RU2417529C2 - Устройство подавления взаимной модуляции и паразитных преднамеренных помех в передающем устройстве основной полосы частот - Google Patents

Устройство подавления взаимной модуляции и паразитных преднамеренных помех в передающем устройстве основной полосы частот Download PDF

Info

Publication number
RU2417529C2
RU2417529C2 RU2008135668/09A RU2008135668A RU2417529C2 RU 2417529 C2 RU2417529 C2 RU 2417529C2 RU 2008135668/09 A RU2008135668/09 A RU 2008135668/09A RU 2008135668 A RU2008135668 A RU 2008135668A RU 2417529 C2 RU2417529 C2 RU 2417529C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
interference
linear
transmitted
composite
Prior art date
Application number
RU2008135668/09A
Other languages
English (en)
Other versions
RU2008135668A (ru
Inventor
Гурканвал С. САХОТА (US)
Гурканвал С. САХОТА
Кристос КОМНИНАКИС (US)
Кристос КОМНИНАКИС
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU2008135668A publication Critical patent/RU2008135668A/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2417529C2 publication Critical patent/RU2417529C2/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H04B1/50—Circuits using different frequencies for the two directions of communication
    • H04B1/52—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
    • H04B1/525—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa with means for reducing leakage of transmitter signal into the receiver
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

Группа изобретений относится к системе связи, в частности к устройствам и способам подавления помех взаимной модуляции в приемном устройстве. Достигаемый технический результат - повышение эффективности подавления помех взаимной модуляции в приемном устройстве. Устройство подавления помех взаимной модуляции содержит схему восстановления, выполненную с возможностью принимать передаваемый сигнал, аппроксимировать линейные и нелинейные характеристики канала утечки от передающего устройства к приемному устройству, определять нормализацию на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании в канале утечки и предоставлять восстановленный выходной сигнал; и сумматор сигналов, выполненный с возможностью вычитания восстановленного выходного сигнала из сигнала из приемного устройства. 5 н. и 27 з.п. ф-лы, 9 ил.

Description

Уровень техники
Область техники, к которой относится изобретение
Настоящее изобретение в общем относится к устройству, системе и способу подавления помех в приемном устройстве. Более конкретно, один признак изобретения может удалять помехи взаимной модуляции, вызываемые передаваемыми сигналами или другими сигналами, которые просачиваются в приемное устройство, в основной полосе частот.
Уровень техники
Многие системы связи поддерживают полнодуплексную передачу, когда информация (к примеру, речь, цифровые данные, видео и т.д.) может отправляться в обоих направлениях линии связи одновременно. Это позволяет, к примеру, двум участникам на различных сторонах линии связи разговаривать одновременно. Традиционные устройства полнодуплексной связи передают на одной частоте и принимают на другой частоте. Во многих устройствах связи (к примеру, беспроводных телефонах, сотовых телефонах, телефонах, базовых станциях и т.д.) передающее устройство и приемное устройство совместно используют одну антенну (посредством дуплексора или коммутатора), и передаваемый сигнал сильнее принимаемого сигнала. Т.е. поскольку передаваемый сигнал зачастую должен проходить существенные расстояния, чтобы достичь своего пункта назначения (к примеру, приемного устройства, базовой станции, ретрансляционной станции и т.д.), он, вероятно, имеет существенное ослабление на время, когда он достигает приемного устройства. Передаваемый сигнал также должен иметь достаточную мощность, чтобы быть различимым поверх шума и помех, воспринимаемых в пункте назначения.
В полнодуплексных системах связи, имеющих приемо-передающее устройство (т.е. комбинацию передающего устройства и приемного устройства), передаваемый сигнал усиливается посредством одного или более усилителей мощности (PA) перед передачей. Этот усиленный передаваемый сигнал зачастую просачивается в путь приемного устройства вследствие конечного затухания схемы дуплексора, тем самым создавая помехи принимаемому сигналу. Дополнительно, путь приемного устройства зачастую включает в себя помехи (называемые "сигналами преднамеренных помех"), которые могут быть значительно сильнее по амплитуде, чем желательный или требуемый принимаемый сигнал Rx.
В идеальной полностью линейной цепочке радиочастотного (RF) преобразования с понижением частоты пересечение передаваемого сигнала не должно представлять проблемы, поскольку передаваемые и принимаемые сигналы занимают различные полосы частот, отделенные тем, что называется дуплексной частотой (к примеру, 45 МГц для множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA) в сотовой полосе). Поскольку более сильный передаваемый сигнал отстоит на 45 МГц от принимаемого сигнала, совершенно линейная цепочка преобразования с понижением частоты должна поддерживать это разделение на всем протяжении до нулевой частоты (основной полосы частот), где мешающий передаваемый сигнал может быть отфильтрован.
Фиг.1 - это блок-схема, иллюстрирующая типичную компоновку передающего устройства 102/приемного устройства 104 для устройства полнодуплексной связи, такое как устройство связи CDMA. Дуплексор 106 соединяет передающее устройство 102 и приемное устройство 104, чтобы дать возможность передачи сигналов посредством антенны 108. Передающее устройство 102 в типичном варианте включает в себя источник 114 сигнала, который формирует основополосный сигнал (TXBB), который преобразуется с повышением частоты посредством микшера 115 до частоты несущей передачи ωT 116. Сигнал из микшера 115 затем усиливается посредством усилителя мощности 118 и передается посредством дуплексора 106 и антенны 108. Приемное устройство 104 в типичном варианте включает в себя малошумящий усилитель (LNA) 120, который принимает композитный принимаемый (Rx) сигнал 119 от дуплексора 106. Микшер 121 приемного устройства демодулирует сигнал из частоты несущей передачи ωR 122 в основную полосу частот и затем передает его в фильтр 124 нижних частот, аналого-цифровой (A/D) преобразователь 126, цифровой 127 фильтр нижних частот и в приемное устройство 128. Композитный Rx-сигнал 119 может включать в себя просочившийся Tx-сигнал 110, сигнал преднамеренных помех и целевой Rx-сигнал 112.
Tx-сигнал 111, который в типичном варианте гораздо сильнее целевого Rx-сигнала 112, зачастую просачивается через дуплексор 106 в малошумящий усилитель (LNA) 120 приемного устройства. В типичной ситуации для множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA), например, максимальная мощность Tx-сигнала 111 составляет примерно +28 dBm, переходное затухание между передающим и приемным устройством в дуплексоре 106 составляет примерно 60 дБ. Это означает, что мешающая мощность просочившегося Tx-сигнала 110 в усилителе 120 приемного устройства составляет примерно -32 dBm, что гораздо больше, чем для целевого Rx-сигнала 112, которая может быть низкой до -100 dBm и менее. Если микшер 121 приемного устройства является идеально линейным, отделение частот просочившегося Tx-сигнала 110 и целевого Rx-сигнала 112 должно сохраняться (к примеру, 45 МГц отделения), и фильтр нижних частот (LPF) 124 должен исключить просочившийся Tx-сигнал 110.
Схема или компонент является "линейным", когда он применяет линейную передаточную функцию (т.е. функции, которая в том случае, если вход масштабирован посредством определенного коэффициента, инструктирует выходу также быть масштабированным на идентичный коэффициент) к входным сигналам независимо от характеристик входных сигналов. Например, компонент свободен от нелинейности, если он применяет одинаковый коэффициент масштабирования ко всем входным сигналам независимо от амплитуды входного сигнала. Одно следствие нелинейных компонентов состоит в том, что полоса пропускания частот входного сигнала расширяется. Например, входной сигнал, который изначально занимает узкую полосу пропускания частот, достигает занятия более широкого диапазона частот. Следовательно, схемы с нелинейностью зачастую увеличивают полосу пропускания модулированных входных сигналов
Как результат нелинейности микшера 121, просочившийся Tx-сигнал 110 возводится в квадрат и занимает ту же зону вокруг основной полосы частот (т.е. 0 Гц), что и преобразованный с понижением частоты (более слабый) целевой Rx-сигнал 112. Таким образом, традиционное приемное устройство 104 не может в достаточной мере отфильтровывать просочившийся Tx-сигнал 110, затрудняя обнаружение принимаемых сигналов.
