 ilustra um gráfico mostrando umsinal Rx recebido desejado (isto é, sinal de interesserecebido) na banda base assim como um produto deintermodulação de segunda ordem ("IM2") e um produto deintermodulação de terceira ordem ("IM3"). A Figura 5ilustra uma representação matemática do produto deintermodulação de um sinal passando através de umdispositivo não-linear. A resposta característica dodispositivo não-linear pode ser modulada como aiu + a2v2 +a3O3, onde o termo linear pode ser definido como: A[sx cosCOtt = sy sin cott] + Jcos cüyt, onde A é a atenuação doduplexador, sx e sy são componentes de banda base do sinalTx s (t) (onde s(t) = Sx + jsy), Ot é a freqüência detransmissão, e J é a amplitude do sinal de interferidor. Ostermos de segunda e terceira ordem também são mostrados. Ostermos não-lineares relevantes 502 (IM2 na Figura 4) e 504(IM3 na Figura 4) são aqueles cujos espectros estãosituados próximos à banda base do sinal Rx de recepção(Figura 4). Os termos restantes são convertidos pelomisturador 304 para freqüências que são atenuadas pelofiltro LPF 306 e, portanto, podem ser ignorados. Devido anão-linearidade de segunda ordem, o termo de segunda ordemde sinal Tx modulado interferente |s(t)|2 é localizado emou próximo de DC (isto é, banda base) e em fuga através domisturador 304 (IM2 na Figura 4). Além disso, devido à não-linearidade de terceira ordem, o produto de intermodulaçãodo sinal Tx Is (t) |2 com o sinal interferidor (IM3 na Figura4) é convertido descendentemente próximo a DC (isto é,banda base) e interfere com o sinal Rx pretendido.

Nas arquiteturas do receptor de front-end RFtradicionais, a interferência de segunda e terceira ordem éfreqüentemente reduzida ao colocar um sharp, e entãofreqüentemente um filtro passa-faixa externo e. dispendiosoimediatamente após o amplificador de baixo ruído (porexemplo, LNA 120 na Figura 1) . Desse modo, o sinal Txinterferente no percurso do receptor é eliminadoprematuramente na cadeia de conversão descendente, de modoque não existem produtos IM a jusante. Contudo, o filtropassa-faixa do receptor (normalmente um filtro SAW devido àresposta de freqüência aguda exigida) é em si dispendioso etambém acrescenta área de placa e pinos para receptoresintegrados.

Outros métodos existentes para cancelar o sinalinterferente forte de um transmissor incluem cancelamentoadaptativo na freqüência RF antes de um circuito deconversão descendente. Este conjunto de circuitos éconstruído com componentes analógicos, e, portanto,provavelmente é impreciso, consome potência, e injeta ruídoextra na cadeia de conversão descendente do receptor, dessemodo aumentando o ruído total do receptor.

Uma solução alternativa é a de se construir umacadeia de conversão descendente perfeitamente linear, em umesforço para eliminar a distorção não-linear que causaproblemas de intermodulação. Entretanto, o custorelativamente alto de tal cadeia de conversão descendentede RF altamente linear é tipicamente inaceitável. Melhorara linearidade do conjunto de circuitos de RF aumenta a áreaocupada em um chip assim como o consumo de potência.