Композитный Rx-сигнал 119 также включает в себя один или более сигналов преднамеренных помех, который может быть или не быть модулированным способом, аналогичным просочившемуся Tx-сигналу 110. Например, в различных реализациях сигналом преднамеренных помех может быть тон или модулированный сигнал (к примеру, возможно, согласно какому-либо другому стандарту или сети беспроводной связи) с центральной частотой, близкой в центральной Rx-частоте COR. Модуляция передаваемого сигнала переносится (переходит) в сигнал преднамеренных помех. Вследствие близости частоты приемного устройства COR к типичным частотам помех (т.е. преднамеренных помех) частотный спектр сигнала преднамеренных помех может накладываться на частоту приема COR. Таким образом, более сильный сигнал преднамеренных помех может затемнять целевой принимаемый (Rx) сигнал 112, затрудняя его различение.
Один способ для того, чтобы уменьшить нежелательные сигналы в приемном устройстве 104, заключается в том, чтобы отфильтровать выходной сигнал усилителя 120, чтобы удалить нежелательные сигналы, к примеру, посредством резкого RF-фильтра, зачастую на практике внешнего SAW-фильтра 123, между LNA 120 и микшером 121. Тем не менее, внешний SAW-фильтр 123 является дорогим и эффективен только для удаления мешающего Tx-сигнала 110, а не преднамеренных помех. Поскольку частотный спектр сигнала преднамеренных помех может занимать такое же частотное пространство, что и целевой Rx-сигнал 112, эта фильтрация должна также отфильтровывать целевой Rx-сигнал. Другая методика заключается в том, чтобы фильтровать просочившийся Tx-сигнал 110 и сигнал преднамеренных помех из пути приема до усиления. Эта методика не является полностью адекватной, поскольку (a) просочившийся Tx-сигнал и сигнал преднамеренных помех могут быть слишком близко к целевому Rx-сигналу 112, чтобы отфильтровать его, и (b) могут потребоваться крупные и дорогие дуплексоры и фильтры.
Таким образом, традиционные приемные устройства 104 в типичном варианте используют внешние SAW-фильтры 123 в комбинации с высоколинейным микшером, чтобы не допускать просачивание и отфильтровывание просочившихся передаваемых сигналов. Тем не менее, внешние SAW-фильтры являются дорогими, и высоколинейные микшеры увеличивают энергопотребление.
Сущность изобретения
Один аспект изобретения касается устройства беспроводной связи, такого как приемо-передающее устройство (т.е. комбинация передающего устройства и приемного устройства), имеющее схему, которая подавляет помехи взаимной модуляции, вызываемые посредством передаваемых сигналов (или других сигналов), просочившихся или утекших в приемное устройство в основной полосе частот, чтобы упрощать обнаружение интересующего принимаемого сигнала.
Некоторые реализации предоставляют устройство подавления помех взаимной модуляции на основной полосе частот в приемном устройстве. Устройство содержит схему восстановления, выполненную с возможностью (a) принимать первый сигнал, (b) аппроксимировать нелинейные характеристики приемного устройства и (c) предоставлять восстановленный выходной сигнал. Сумматор сигналов принимает восстановленный выходной сигнал и вычитает его из второго сигнала из приемного устройства. Второй сигнал может включать в себя модулированный по амплитуде утекший сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал. Вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с утекшим сигналом и сигналом преднамеренных помех, из второго сигнала. Утекшим сигналом может быть затухшая и, возможно, отфильтрованная версия первого сигнала (к примеру, передаваемого сигнала). Схема восстановления может включать в себя (a) таблицу поиска, которая аппроксимирует нелинейные характеристики усилителя мощности передающего устройства, (b) схему, которая формирует возведенный в квадрат по величине передаваемый просачивающийся сигнал, и (c) адаптивный фильтр, который аппроксимирует линейные характеристики стадии усиления приемного устройства. Один признак дает возможность схеме восстановления не предоставлять восстановленный выходной сигнал, когда первый сигнал находится ниже порогового уровня мощности.
Также предусмотрен способ подавления помех взаимной модуляции в приемном устройстве. Способ содержит (a) прием композитного сигнала, имеющего помехи взаимной модуляции и принимаемый сигнал в основной полосе частот; (b) обработку композитного сигнала посредством схемы нелинейного преобразования с понижением частоты до вычитания сигнала подавления помех; (c) применение линейного и/или нелинейного преобразования к первому сигналу, чтобы получить сигнал подавления помех; и (d) вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить принимаемый сигнал. Первый сигнал может быть немодулированной версией утекшего сигнала, обнаруженного в композитном сигнале. Композитный сигнал может включать в себя модулированный по амплитуде утекший сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал. Вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с утекшим сигналом и/или сигналом преднамеренных помех, из композитного сигнала. Вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи взаимной модуляции второго и//или третьего порядка из композитного сигнала. Применение нелинейного преобразования к первому сигналу включает в себя (a) аппроксимацию нелинейных характеристик усилителя мощности передающего устройства; и (b) аппроксимацию линейных характеристик стадии усиления приемного устройства.
Другая реализация предоставляет систему приемо-передающего устройства, содержащую: (a) схему преобразования с повышением частоты передающего устройства для модуляции и усиления передаваемых сигналов; (b) схему преобразования с понижением частоты приемного устройства для демодуляции и усиления принимаемых сигналов; и (c) схему подавления взаимных помех, выполненную с возможностью (1) принимать первый передаваемый сигнал, (2) применять нелинейное и адаптивное линейное преобразование к первому передаваемому сигналу, чтобы получить сигнал подавления помех, (3) принимать композитный сигнал из схемы преобразования с понижением частоты приемного устройства и (4) вычитать сигнал подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить требуемый принимаемый сигнал. Коммутатор может быть подключен к схеме преобразования с повышением частоты при передаче и схеме преобразования с понижением частоты приемного устройства для подключения передаваемых сигналов к антенне и приема принимаемого сигнала от антенны. Сигнал подавления помех может быть вычтен из композитного сигнала в основной полосе частот. Применение нелинейного преобразования к первому передаваемому сигналу включает в себя (a) аппроксимацию линейных и/или нелинейных характеристик схемы преобразования с повышением частоты передающего устройства; и (b) аппроксимацию линейных и/или нелинейных характеристик схемы преобразования с понижением частоты приемного устройства. Схема подавления взаимной модуляции может быть отключена, когда передаваемые сигналы находятся ниже определенного порога мощности.
Краткое описание чертежей
Фиг.1 - это блок-схема, иллюстрирующая типичную компоновку передающего устройства/приемного устройства для устройства полнодуплексной связи.
Фиг.2 - это блок-схема, иллюстрирующая беспроводное приемо-передающее устройство, имеющее адаптивное подавление помех согласно одному варианту осуществления.
Фиг.3 - это блок-схема, иллюстрирующая схему преобразования с понижением частоты приемного устройства, отличающуюся посредством помех взаимной модуляции, которые подавляются посредством схемы адаптивного подавления помех согласно варианту осуществления.
Фиг.4 иллюстрирует график, показывающий требуемый принимаемый сигнал в основной полосе частот, а также составляющие взаимной модуляции второго порядка (IM2) и составляющие взаимной модуляции третьего порядка (IM3).
Фиг.5 иллюстрирует математическое представление составляющих взаимной модуляции сигнала, проходящего через нелинейное устройство.