Um aspecto da invenção trata dos empecilhos dasabordagens de çancelamento de intermodulação convencionaismediante a provisão de um circuito de reconstrução deintermodulação (após a cadeia de conversão descendente doreceptor) que recria os componentes de intermodulação desegunda e terceira ordem (por exemplo, IM2 e IM3) e ossubtrai do sinal recebido composto. O equipamento cancela ainterferência causada por um sinal Tx em fuga na bandabase, após a distorção não-linear de segunda e terceiraordem de um misturador de recepção ter sido aplicada. Estasolução não precisa de um filtro passa-faixa após oamplificador de baixo ruído do receptor, nem precisa decancelamento do sinal Tx em fuga nas altas freqüências RF.A Figura 6 ilustra um método geral para cancelarcomponentes de interferência de intermodulação de segunda eterceira ordem na banda base de acordo com umaimplementação. Geralmente, o sinal de interferência deintermodulação transmitido (ambos, IM de segunda e terceiraordem) é aproximadamente reconstruído, incluindo a respostalinear e/ou não-linear do percurso em fuga do transmissorpara o receptor, e subtraído do sinal recebido composto. 0sinal de transmissão é gerado e direcionado através de umsegundo percurso, distinto do percurso principal para aantena 602. O sinal de transmissão então passa através deum circuito de reconstrução linear e/ou não-linear queaproxima a fuga através do percurso de receptor 104,incluindo o duplexador e componentes não-lineares. O sinalde interferência de intermodulação resultante é entãosubtraído do sinal Rx recebido composto para obter o sinalde recepção pretendido 606.

A Figura 7 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor 700 tendo um circuito de cancelamento deintermodulação de segunda ordem adaptativa de acordo comuma implementação. O transceptor 700 inclui um transmissor702 e um circuito de conversão descendente de recepção 704,acoplado a um duplexador 706 para transmitir e recebersinais através da antena 708. O transmissor 702 inclui umafonte de sinal Tx 726 acoplada a uma cadeia de conversãoascendente tendo um misturador 728 que modula o sinal Tx S0com uma freqüência de portadora de transmissão ωτ antes deum amplificador de potência 730 amplificar o sinal paratransmissão através do duplexador 706 e antena 708. Ocircuito de conversão descendente de recepção 704 inclui umamplificador de baixo ruído 7 32 que recebe um sinalrecebido composto do duplexador 706, um misturador 734 quedemodula o sinal Rx com uma freqüência de portadora derecepção cdr, um filtro passa-baixa analógico 735 remove olimitador de banda do sinal e, um conversor A/D 736processa o sinal, e um filtro passa-baixa digital 738filtra o sinal restante fora da banda do sinal Rxpretendido. Note que várias implementações podem empregarapenas o filtro passa-baixa analógico 735, o filtro passa-baixa digital 738, ou ambos os filtros.

Um circuito de reconstrução de intermodulação desegunda ordem 710 recebe o sinal de transmissão S0 dotransmissor 702 e aproxima ou duplica a resposta linear enão-linear do percurso em fuga do transmissor 702 atravésdo circuito de conversão descendente de receptor 704. 0circuito de reconstrução 710 provê um sinal deintermodulação de segunda ordem aproximado SiM2 que . ésubtraído 712 de ura sinal recebido composto Scomp doreceptor 704 para obter o sinal de recepção pretendido r(t)acrescido de ruído branco inevitável.

Como a forma de onda Tx de banda base s0 éconhecida, uma vez que esta origina na fonte de sinal detransmissão de banda base 726, esta é passada através deuma tabela de consulta do amplificador de potência 714 queimita o efeito não-linear do amplificador de potência dotransmissor 730, o duplexador 706, e o amplificador debaixo ruído 732 e outras não-linearidades conhecidas, asquais o sinal Tx s0 é submetido antes de alcançar omisturador 734. A forma de onda resultante da tabela deconsulta 714 é quadrada 716 (para imitar o efeito domisturador 734), e passada através de um filtro passa-baixa718 que imita o efeito composto do filtro passa—baixaanalógico 735 e filtro passa-baixa digital 738. O sinal dofiltro passa-baixa 718 passa então através de um filtroadaptativo linear 720, e o resultado é multiplicado por umganho escalar 722. Este circuito 714, 716, 720, e 722 tentacombinar adaptativamente o ganho linear e não-linear dainterferência IM2 causada pelo amplificador de potência730, duplexador 706, amplificador de baixo ruido 732, emisturador 734 antes de alcançar o conversoranalógico/digital 736 em um certo nivel de potência.

Em algumas implementações, este estágio de ganho716 e 718 pode ser evitado ao incorporar o ganho noscoeficientes (derivações) do filtro adaptativo linear 720.Contudo, o estágio de ganho 722 pode ajudar a limitar afaixa de variação (faixa dinâmica) das derivações do filtroadaptativo 720 para valores razoáveis, efetivamentenormalizando as derivações. Supondo que o ponto deinterceptação de segunda ordem do misturador 734 éconhecido, então a potência do produto de interferência IM2é dada por:

Pim2 [dBm] = 2 (PTx [dBm] - DuplexerAttenuation [dB] ) - IIP2 [dBm]

(Equação 1)

onde a potência do sinal de transmissão So (Ptx) éconhecida, a atenuação α (τ) do receptor do duplexador 706 édesconhecida, porém dentro de certa faixa provida pelofabricante, e o ponto de interceptação de sequnda ordemIIP2 do misturador 734 é também conhecido com uma exatidãorazoavelmente boa pelos projetistas de chip. A Equação 1 éusada pelo circuito de reconstrução 710 para predizer onivel de potência com o qual o produto IM2 alcança oconversor A/D 736 e, portanto, o ganho 722 pode serconformemente estabelecido de modo que o filtro adaptativo720 seja normalizado.

A adaptação do filtro adaptativo linear 720 podeser guiada por um sinal de erro de retorno e(t), o qual éobtido mediante subtração 712 da interferência IM2reconstruída Sim2 do sinal composto Scomp proveniente doreceptor 704, desse modo, deixando o sinal de erro e(t)conter apenas o sinal de recepção pretendido r(t).

Um algoritmo adaptativo implementado pelo filtroadaptativo 720, o qual pode ser Médio Quadrático Minimo(LMS), ou LMS Normalizada (NLMS), ou Médio QuadráticoMinimo Recursivo (RLS) ou qualquer outro algoritmoadaptativo, orienta a adaptação das derivações do filtro720, de tal modo que esta resulta na minimização do erroquadrático-médio. Por exemplo, com um algoritmo adaptativoLMS, a equação de atualização para o vetor w das derivaçõesde filtro no índice de tempo t (com base no seu valor noíndice de tempo t-1) é:

wt = wt-i + μ . ut . e(t) (Equação 2)

onde e(t) é o sinal de erro, μ é uma constante, e ut é umvetor com os conteúdos da linha de retardo derivada dofiltro adaptativo no índice de tempo t. O propósito doretardo 740 no percurso de recepção é o de centrar oscoeficientes mais significativos (derivações) do filtroadaptativo 720 em direção ao seu centro, supondo que ascaracterísticas do duplexador 706 sejam aproximadamenteplanas ou lineares através da banda do receptor.

Um segundo filtro 742 pode ser usado para removerruído branco do sinal de erro e(t) para obter o sinal derecepção r(t) . Desse modo, o circuito de reconstrução desegunda ordem 710 é capaz de cancelar a interferência IM desegunda ordem do sinal de recepção composto Scomp e prover osinal de recepção pretendido r(t).

A Figura 8 é um diagrama em blocos ilustrando umtransceptor 800 tendo um circuito de cancelamento deintermodulação de terceira ordem adaptativo de acordo comuma implementação. 0 transceptor 800 inclui um transmissor802 e um circuito de conversão descendente de receptor 804,acoplado a um duplexador 806 para transmitir e receber ossinais através da antena 808. 0 transmissor 802 inclui umafonte de sinal Tx 826 acoplada a uma cadeia de conversãoascendente tendo um misturador 828 que modula o sinal Tx S0com uma freqüência de portadora de transmissão ωτ antes deum amplificador de potência 830 amplificar o sinal paratransmissão através do duplexador 806 e da antena 808. Ocircuito de conversão descendente de receptor 804 inclui umamplificador de baixo ruido 832 que recebe um sinalrecebido composto do duplexador 806, um misturador 834 quedemodula o sinal Rx da freqüência de portadora de receptorcoR para banda base, um filtro passa-baixa analógico 835remove o serrilhado do sinal, um conversor A/D 836 quedigitaliza o sinal, e um filtro passa-baixa digital 838 quefiltra o sinal restante fora da banda do sinal Rxpretendido.