Фиг.6 иллюстрирует общий способ подавления компонентов помех взаимной модуляции второго и третьего порядка в основной полосе частот согласно одной реализации.
Фиг.7 - это блок-схема, иллюстрирующая приемо-передающее устройство, имеющее адаптивную схему подавления взаимной модуляции второго порядка согласно одной реализации.
Фиг.8 - это блок-схема, иллюстрирующая приемо-передающее устройство, имеющее адаптивную схему подавления взаимной модуляции третьего порядка согласно одной реализации.
Фиг.9 иллюстрирует способ подавления помех взаимной модуляции в приемном устройстве в основной полосе частот согласно одной реализации.
Подробное описание изобретения
В нижеследующем описании конкретные подробности представлены с тем, чтобы обеспечить полное понимание вариантов осуществления. Тем не менее, специалисты в данной области техники должны понимать, что варианты осуществления могут быть применены на практике без этих конкретных подробностей. Например, схемы могут быть показаны на блок-схемах так, чтобы не затруднять понимание вариантов осуществления необязательными подробностями. В других случаях широко распространенные схемы, структуры и методики могут не быть показаны в подробностях, чтобы не затруднять понимание вариантов осуществления.
Кроме того, следует отметить, что варианты осуществления могут быть описаны как процесс, который обозначается блок-схемой последовательности операций способа, блок-схемой, структурной схемой или блок-схемой. Хотя блок-схема последовательности операций способа может описывать операции как последовательный процесс, многие операции могут выполняться параллельно или одновременно. Помимо этого, порядок операций может быть переопределен. Процесс завершается, когда его операции закончены. Процесс может соответствовать способу, функции, процедуре, вложенной процедуре, подпрограмме и т.д. Когда процесс соответствует функции, его завершение соответствует возврату функции в вызывающую функцию или главную функцию.
Кроме того, носитель хранения может представлять одно или более устройство для хранения данных, включая постоянное запоминающее устройство (ROM), оперативное запоминающее устройство (RAM), носители хранения на магнитных дисках, оптические носители хранения, устройства флеш-памяти и/или другие машиночитаемые носители для хранения информации. Термин "машиночитаемый носитель" включает в себя, но не только, переносные или стационарные устройства хранения, оптические устройства хранения, беспроводные каналы и различные другие носители, допускающие хранение, содержание в себе или перенос команд(ы) и/или данных.
Кроме того, варианты осуществления могут быть реализованы посредством аппаратных средств, программного обеспечения, микропрограммного обеспечения, промежуточного программного обеспечения, микрокода или комбинации вышеозначенного. Когда реализован в программном обеспечении, микропрограммном обеспечении, промежуточном программном обеспечении или микрокоде, программный код или сегменты кода для того, чтобы выполнять требуемые задачи, могут быть сохранены на машиночитаемом носителе, таком как носитель хранения или другое устройство(а) хранения. Процессор может выполнять требуемые задачи. Сегмент кода может представлять процедуру, функцию, подпрограмму, программу, стандартную процедуру, вложенную процедуру, модуль, комплект программного обеспечения, класс или любое сочетание команд, структур данных или операторов программы. Сегмент кода может быть связан с другим сегментом кода или аппаратной схемой посредством передачи и/или приема информации, данных, аргументов, параметров или содержимого памяти. Информация, аргументы, параметры, данные и т.д. могут быть переданы, переадресованы или пересланы посредством надлежащего средства, в том числе совместного использования памяти, передачи сообщений, эстафетной передачи данных, передачи по сети и т.д.
В нижеследующем описании определенная терминология используется для того, чтобы описать конкретные признаки одного или более варианта осуществления изобретения. Например, термин "устройство связи" относится к любому проводному или беспроводному устройству, которое передает и/или принимает модулированные сигналы. Термин "взаимная модуляция" относится ко всем типам сигнальных помех, перекрестной модуляции и сигналов преднамеренных помех.
Один аспект изобретения касается устройства беспроводной связи, такого как приемо-передающее устройство (т.е. комбинация передающего устройства и приемного устройства), имеющее схему, которая подавляет помехи взаимной модуляции, вызываемые посредством передаваемых сигналов (и/или других сигналов), просочившихся или утекших в приемное устройство в основной полосе частот, чтобы упрощать обнаружение интересующего принимаемого сигнала.
Фиг.2 - это блок-схема, иллюстрирующая беспроводное приемо-передающее устройство, имеющее адаптивное подавление помех согласно одному варианту осуществления. Приемо-передающее устройство 200 включает в себя передающее устройство 202 и схему 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства, подключенную к антенне 206 посредством дуплексора 208. Дуплексор 208 направляет принимаемые сигналы из антенны 206 в схему 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства, а в противоположном направлении направляет передаваемые сигналы из передающего устройства 202 в антенну 206. Дуплексор 208 может быть реализован посредством ряда различных широко распространенных конструкций, таких как дуплексоры, используемые в предлагаемых на рынке беспроводных устройствах. В некоторых реализациях дуплексор 208 применяется в CDMA-системах, которые используют различные частоты для передачи и приема. В других реализациях коммутатор может быть заменен на дуплексор 208 для вариантов осуществления, использующих множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA) или другое кодирование, которое использует такую же частоту, но другие временные интервалы, чтобы отправлять и принимать данные. В зависимости от подробностей варианта применения множество компонентов может быть использовано вместо дуплексора 208 или коммутатора, чтобы обмениваться передаваемыми и принимаемыми сигналами с антенной 206. Альтернативно, дуплексор 208 или коммутатор могут быть исключены, когда для передачи и приема используются отдельные антенны.
Передающее устройство 202 может включать в себя различные схемные компоненты для кодирования, модуляции, усиления и/или иной обработки сигналов для передачи. Схема 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства может включать в себя схемные компоненты для декодирования, демодуляции, фильтрации, усиления и/или иной обработки принимаемых сигналов. Эти компоненты могут быть реализованы посредством различных известных схем, таких как используемые в предлагаемых на рынке устройствах беспроводной связи. Один или более таких компонентов схемы 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства могут быть нелинейными устройствами, такими как усилитель и/или микшер, которые служат для того, чтобы усиливать и фильтровать относительно слабые принимаемые сигналы.
Схема 210 восстановления взаимной модуляции оценивает или аппроксимирует линейные и/или нелинейные характеристики пути приема, в том числе эффекты, обусловленные дуплексором 208 и схемой 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства. Схема 210 восстановления взаимной модуляции принимает передаваемый (Tx) сигнал и применяет нелинейное, а также адаптивное линейное преобразование к Tx-сигналу, чтобы предоставить восстановленный сигнал взаимной модуляции sIM. Восстановленный сигнал взаимной модуляции sIM затем вычитается из композитного выходного сигнала scomp из схемы 204 преобразования с понижением частоты приемного устройства, чтобы получить целевой принимаемый (Rx) сигнал (т.е. интересующий принимаемый сигнал). Этот целевой сигнал далее предоставляется в пункт 212 назначения принимаемого сигнала.
Один или более из компонентов и функций, проиллюстрированных на фиг.2, могут быть перекомпонованы и/или комбинированы в один компонент или осуществлены в нескольких компонентах без отступления от изобретения. Дополнительные элементы или компоненты также могут быть добавлены без отступления от варианта осуществления.
Одна проблема полнодуплексных передающих/приемных устройств заключается в том, что схема радиочастотного преобразования с понижением частоты, в частности микшер 121 и/или усилитель 120 (фиг.1), предоставляет нелинейность второго и третьего порядка в ходе преобразования с понижением частоты композитного принимаемого сигнала в основную полосу частот. Такой композитный принимаемый сигнал может включать в себя целевой принимаемый сигнал, а также просочившийся передаваемый сигнал и сигнал преднамеренных помех.