Um circuito de reconstrução de intermodulação deterceira ordem 810 opera similar ao circuito deintermodulação de segunda ordem na Figura 7 com adição deum detector de interferidor 837 e um misturador 817 nopercurso de reconstrução IM3. O circuito de reconstrução deintermodulação de terceira ordem 810 recebe o sinal detransmissão S0 do transmissor 802 e aproxima ou replica aresposta não-linear do percurso em fuga do transmissor 802através do circuito de conversão descendente de receptor804. O circuito de reconstrução de intermodulação deterceira ordem 810 provê um sinal de intermodulação deterceira ordem aproximado Sm3 que é subtraído 812 de umsinal composto Scomp do circuito de conversão descendente dereceptor 804 para obter o sinal de recepção pretendido r(t)acrescido de ruído branco inevitável.

Como a forma de onda Tx de banda base S0 éconhecida, uma vez que esta origina na fonte de sinal detransmissão de banda base 826, esta é passada através databela de consulta do amplificador de potência 804 queimita o efeito do amplificador de potência do transmissor830, duplexador 806, e o amplificador de baixo ruido 832 eoutras não-linearidades conhecidas, as quais o sinal Tx Soé submetido antes de alcançar o misturador 834. A forma deonda resultante da tabela de consulta 814 é quadrada 816(imitando o efeito do misturador 834), e passada através deum misturador 817, o qual modula o sinal com base nointerferidor ou interferidores próximos a DC (banda base).

O interferidor(es) próximo(s) ao DC (banda base) é/sãoobtido(s) de um detector de interferidor 837 acoplado aocircuito de conversão descendente de receptor 804. Emalgumas modalidades, o detector de interferidor 837 podeser- um filtro passa-faixa, ou até mesmo um filtro passa-baixa, ou qualquer outro mecanismo de detecção deinterferidor. O sinal passa então através do filtro passa-baixa 818 que imita o comportamento composto do filtropassa-baixa analógico 835 e filtro passa-baixa digital 838.

Um filtro adaptativo linear 830 pega o sinal resultante,processa o mesmo de acordo com um algoritmo adaptativo, epassa o sinal resultante para um ganho escalar 822. Estecircuito 814, 816, 817, 820 e 822 tenta combinar o ganho dainterferência IM3 causado pelo duplexador 806, amplificador832 e misturador 834 antes de alcançar o conversoranalógico/digital 836 em um certo nivel de potência. Ofiltro adaptativo 820 pode implementar um algoritmoadaptativo similar a do filtro 720 na Figura 7.

O espectro reconstruído após o filtro 818 émostrado. Se o cancelamento for perfeito, ele combinará como conteúdo IM3 no percurso Rx após o conversor A/D. Osinterferidores detectados são necessários para multiplicar(isto é, deslocar em freqüência) o sinal Tx quadrado, antesdeste seguir para o filtro adaptativo 820, de modo que oproduto IM3 é reconstruído. O produto IM3 reconstruído Sm3é então subtraído 812 do sinal composto recebido sCOmpproveniente do circuito de conversão descendente dereceptor 804 para obter o sinal e(t), o qual é composto dosinal recebido pretendido r(t) acrescido do ruído brancon(t).