Фиг.3 - это блок-схема, иллюстрирующая схему 300 преобразования с понижением частоты приемного устройства, отличающуюся посредством помех взаимной модуляции, которые подавляются посредством схемы адаптивного подавления помех согласно варианту осуществления настоящего изобретения. Схема 300 преобразования с понижением частоты приемного устройства в типичном варианте включает в себя, возможно, нелинейное устройство 302, подключенное к микшеру 304, который подключен к аналоговому фильтру нижних частот с защитой от наложения спектра LPF 307, который подключен к A/D-преобразователю 305, и затем к цифровому фильтру нижних частот LPF 306. Аналоговый фильтр нижних частот 307 выступает в качестве фильтра с защитой от наложения спектра до того, как сигнал дискретизируется посредством A/D-преобразователя 305. Цифровой LPF 306 - с более крутыми фронтами и лучше контролируемый и отклоняет сигналы вне полосы целевого Rx-сигнала. Нелинейное устройство 302 (к примеру, усилитель) и/или микшер 304 может предоставлять нелинейности второго и третьего порядка, тем самым формируя ряд членов взаимной модуляции (IM), когда композитный сигнал 312 из дуплексора проходит через него. В некоторых реализациях микшер 304 и нелинейное устройство 302 могут быть комбинированы в одно устройство, имеющее нелинейную входную стадию, за которой следует линейная выходная стадия. Композитный сигнал 312 из дуплексора может включать в себя сильный просочившийся Tx-сигнал (модулированный посредством частоты передающего устройства ωt), сигнал подавления помех (J) (имеющий частоту ωJ, близкую к частоте приемного устройства ωr) и требуемый принимаемый Rx-сигнал (имеющий частоту приема ωr).
Большинство членов взаимной модуляции (IM), сформированных посредством нелинейного устройства 302 и микшера 304, являются нерелевантными, поскольку они занимают частоты вне полосы пропускания фильтра нижних частот LPF 306. Т.е. большая часть членов взаимной модуляции имеют частоты, которые отфильтрованы посредством фильтра нижних частот LFP 306. Тем не менее, некоторые IM-составляющие второго и третьего порядка могут быть релевантными. Фиг.4 иллюстрирует график, показывающий требуемый принимаемый (Rx) сигнал (т.е. интересующий принимаемый сигнал) в основной полосе частот, а также составляющие взаимной модуляции второго порядка (IM2) и составляющие взаимной модуляции третьего порядка (IM3). Фиг.5 иллюстрирует математическое представление составляющих взаимной модуляции сигнала, проходящего через нелинейное устройство. Отличительная характеристика нелинейного устройства может быть моделирована как a1υ+a2υ2+a3υ3, где линейный член может быть задан как: A[sx cos ωtt-sy sin ωtt]+Jcos ωJt, где A - это затухание дуплексора, sx и sy - это компоненты основной полосы частот Tx-сигнала s(t) (где s(t)=sx+jsy), ωl - это частота передачи, а J - это амплитуда сигнала подавляемых помех. Члены второго и третьего порядка также показаны. Релевантные нелинейные члены 502 (IM2 на фиг.4) и 504 (IM3 на фиг.4) - это члены, спектр которых находится рядом с основной полосой частот принимаемого (Rx) сигнала (фиг.4). Оставшиеся члены переводятся посредством микшера 304 в частоты, которые ослабляются посредством фильтра LPF 306, и, следовательно, могут игнорироваться. Вследствие нелинейности второго порядка член второго порядка |s(t)|2 мешающего модулированного Tx-сигнала находится в или рядом с DC (т.е. основной полосы частот) и просачивается через микшер 304 (IM2 на фиг.4). Кроме того, вследствие нелинейности третьего порядка составляющая взаимной модуляции Tx-сигнала |s(t)|2 с сигналом преднамеренных помех (IM3 на фиг.4) преобразуется с понижением частоты близко к DC (т.е. основной полосе частот) и создает помехи для целевого Rx-сигнала.
В традиционных архитектурах приемного устройства с входным RF-каскадом помехи второго и третьего порядка зачастую снижаются посредством размещения с крутыми фронтами, а значит, зачастую внешнего и дорогого, полосового фильтра сразу после малошумящего усилителя (к примеру, LNA 120 на фиг.1). Таким образом, мешающий Tx-сигнал в пути приемного устройства исключается на ранней стадии в цепочке преобразования с понижением частоты, так что нет IM-составляющих ниже. Тем не менее, полосовой фильтр приемного устройства (обычно SAW-фильтр требуется, поскольку крутая частотная характеристика) является дорогим и также увеличивает площадь платы и контакты для интегрированных приемных устройств.
Другие существующие способы для того, чтобы подавлять сильный мешающий сигнал от передающего устройства, включают в себя адаптивное подавление на RF-частоте до схемы преобразования с понижением частоты. Эта схема встроена в аналоговые компоненты и, следовательно, вероятно, является неточной, потребляет мощность и вводит дополнительный шум в цепочку преобразования с понижением частоты приемного устройства, тем самым повышая общий шум приемного устройства.
Альтернативное решение заключается в том, чтобы создать идеально линейную цепочку преобразования с понижением частоты в попытке исключить нелинейное искажение, которое вызывает проблемы взаимной модуляции. Однако относительно высокая стоимость такой высоколинейной цепочки RF-преобразования с понижением частоты в типичном варианте является неприемлемой. Улучшение линейности RF-схемы увеличивает площадь, занимаемую на микросхеме, а также энергопотребление.
Один аспект изобретения разрешает недостатки традиционных подходов подавления взаимной модуляции посредством предоставления схемы восстановления взаимной модуляции (после цепочки преобразования с понижением частоты приемного устройства), которая воссоздает компоненты взаимной модуляции второго и третьего порядка (к примеру, IM2 и IM3) и вычитает их из композитного принимаемого сигнала. Устройство подавляет помехи, вызываемые просочившимся Tx-сигналом в основной полосе частот после того, как нелинейное искажение второго и третьего порядка микшера приемного устройства применено. Это решение не требует полосового фильтра после малошумящего усилителя приемного устройства, а также не требует подавления просочившегося Tx-сигнала при высоких RF-частотах.
Фиг.6 иллюстрирует общий способ подавления компонентов помех взаимной модуляции второго и третьего порядка в основной полосе частот согласно одной реализации. В общем, передаваемый сигнал помех взаимной модуляции (IM второго и третьего порядка) приблизительно восстанавливается, включая линейную и/или нелинейную характеристику пути утечки из передающего устройства в приемное устройство, и вычитается из композитного принимаемого сигнала. Передаваемый сигнал формируется и направляется через второй путь, отличный от основного пути, в антенну 602. Передаваемый сигнал затем проходит через схему линейного и/или нелинейного восстановления, которая аппроксимирует просачивание через путь 604 приемного устройства, включая дуплексор и нелинейные компоненты. Результирующий сигнал помех взаимной модуляции затем вычитается из композитного принимаемого (Rx) сигнала, чтобы получить целевой принимаемый сигнал 606.
Фиг.7 - это блок-схема, иллюстрирующая приемо-передающее устройство 700, имеющее адаптивную схему подавления взаимной модуляции второго порядка согласно одной реализации. Приемо-передающее устройство 700 включает в себя передающее устройство 702 и схему 704 преобразования с понижением частоты приемного устройства, подключенную к дуплексору 706, чтобы передавать и принимать сигналы посредством антенны 708. Передающее устройство 702 включает в себя источник 726 Tx-сигналов, подключенный к цепочке преобразования с повышением частоты, имеющей микшер 728, который модулирует Tx-сигнал s0 с помощью несущей частоты передачи CUT до того, как усилитель 730 мощности усиливает сигнал для передачи посредством дуплексора 706 и антенны 708. Схема 704 преобразования с понижением частоты приемного устройства включает в себя малошумящий усилитель 732, который принимает композитный принимаемый сигнал от дуплексора 706, микшер 734, который демодулирует Rx-сигнал с помощью несущей частоты приемного устройства CUR, аналоговый фильтр 735 нижних частот удаляет наложение спектра из сигнала, A/D-преобразователь 736 обрабатывает сигнал, а цифровой фильтр 738 нижних частот фильтрует оставшийся сигнал вне полосы целевого Rx-сигнала. Отметим, что различные реализации могут использовать только аналоговый фильтр 735 нижних частот, цифровой фильтр 738 нижних частот или оба фильтра.