Os esquemas de cancelamento de intermodulação nabanda base apresentados nas Figuras 7 e 8 podem ter váriasvantagens em relação às soluções existentes. Em primeirolugar, eles podem ser integrados em um receptor uma vez quenenhum componente externo (tal como os filtros SAW) éutilizado. Em segundo lugar, essa solução pode economizar aárea em um receptor e utilizar menos potência, uma vez quetodas as operações são feitas na banda base onde o conjuntode circuitos é muito menor e mais eficiente. Em terceirolugar, os esquemas de cancelamento não acrescentam ruído àcadeia de conversão descendente de RF analógico, porquetudo é feito digitalmente na banda base com exatidãoarbitrariamente elevada (por exemplo, as larguras-bit dofiltro adaptativo e outros blocos de banda base podem sertão longas conforme desejado para obter exatidão). Osesquemas de cancelamento de intermodulação sãoparticularmente adequados para implementações integradasmodernas de conjunto de circuitos de transmissor e receptorno mesmo chip, onde o receptor tem conhecimento deparâmetros importantes, como a potência de transmissão, aqual é provida em um sistema CDMA através do controle depotência.

Com referência a ambas as Figuras 7 e 8, astabelas de consulta de amplificador de potência 714/814podem incluir não-linearidades conhecidas que são aplicadasao sinal Tx forte em fuga antes de quadração (isto é, antesde encontrar o misturador 734/834) . As tabelas de consulta714 e 814 proporcionam coeficientes de conversão, emdiferentes níveis de potência, que imitam a resposta não-linear esperada do amplificador de potência 730/830,duplexador 706, 806, amplificador de baixo ruído 732/832, eoutros componentes ao longo do percurso de receptor antesdo conversor A/D 736/836. Embora as tabelas de consulta 714e 814 sejam um componente opcional dos algoritmosadaptativos, utilizá-las podem melhorar significativamenteo desempenho de cancelamento porque a distorção não-linearque eles imitam não é capturada e/ou replicada pelosfiltros adaptativos lineares 720/820.

Outra consideração é o modelo dos filtros passa-baixa 718, 738, e 742 (Figura 7) e 818, 838 e 842 (Figura8). Especificamente, a largura de banda dos filtros 718,735/738 (Figura 7) e 818, 835/838 (Figura 8), deve sermaior do que a do segundo filtro 742 (Figura 7) e 842(Figura 8), de modo que exista mais interferência (IM 2 ouIM3) após os filtros 718, 735/738 (Figura 7) e 815, 835/838(Figura 8) a ser correlacionada com o sinal recebidocomposto após o conversor A/D 736/836 no percurso derecepção. Contudo, se a largura de banda do filtro 718,735/738 (Figura 7) e 818, 835/838 (Figura 8), for feitamuito ampla, muito mais ruído é permitido na comparação, eo desempenho é degradado. Assim, na presença do segundofiltro 742/842 (que é fixado para a largura de faixa desinal Rx pretendida), existe um valor ótimo para a largurade banda dos filtros 718, 735/738 (Figura 7) e 818, 835/838(Figura 8).

Os esquemas de cancelamento adaptativosdiscutidos aqui também funcionam bem na ausência do segundofiltro 742/842, pelo que a filtragem passa-baixa érealizada pelo filtro 735/738 e 835/838, o qual tem sualargura de banda fixada para a largura de banda do sinal Rxpretendido r(t).