Схема 710 восстановления взаимной модуляции второго порядка принимает передаваемый сигнал s0 из передающего устройства 702 и аппроксимирует либо реплицирует линейную и нелинейную характеристику пути утечки из передающего устройства 702 посредством схемы 704 преобразования с понижением частоты приемного устройства. Схема 710 восстановления предоставляет аппроксимированный сигнал взаимной модуляции второго порядка sIM2, который вычитается 712 из композитного принимаемого сигнала scomp из приемного устройства 704, чтобы получить целевой принимаемый сигнал r(t) плюс неустранимый белый шум.
Поскольку форма Tx-сигнала основной полосы частот s0 известна, так как он исходит из источника 726 передаваемых сигналов основной полосы частот, он проходит через таблицу 714 поиска усилителя мощности, которая имитирует нелинейный эффект усилителя 730 мощности передающего устройства, дуплексора 706 и малошумящего усилителя 732 и другие известные нелинейности, которым подвергается Tx-сигнал s0 до достижения микшера 734. Результирующая форма сигнала из таблицы 714 поиска возводится в квадрат 716 (чтобы смоделировать эффект микшера 734) и передается через фильтр 718 нижних частот, который имитирует композитный эффект аналогового фильтра 735 нижних частот и цифрового фильтра 738 нижних частот. Сигнал из фильтра 718 нижних частот далее проходит через линейный адаптивный фильтр 720, и результат умножается на скалярное усиление 722. Эта схема 714, 716, 720 и 722 пытается адаптивно сопоставить линейное и нелинейное усиление IM2-помех, вызываемых посредством усилителя 730 мощности, дуплексора 706, малошумящего усилителя 732 и микшера 734, до достижения аналого-цифрового преобразователя 736 при определенном уровне мощности.
В некоторых реализациях эта стадия 716 и 718 усиления может быть исключена посредством включения усиления в коэффициенты (отводы) линейного адаптивного фильтра 720. Тем не менее, стадия 722 усиления может помочь ограничить диапазон изменчивости (динамический диапазон) отводов адаптивного фильтра 720 рациональными значениями, фактически нормализуя отводы. При условии что точка пересечения второго порядка микшера 734 известна, мощность IM2-составляющих помех задается следующим образом:
PIM2 [dBm]=2 (PTx [dBm]-DuplexerAttenuation [дБ])-IIP2 [dBm] (Уравнение 1),
где мощность (PTx) передаваемого сигнала s0 известна, затухание a(ttt) приемного устройства дуплексора 706 неизвестно, но находится в рамках некоторого диапазона, предоставленного посредством изготовителя, и точка IIP2 пересечения второго порядка микшера 734 также известна с достаточно большой точностью разработчиками микросхемы. Уравнение 1 используется посредством схемы 710 восстановления для того, чтобы прогнозировать уровень мощности, при котором IM2-составляющие достигают A/D-преобразователя 736, и поэтому усиление 722 может быть задано соответствующим образом, с тем чтобы адаптивный фильтр 720 был нормализован.
Адаптация линейного адаптивного фильтра 720 может направляться посредством сигнала e(t) ошибки обратной связи, который получается посредством вычитания 712 восстановленных IM2-помех sIM2 из композитного сигнала scomp, исходящего из приемного устройства 704, тем самым позволяя сигналу e(t) ошибки содержать целевой принимаемый сигнал r(t).
Адаптивный алгоритм, реализованный посредством адаптивного фильтра 720, которым может быть алгоритм минимальной среднеквадратичной ошибки (LMS), или алгоритм нормализованной LMS (NLMS), или алгоритм рекурсивной среднеквадратичной ошибки (RLS), или любой другой адаптивный алгоритм, направляет адаптацию отводов фильтра 720 таким образом, что это приводит к минимизации среднеквадратической ошибки. Например, при адаптивном алгоритме LMS уравнение обновления вектора w отводов фильтра во время с индексом t (на основе их значения во время с индексом t-1) следующее:
wt=wt-1+µ•ut•e(t) (Уравнение 2),
где e(t) - это сигнал ошибки, µ - это константа, а ut - это вектор с содержимым линии задержки с отводами адаптивного фильтра в момент времени с индексом t. Назначение задержки 740 в пути приема состоит в том, чтобы центрировать самые значимые коэффициенты (отводы) адаптивного фильтра 720 в направлении их центра, при условии что характеристики дуплексора 706 являются практически плоскими или линейными в полосе частот приемного устройства.
Второй фильтр 742 может быть использован для того, чтобы удалять белый шум из сигнала e(t) ошибки, чтобы получить принимаемый сигнал r(t). Таким образом, схема 710 восстановления второго порядка может подавлять IM-помехи второго порядка из композитного принимаемого сигнала scomp и предоставлять целевой принимаемый сигнал r(t).
Фиг.8 - это блок-схема, иллюстрирующая приемо-передающее устройство 800, имеющее адаптивную схему подавления взаимной модуляции третьего порядка согласно одной реализации. Приемо-передающее устройство 800 включает в себя передающее устройство 802 и схему 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства, подключенную к дуплексору 806, чтобы передавать и принимать сигналы посредством антенны 808. Передающее устройство 802 включает в себя источник 826 Tx-сигналов, подключенный к цепочке преобразования с повышением частоты, имеющей микшер 828, который модулирует Tx-сигнал s0 с помощью несущей частоты передачи ωT до того, как усилитель 830 мощности усиливает сигнал для передачи посредством дуплексора 806 и антенны 808. Схема 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства включает в себя малошумящий усилитель 832, который принимает композитный принимаемый сигнал от дуплексора 806, микшер 834, который демодулирует Rx-сигнал из несущей частоты приемного устройства ωR в основную полосу частот, аналоговый фильтр 835 нижних частот удаляет наложение спектра из сигнала, A/D-преобразователь 836, который оцифровывает сигнал, и цифровой фильтр 838 нижних частот, который фильтрует оставшийся сигнал вне полосы целевого Rx-сигнала.
Схема 810 восстановления взаимной модуляции третьего порядка работает аналогично схеме взаимной модуляции второго порядка на фиг.7 с добавлением детектора 837 преднамеренных помех и микшера 817 в пути восстановления IM3. Схема 810 восстановления взаимной модуляции третьего порядка принимает передаваемый сигнал s0 из передающего устройства 802 и аппроксимирует либо реплицирует нелинейную характеристику пути утечки из передающего устройства 802 посредством схемы 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства. Схема 812 восстановления взаимной модуляции третьего порядка предоставляет аппроксимированный сигнал взаимной модуляции третьего порядка sIM3, который вычитается 812 из композитного сигнала scomp из схемы 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства, чтобы получить целевой принимаемый сигнал r(t) плюс неустранимый белый шум.
Поскольку форма Tx-сигнала основной полосы частот s0 известна, так как он исходит из источника 826 передаваемых сигналов основной полосы частот, он проходит через таблицу 814 поиска усилителя мощности, которая моделирует эффект усилителя 830 мощности передающего устройства, дуплексора 806 и малошумящего усилителя 832 и другие известные нелинейности, которым подвергается Tx-сигнал s0 до достижения микшера 834. Результирующая форма сигнала из таблицы 814 поиска возводится в квадрат 816 (моделируя эффект микшера 834) и передается через микшер 817, который модулирует сигнал на основе источника или источников преднамеренных помех рядом с DC (основной полосой частот). Источник(и) преднамеренных помех рядом с DC (основной полосой частот) получаются из детектора 837 преднамеренных помех, подключенного к схеме 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства. В некоторых вариантах осуществления детектором 837 преднамеренных помех может быть полосовой фильтр или даже фильтр нижних частот либо любой другой механизм обнаружения преднамеренных помех. Далее сигнал проходит через фильтр 818 нижних частот, который моделирует композитный режим работы аналогового фильтра 835 нижних частот и цифрового фильтра 838 нижних частот. Линейный адаптивный фильтр 820 берет результирующий сигнал, обрабатывает его согласно адаптивному алгоритму и передает результирующий сигнал в скалярное усиление 822. Эта схема 814, 816, 817, 820 и 822 пытается сопоставить усиление IM3-помех, вызываемых посредством дуплексора 806, усилителя 832 и микшера 834 до достижения аналого-цифрового преобразователя 836 при определенном уровне мощности. Адаптивный фильтр 820 может реализовывать адаптивный алгоритм, аналогичный алгоритму фильтра 720 на фиг.7.
Восстановленный спектр после фильтра 818 показан. Если подавление идеально, оно соответствует IM3-содержимому в Rx-пути после A/D-преобразователя. Обнаруженные преднамеренные помехи требуются для того, чтобы умножить (т.е. сдвинуть по частоте) возведенный в квадрат Tx-сигнал до того, как он достигает адаптивного фильтра 820, с тем чтобы IM3-составляющие восстановились. Восстановленные IM3-составляющие sIM3 далее вычитаются 812 из композитного принимаемого сигнала scomp, поступающего из схемы 804 преобразования с понижением частоты приемного устройства, чтобы получить сигнал e(t), который состоит из целевого принимаемого сигнала r(t) плюс белый шум n(t).
Схемы подавления взаимной модуляции в основной полосе частот, представленные на фиг.7 и 8, могут иметь некоторые преимущества над существующими решениями. Во-первых, они могут быть интегрированы в приемное устройство, поскольку внешние компоненты (такие как SAW-фильтры) не используются. Во-вторых, это решение может экономить площадь в приемном устройстве и потреблять меньше мощности, поскольку все операции выполняются в основной полосе частот, где схема гораздо меньше и более эффективна.
В-третьих, схемы подавления не добавляют шум в аналоговую цепочку RF-преобразования с понижением частоты, поскольку все выполняется в цифровой форме в основной полосе частот с произвольно высокой точностью (к примеру, ширина по битам адаптивного фильтра и других блоков основной полосы частот может быть такой большой, как требуется для того, чтобы получить точность). Схемы подавления взаимной модуляции особенно оптимально подходят к современным интегрированным реализациям схемы передающего и приемного устройства на одной микросхеме, где приемное устройство знает важные параметры, такие как мощность передачи, которая предоставляется в CDMA-системе посредством регулирования мощности.
Ссылаясь на фиг.7 и 8, таблицы 714/814 поиска усилителей мощности могут включать в себя известные нелинейности, которые применяются к просачивающемуся сильному Tx-сигналу до возведения в квадрат (т.е. до поступления в микшер 734/834). Таблицы 714 и 814 поиска предоставляют коэффициенты преобразования при различных уровнях мощности, которые модулируют нелинейную характеристику, ожидаемую от усилителя 730/830 мощности, дуплексора 706/806, малошумящего усилителя 732/832 и других компонентов, по пути приемного устройства до A/D-преобразователя 736/836. Хотя таблицы поиска 714 и 814 являются необязательным компонентом адаптивных алгоритмов, их использование может значительно повысить производительность подавления, поскольку нелинейное искажение, которое они моделируют, не фиксируется и/или реплицируется посредством линейных адаптивных фильтров 720/820.
Другой вопрос - это конструкция фильтров 718, 738 и 742 (фиг.7) и 818, 838 и 842 нижних частот (фиг.8). В частности, полоса пропускания фильтров 718, 735/738 (фиг.7) и 818, 835/838 (фиг.8) должна быть шире полосы пропускания второго фильтра 742 (фиг.7) и 842 (фиг.8), так что имеется больше помех (IM2 или IM3) после фильтров 718, 735/738 (фиг.7) и 818, 835/838 (фиг.8), которые должны коррелироваться с композитным принимаемым сигналом после A/D-преобразователя 736/836 в пути приема. Тем не менее, если полоса пропускания фильтра 718, 735/738 (фиг.7) и 818, 835/838 (фиг.8) сделана слишком маленькой, гораздо больше шума разрешается в сравнении, и производительность ухудшается. Таким образом, при наличии второго фильтра 742/842 (который прикреплен к полосе пропускания целевого Rx-сигнала) имеется оптимальное значение для полосы пропускания фильтров 718, 735/738 (фиг.7) и 818, 835/838 (фиг.8).
Схемы адаптивного подавления, описанные в данном документе, могут хорошо работать при отсутствии второго фильтра 742/842, посредством чего фильтрация нижних частот выполняется посредством фильтра 735/738 и 835/838, который имеет свою полосу пропускания прикрепленной к полосе пропускания целевого Rx-сигнала r(t).
Другой признак предоставляет более быструю сходимость адаптивного фильтра 720/820.
Часто выгодно начинать с коэффициентами (отводами) фильтра, имеющими значения [0… 0 1 0… 0], т.е. когда только D-й отвод является единицей, где D - это задержка 740/840 на фиг.7 и 8. Это предполагает, что оценка мощности Уравнения (1) является корректной и отличительная характеристика дуплексора является относительно плоской в сравнении с частотами, занимаемыми посредством Tx. Типично оба этих допущения близки к истине на практике, и небольшие адаптации отводов адаптивного фильтра 720/820 затем могут выполняться на основе выбранного правила адаптации (к примеру, Уравнения (2): wt=wt-1+µ•ut•e(t)) для алгоритма фильтрации. Эта инициализация отводов адаптивного фильтра 720/820 отличается от часто используемого способа инициализации всех отводов адаптивных фильтров до нуля и предоставления возможности адаптации направлять их к корректным значениям. В одном варианте осуществления данная уникальная инициализация используется, поскольку она приводит к более быстрой сходимости. Важно выбирать небольшую константу адаптации µ для алгоритма адаптации Уравнения (2) по двум причинам. Во-первых, после того как адаптивные фильтры 720/820 сходятся, меньшее µ гарантирует меньшую остаточную ошибку. Во-вторых, меньшее µ дает возможность отводам адаптивного фильтра становиться очень небольшими (т.е. фактически дает возможность адаптивному фильтру отключать себя) в случае, когда Tx-мощность очень низкая (т.е. достаточно низкая для того, чтобы сформировать пренебрежительно малую величину IM2). В данном случае задача адаптивного фильтра 720/820 становится все более сложной, а именно обнаружить очень низкие IM2-составляющие, спрятанные за целевым Rx-сигналом и шумом. Если константа µ не очень мала, адаптация должна бесцельно смещаться, формируя некорректно восстановленный IM2 и мешая приемному устройству больше, чем если бы вообще ничего не делалось. Таким образом, для низкой мощности IM2 µ мало, поскольку в таком случае (т.е. в ситуациях очень низких IM2) адаптивный фильтр 720/820 отключает себя. Результатом является то, что ничего не вычитается из композитного принимаемого сигнала scomp в модуле 712/812 сравнения. Альтернативно, эта задача отключения адаптивного фильтра при очень низкой мощности IM2 может выполняться посредством приемного устройства 704, когда оно обнаруживает, что мощность передачи низкая, тем самым экономя усилие (т.е. мощность) для работы схем 710/810 восстановления, когда они неполезны.