Outra característica provê convergência maisrápida do filtro adaptativo 720/820. Freqüentemente évantajoso começar com os coeficientes de filtro(derivações) tendo valores [0 ... 0 1 0 ... 0], isto é, còmapenas a derivação D0 sendo a unidade, onde D é o retardo740/840 nas Figuras 7 e 8. Isso pressupõe que a estimativade potência da Equação (1) esteja correta, e que a respostacaracterística do duplexador é relativamente simples emrelação às freqüências ocupadas pelo Tx. Tipicamente, essasduas suposições estão próximas de serem verdadeiras naprática, e pequenas adaptações das derivações de filtroadaptativo 720/820 podem ser realizadas com base na regrade adaptação escolhida (por exemplo, Equação (2): wt = wt_i +μ . ut. e(t)) para o algoritmo de filtro. Estainicialização das derivações de filtro adaptativo 720/820 édiferente do método freqüentemente utilizado deinicialização de todas as derivações dos filtrosadaptativos para zero, e permitindo que as adaptações osorientem para seus valores corretos. Em uma modalidade,esta inicialização simples é usada porque ela resulta emconvergência mais rápida. É importante escolher uma pequenaconstante de adaptação μ para o algoritmo de adaptação daEquação (2), por duas razões. Em primeiro lugar, após psfiltros adaptativos 720/820 convergirem, um μ menor garanteerro residual menor. Em segundo lugar, um μ menor permiteque as derivações de filtro adaptativo se tornem muitopequenas (isto é, efetivamente permitindo que o filtroadaptativo se desligue) no caso onde a potência Tx é muitobaixa (isto é, baixa o suficiente para produzir umaquantidade insignificante de IM2). Neste caso, a tarefa dofiltro adaptativo 720/820 se torna cada vez mais difícil,isto é, descobrir um produto TM2 muito baixo encoberto sobo sinal Rx pretendido e ruído. Se a constante μ não formuito pequena, a adaptação vaguearia sem objetivo,produzindo um IM2 reconstruído errado e obstruindo oreceptor mais do que se ele nada fizesse. Assim, parapotência IM2 baixa, μ é pequeno, porque então (isto é, emsituações de IM2 muito baixa) o filtro adaptativo 720/820se desliga. O resultado é que nada é subtraído do sinalrecebido composto SCOmp no comparador 712/812.Alternativamente, essa tarefa de desligar o filtroadaptativo para potências de IM2 muito baixas pode serfeita pelo receptor 704 quando este detecta que a potênciade transmissão está baixa, desse modo economizando esforço(isto é, energia) de funcionar os circuitos de reconstrução710/810 quando eles não são úteis.

Em uma implementação da invenção, o circuito decancelamento de IM2 de segunda ordem da Figura Ieocircuito de cancelamento IM3 de terceira ordem da Figura 8podem ser combinados em um único circuito, desse modo,economizando custos de implementação e espaço. Um ou maisdos componentes e funções ilustrados nas Figuras 7 e 8podem ser rearranjados e/ou combinados em um únicocomponente ou incorporados em vários componentes sem seafastar da implementação. Elementos ou componentesadicionais também podem ser adicionados sem se afastar daimplementação.

Em várias implementações, uma ou mais funções doscircuitos de reconstrução e cancelamento ilustrados nasFiguras 2, 7 e 8 podem ser implementadas por uma unidade deprocessamento configurada para realizar uma ou mais funçõesdos circuitos de reconstrução de intermodulação de segundae/ou terceira ordem 710 e 810.

A Figura 9 ilustra um método para cancelaradaptativamente a interferência de intermodulação dereceptor na banda base de acordo com uma implementação.

Este método pode ser implementado, por exemplo, por umcircuito e/ou processador em várias implementações. Umsinal composto, tendo interferência de intermodulação e umsinal de recepção, na banda base é obtido em 902. Umaconversão linear e/ou não-linear é realizada em um primeirosinal para obter um sinal de cancelamento de interferência904. O sinal de cancelamento de interferência é subtraídodo sinal composto para obter o sinal de recepção 908. 0sinal composto pode ser processado através de um circuitode conversão descendente linear e/ou não-linear 906 antesde subtrair o sinal de cancelamento de interferência. Aconversão não-linear pode aproximar as características não-lineares de um amplificador de potência de transmissor e ascaracterísticas não lineares do estágio de ganho doreceptor. Similarmente, a conversão linear aproxima ascaracterísticas lineares ao longo do transmissor e dospercursos em fuga.

Deve ser observado que as modalidades anterioressão apenas exemplos e não devem ser consideradas comolimitando a invenção. A descrição das modalidades pretendeser ilustrativa, e não limitadora do escopo dasreivindicações. Como tal, os presentes ensinamentos podemser aplicados prontamente a outros tipos de equipamentos emuitas alternativas, modificações, e variações serãoevidentes para aqueles versados na técnica.