В одной реализации изобретения схема подавления IM2 второго порядка по фиг.7 и схема подавления IM3 третьего порядка по фиг.8 могут быть комбинированы в одну схему, тем самым экономя затраты на реализацию и пространство. Один или более из компонентов и функций, проиллюстрированных на фиг.7 и 8, могут быть перекомпонованы и/или комбинированы в один компонент или осуществлены в нескольких компонентах без отступления от реализации. Дополнительные элементы или компоненты также могут быть добавлены без отступления от реализации.
В различных реализациях одна или более функций схемы восстановления и подавления, проиллюстрированных на фиг.2, 7 и 8, могут быть реализованы посредством блока обработки, выполненного с возможностью выполнять одну или более функций схем 710 и 810 восстановления взаимной модуляции второго и/или третьего порядка.
Фиг.9 иллюстрирует способ адаптивного подавления помех взаимной модуляции в приемном устройстве в основной полосе частот согласно одной реализации. Этот способ может быть реализован, к примеру, посредством схемы и/или процессора в различных реализациях. Композитный сигнал, имеющий помехи взаимной модуляции и принимаемый сигнал, в основной полосе частот получается 902. Линейное и/или нелинейное преобразование выполняется для первого сигнала, чтобы получить сигнал 904 подавления помех. Сигнал подавления помех вычитается из композитного сигнала, чтобы получить принимаемый сигнал 908. Композитный сигнал может быть обработан посредством линейной и/или нелинейной схемы 906 преобразования с понижением частоты до вычитания сигнала подавления помех. Нелинейное преобразование может аппроксимировать нелинейные характеристики усилителя мощности передающего устройства и нелинейные характеристики стадии усиления приемного устройства. Аналогично, линейное преобразование аппроксимирует линейные характеристики по путям передающего устройства и просачивания.
Следует отметить, что предшествующие варианты осуществления являются просто примерами и не должны рассматриваться как ограничивающие изобретение. Описание вариантов осуществления предназначено быть иллюстративным и не ограничивать область применения формулы изобретения. По сути, настоящие методики могут быть легко применены к другим типам устройств, и множество альтернатив, модификаций и вариаций должно быть очевидным специалистам в данной области техники.

Claims (32)

1. Устройство подавления помех взаимной модуляции, вызываемых передаваемыми сигналами или другими сигналами, которые просачиваются в приемное устройство, на основной полосе частот в приемном устройстве, содержащее:
схему восстановления, выполненную с возможностью принимать передаваемый сигнал, аппроксимировать линейные и нелинейные характеристики канала утечки от передающего устройства к приемному устройству, определять нормализацию на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании в канале утечки и предоставлять восстановленный выходной сигнал на основе применения характеристик и нормализации к передаваемому сигналу; и
сумматор сигналов, выполненный с возможностью принимать восстановленный выходной сигнал и вычитать его из второго сигнала из приемного устройства, причем второй сигнал включает в себя:
модулированный по амплитуде просочившийся сигнал и принимаемый сигнал, или
принимаемый сигнал и сигнал преднамеренных помех, или
модулированный просочившийся сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал.
2. Устройство по п.1, в котором вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с просочившимся сигналом, из второго сигнала.
3. Устройство по п.2, в котором просочившийся сигнал представляет собой затухающую версию передаваемого сигнала.
4. Устройство по п.1, в котором вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с сигналом преднамеренных помех, из второго сигнала.
5. Устройство по п.1, в котором вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с просочившимся сигналом и сигналом преднамеренных помех, из второго сигнала.
6. Устройство по п.1, в котором вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи взаимной модуляции второго порядка из второго сигнала.
7. Устройство по п.1, в котором вычитание восстановленного выходного сигнала из второго сигнала практически устраняет помехи взаимной модуляции третьего порядка из второго сигнала.
8. Устройство по п.1, в котором передаваемый сигнал имеет частоту, отличную от частоты второго сигнала.
9. Устройство по п.1, в котором схема восстановления включает в себя адаптивный фильтр, который адаптируется на основе выходного сигнала из сумматора сигналов.
10. Устройство по п.1, в котором схема восстановления формирует таблицу поиска, содержащую аппроксимированные нелинейные характеристики усилителя мощности передающего устройства, и включает в себя адаптивный фильтр, который аппроксимирует линейные характеристики дуплексора и приемного устройства.
11. Устройство по п.10, в котором схема восстановления дополнительно включает в себя фильтр нижних частот, который аппроксимирует характеристики одного или более фильтров нижних частот в приемном устройстве.
12. Устройство по п.1, дополнительно содержащее:
детектор преднамеренных помех, подключенный к приемному устройству, чтобы обнаруживать сигнал преднамеренных помех и предоставлять его в схему восстановления,
при этом схема восстановления выполнена с возможностью добавлять сигнал преднамеренных помех в восстановленный выходной сигнал.
13. Устройство подавления помех взаимной модуляции, вызываемых передаваемыми сигналами или другими сигналами, которые просачиваются в приемное устройство, содержащее:
средство приема композитного сигнала, содержащего помехи взаимной модуляции, и принимаемого сигнала в основной полосе частот;
средство выполнения линейного и нелинейного преобразования и нормализации на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании композитного сигнала на передаваемом сигнале, чтобы получить сигнал подавления помех; и
средство вычитания сигнала подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить принимаемый сигнал.
14. Способ подавления помех взаимной модуляции, вызываемых передаваемыми сигналами или другими сигналами, которые просачиваются в приемное устройство, содержащий этапы, на которых:
принимают композитный сигнал, содержащий помехи взаимной модуляции и принимаемый сигнал в основной полосе частот;
выполняют линейное и нелинейное преобразование и нормализацию на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании композитного сигнала на передаваемом сигнале, чтобы получить сигнал подавления помех; и
вычитают сигнал подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить принимаемый сигнал, причем композитный сигнал включает в себя:
модулированный по амплитуде просочившийся сигнал и принимаемый сигнал, или
принимаемый сигнал и сигнал преднамеренных помех, или
модулированный просочившийся сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал.
15. Способ по п.14, дополнительно содержащий этап, на котором:
обрабатывают композитный сигнал посредством схемы линейного и нелинейного преобразования с понижением частоты до вычитания сигнала подавления помех.
16. Способ по п.14, в котором передаваемый сигнал является немодулированной версией просочившегося сигнала, обнаруженного в композитном сигнале.
17. Способ по п.14, в котором вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с просочившимся сигналом или сигналом преднамеренных помех, из композитного сигнала.
18. Способ по п.14, в котором вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи, ассоциативно связанные с сигналом преднамеренных помех, из композитного сигнала.
19. Способ по п.14, в котором вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи взаимной модуляции второго порядка из композитного сигнала.
20. Способ по п.14, в котором вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала практически устраняет помехи взаимной модуляции третьего порядка из композитного сигнала.
21. Способ по п.14, в котором передаваемый сигнал имеет частоту, отличную от частоты композитного сигнала.
22. Способ по п.14, в котором применение нелинейного преобразования к передаваемому сигналу включает в себя этапы, на которых
аппроксимируют нелинейные характеристики усилителя мощности передающего устройства;
аппроксимируют нелинейные характеристики цепочки приемного устройства; и
адаптивно аппроксимируют линейные характеристики цепочки приемного устройства.
23. Приемопередающее устройство, содержащее:
схему подавления взаимной модуляции, выполненную с возможностью принимать передаваемый сигнал,
применять линейное и нелинейное преобразование и нормализацию на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании композитного сигнала к передаваемому сигналу, чтобы получить сигнал подавления помех,
принимать композитный сигнал из схемы преобразования с понижением частоты приемного устройства, и
вычитать сигнал подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить требуемый принимаемый сигнал, причем композитный сигнал включает в себя:
модулированный по амплитуде просочившийся сигнал и принимаемый сигнал, или
принимаемый сигнал и сигнал преднамеренных помех, или
модулированный просочившийся сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал.