Claims (36)

1. Equipamento para cancelar interferência deintermodulação na banda base de um receptor, compreendendo:- um circuito de reconstrução configurado parareceber um primeiro sinal, aproximar as característicaslineares e não-lineares de um percurso em fuga a partir deum transmissor para o receptor, e prover um sinal de saídareconstruído; e- um somador de sinal configurado para receber osinal de saída reconstruído e subtrair o mesmo de umsegundo sinal a partir do receptor.

2. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que o segundo sinal inclui um sinal de derivação deamplitude modulada e um sinal de recepção, e subtrair osinal de saída reconstruído do segundo sinalsubstancialmente remove a interferência associada com osinal de derivação a partir do segundo sinal.

3. Equipamento, de acordo com a reivindicação 2,em que o sinal de derivação é uma versão atenuada doprimeiro sinal.

4. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que o segundo sinal inclui um sinal de recepção e umsinal interferidor, e a subtração do sinal de saídareconstruído a partir do segundo sinal substancialmenteremove a interferência associada com o sinal interferidor apartir do segundo sinal.

5. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em .que o segundo sinal inclui um sinal de derivaçãomodulado, um sinal interferidor, e um sinal de recepção.

6. Equipamento, de acordo com a reivindicação 5,em que subtrair o sinal de saída reconstruído a partir dosegundo sinal substancialmente remove a interferênciaassociada com o sinal de derivação e o sinal interferidor apartir do segundo sinal.

7. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que subtrair o sinal de saida reconstruído a partir dosegundo sinal substancialmente remove a interferência deintermodulação de segunda ordem a partir do segundo sinal.

8. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que subtrair o sinal de saída reconstruído a partir dosegundo sinal substancialmente remove a interferência deintermodulação de terceira ordem a partir do segundo sinal.

9. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que o primeiro sinal tem uma freqüência diferente dafreqüência do segundo sinal.

10. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que o circuito de reconstrução inclui um filtroadaptativo que é adaptado com base na saída a partir dosomador de sinal.

11. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que o circuito de reconstrução inclui:uma tabela de consulta que aproxima ascaracterísticas não-lineares de um amplificador de potênciade transmissor; eum filtro adaptativo que aproxima ascaracterísticas lineares de um duplexador e de um receptor.

12. Equipamento, de acordo com a reivindicação 11, em que o circuito de reconstrução inclui ainda umfiltro passa-baixa que aproxima a resposta de um ou maisfiltros passa-baixa no receptor.

13. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,compreendendo ainda:um detector de interferidor acoplado aoreceptor para detectar um sinal interferidor no receptor efornecer o mesmo ao circuito de reconstrução,em que o circuito de reconstrução é configuradopara adicionar o sinal interferidor ao sinal de saidareconstruído.

14. Equipamento, de acordo com a reivindicação 1,em que se o primeiro sinal estiver abaixo de um nível depotência limite, o circuito de reconstrução é configuradopara não prover sinal de saída reconstruído.

15. Equipamento para cancelar interferência deintermodulação de receptor, compreendendo:dispositivos para receber um sinal compostotendo interferência de intermodulação e um sinal derecepção na banda base;- dispositivos para realizar uma conversão lineare não-linear em um primeiro sinal para obter um sinal decancelamento de interferência; e- dispositivos para subtrair o sinal decancelamento de interferência a partir do sinal compostopara obter o sinal de recepção.

16. Método para cancelar interferência deintermodulação de receptor, compreendendo:- receber um sinal composto tendo interferênciade intermodulação e um sinal de recepção na banda base;- realizar uma conversão linear e não-linear emum primeiro sinal para' obter um sinal de cancelamento deinterferência; e- subtrair o sinal de cancelamento deinterferência a partir do sinal composto para obter o sinalde recepção.

17. Método, de acordo com a reivindicação 16,compreendendo ainda:- processar o sinal composto através de umcircuito de conversão descendente linear e não-linear antesde subtrair o sinal de cancelamento de interferência.

18. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque o primeiro sinal é uma versão não modulada de um sinalde derivação encontrado no sinal composto.

19. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque o sinal composto inclui um sinal de derivação deamplitude modulada, um sinal interferidor, e um sinal derecepção e a subtração do sinal de cancelamento deinterferência a partir do sinal composto substancialmenteremove a interferência associada com o sinal de derivação esinal interferidor a partir do sinal composto.

20. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque o sinal composto inclui um sinal de recepção e um sinalinterferidor e a subtração do sinal de cancelamento deinterferência a partir do sinal composto substancialmenteremove a interferência associada com o sinal interferidor apartir do sinal composto.

21. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque subtrair o sinal de cancelamento de interferência apartir do sinal composto substancialmente remove ainterferência de intermodulação de segunda ordem a partirdo sinal composto.

22. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque subtrair o sinal de cancelamento de interferência apartir do sinal composto substancialmente remove ainterferência de intermodulação de terceira ordem a partirdo sinal composto.

23. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque o primeiro sinal tem uma freqüência diferente desta dosinal composto.

24. Método, de acordo com a reivindicação 16, emque aplicar a conversão não-linear ao primeiro sinalinclui:- aproximar as características não-lineares de umamplificador de potência de transmissor;aproximar as características não-lineares deuma cadeia de receptor; eaproximar adaptativamente as característicaslineares da cadeia de receptor.

25. Transceptor compreendendo:- um circuito de cancelamento de intermodulaçãoconfigurado para:- receber um primeiro sinal de transmissão,- aplicar uma conversão linear e não-linearao primeiro sinal de transmissão para obter um sinal decancelamento de interferência,- receber um sinal composto a partir de umcircuito de conversão descendente de receptor, esubtrair o sinal de cancelamento deinterferência a partir do sinal composto para obter umsinal de recepção desejado.

26. Transceptor, de acordo com a reivindicação 25, compreendendo ainda:um circuito de conversão ascendente detransmissor para modular e amplificar os sinais detransmissão; e- o circuito de conversão descendente de receptorpara demodular e amplificar os sinais recebidos.

27. Transceptor, de acordo com a reivindicação 26, compreendendo ainda:- um comutador acoplado ao circuito de conversãoascendente de transmissor e ao circuito de conversãodescendente de receptor para acoplar os sinais detransmissão para uma antena e receber o sinal recebido apartir da antena.

28. Transceptor, de acordo com a reivindicação 25, em que o sinal de cancelamento de interferência ésubtraído do sinal composto na banda base.

29. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que o sinal composto inclui um sinal de derivação apartir do circuito de conversão ascendente de transmissor.

30. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que o sinal composto inclui um sinal de derivação deamplitude modulada, um sinal interferidor, e um sinal derecepção.

31. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que o sinal de cancelamento de interferência removea interferência de segunda ordem a partir do sinalcomposto.

32. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que o sinal de cancelamento de interferência removea interferência de terceira ordem a partir do sinalcomposto.

33. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que aplicar a conversão linear ao primeiro sinal detransmissão inclui:- aproximar as características lineares e não-lineares do circuito de conversão ascendente detransmissor; e- aproximar as características lineares e não-lineares do circuito de conversão descendente de receptor.

34. Transceptor, de acordo com a reivindicação-25, em que o circuito de cancelamento de intermodulação édesligado quando os sinais de transmissão estão abaixo deum certo nível de potência.

35. Meio legível por máquina contendo instruçõespara reconstruir e cancelar sinais de interferência deintermodulação na banda base, quando executadas por umprocessador, faz com que o processador realize operaçõescompreendendo:- apli car uma conversão linear e não-linear a umprimeiro sinal para obter um sinal de cancelamento deinterferência; esubtrair o sinal de cancelamento deinterferência a partir de um sinal composto para obter umsinal de recepção desejado.

36. Meio legível por máquina, de acordo com areivindicação 35, em que a conversão não-linear:- aproxima as características lineares e não-lineares de um circuito de conversão ascendente detransmissor, eaproxima as características lineares e nãolineares de um circuito de conversão descendente dereceptor.