24. Приемопередающее устройство по п.23, дополнительно содержащее:
схему преобразования с повышением частоты передающего устройства для модуляции и усиления передаваемых сигналов; и
схему преобразования с понижением частоты приемного устройства для демодуляции и усиления принимаемых сигналов.
25. Приемопередающее устройство по п.24, дополнительно содержащее коммутатор, подключенный к схеме преобразования с повышением частоты передающего устройства и схеме преобразования с понижением частоты приемного устройства, для подключения передаваемых сигналов к антенне и приема принимаемого сигнала от антенны.
26. Приемопередающее устройство по п.23, в котором сигнал подавления помех вычитается из композитного сигнала в основной полосе частот.
27. Приемопередающее устройство по п.23, в котором сигнал подавления помех устраняет помехи второго порядка из композитного сигнала.
28. Приемопередающее устройство по п.23, в котором сигнал подавления помех устраняет помехи третьего порядка из композитного сигнала.
29. Приемопередающее устройство по п.23, в котором применение линейного и нелинейного преобразования к передаваемому сигналу включает в себя этапы, на которых:
аппроксимируют линейные и нелинейные характеристики схемы преобразования с повышением частоты передающего устройства; и
аппроксимируют линейные и нелинейные характеристики схемы преобразования с понижением частоты приемного устройства.
30. Приемопередающее устройство по п.23, в котором схема подавления взаимной модуляции отключается, когда передаваемые сигналы находятся ниже определенного порога мощности.
31. Машиночитаемый носитель, содержащий команды для восстановления и подавления сигналов помех взаимной модуляции, вызываемых передаваемыми сигналами или другими сигналами, которые просачиваются в приемное устройство, в основной полосе частот, которые когда приводятся в исполнение процессором, вызывают выполнение процессором операций, содержащих:
применение линейного и нелинейного преобразования и нормализации на основе спрогнозированного уровня мощности передаваемого сигнала при аналого-цифровом преобразовании композитного сигнала к передаваемому сигналу, чтобы получить сигнал подавления помех; и
вычитание сигнала подавления помех из композитного сигнала, чтобы получить требуемый принимаемый сигнал, причем композитный сигнал включает в себя:
модулированный по амплитуде просочившийся сигнал и принимаемый сигнал, или
принимаемый сигнал и сигнал преднамеренных помех, или
модулированный просочившийся сигнал, сигнал преднамеренных помех и принимаемый сигнал.
32. Машиночитаемый носитель по п.31, в котором нелинейное преобразование
аппроксимирует линейные и нелинейные характеристики схемы преобразования с повышением частоты передающего устройства, и
аппроксимирует линейные и нелинейные характеристики схемы преобразования с понижением частоты приемного устройства.
RU2008135668/09A 2006-02-03 2007-02-02 Устройство подавления взаимной модуляции и паразитных преднамеренных помех в передающем устройстве основной полосы частот RU2417529C2 (ru)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US11/346,888 2006-02-03
US11/346,888 US8170487B2 (en) 2006-02-03 2006-02-03 Baseband transmitter self-jamming and intermodulation cancellation device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU2008135668A RU2008135668A (ru) 2010-03-10
RU2417529C2 true RU2417529C2 (ru) 2011-04-27

Family

ID=38130201

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2008135668/09A RU2417529C2 (ru) 2006-02-03 2007-02-02 Устройство подавления взаимной модуляции и паразитных преднамеренных помех в передающем устройстве основной полосы частот

Country Status (10)

Country Link
US (1) US8170487B2 (ru)
EP (1) EP1980028B1 (ru)
JP (1) JP4965585B2 (ru)
KR (1) KR101043565B1 (ru)
CN (1) CN101379718B (ru)
BR (1) BRPI0707364A2 (ru)
CA (1) CA2636589A1 (ru)
RU (1) RU2417529C2 (ru)
TW (1) TWI341114B (ru)
WO (1) WO2007092767A1 (ru)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2549119C2 (ru) * 2012-04-24 2015-04-20 Андрей Александрович Федчун Способ селекции радиосигналов, устройство селекции радиосигналов и устройство определения подавления
RU2584141C2 (ru) * 2012-01-16 2016-05-20 Хуавей Текнолоджиз Ко., Лтд. Способ и устройство обработки полнодуплексной взаимной помехи
RU2644559C2 (ru) * 2013-11-12 2018-02-13 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Устройство и способ передачи

Families Citing this family (151)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7876867B2 (en) 2006-08-08 2011-01-25 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion detection and mitigation
US8290100B2 (en) * 2006-08-08 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Interference detection and mitigation
US8098779B2 (en) * 2006-08-08 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Interference detection and mitigation
JP2008236021A (ja) * 2007-03-16 2008-10-02 Fujitsu Ltd 無線通信装置
US8050201B2 (en) * 2007-03-21 2011-11-01 Skyworks Solutions, Inc. LMS adaptive filter for digital cancellation of second order inter-modulation due to transmitter leakage
US8855029B2 (en) * 2007-03-21 2014-10-07 Skyworks Solutions, Inc. LMS adaptive filter for digital cancellation of second order inter-modulation due to transmitter leakage
FR2915038B1 (fr) * 2007-04-12 2012-08-03 Univ Paris Curie Recepteur haute frequence a traitement numerique multi-canaux
US8045660B1 (en) 2007-05-23 2011-10-25 Hypres, Inc. Wideband digital spectrometer
US8000674B2 (en) * 2007-07-31 2011-08-16 Intel Corporation Canceling self-jammer and interfering signals in an RFID system
US9548775B2 (en) * 2007-09-06 2017-01-17 Francis J. Smith Mitigation of transmitter passive and active intermodulation products in real and continuous time in the transmitter and co-located receiver
TWI385941B (zh) * 2007-10-16 2013-02-11 Realtek Semiconductor Corp 干擾消除裝置及其方法
US7929917B1 (en) * 2007-12-21 2011-04-19 Nortel Networks Limited Enhanced wideband transceiver
US8032102B2 (en) 2008-01-15 2011-10-04 Axiom Microdevices, Inc. Receiver second order intermodulation correction system and method
GB0800891D0 (en) * 2008-01-17 2008-02-27 Cambridge Silicon Radio Ltd Method and apparatus for cross-talk cancellation
US8306480B2 (en) * 2008-01-22 2012-11-06 Texas Instruments Incorporated System and method for transmission interference cancellation in full duplex transceiver
JP5009380B2 (ja) * 2008-01-28 2012-08-22 ウチヤ・サーモスタット株式会社 サーマルプロテクタ
US8175535B2 (en) * 2008-02-27 2012-05-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Active cancellation of transmitter leakage in a wireless transceiver
US8693954B2 (en) 2008-06-25 2014-04-08 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Interferer reduction
US7995973B2 (en) * 2008-12-19 2011-08-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Own transmitter interference tolerant transceiver and receiving methods
US8055234B2 (en) * 2008-06-27 2011-11-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for suppressing strong-signal interference in low-IF receivers
EP2316166A2 (en) * 2008-06-27 2011-05-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Own transmitter interference tolerant transceiver and receiving methods
US8855580B2 (en) * 2008-06-27 2014-10-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Methods and apparatus for reducing own-transmitter interference in low-IF and zero-IF receivers
EP2169837B1 (en) * 2008-09-29 2013-01-30 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Technique for suppressing noise in a transmitter device
ES2406705T3 (es) * 2008-12-12 2013-06-07 St-Ericsson Sa Método y sistema de calibración de un punto de interceptación de intermodulación de segundo orden de un transceptor de radio
US8090320B2 (en) * 2008-12-19 2012-01-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Strong signal tolerant OFDM receiver and receiving methods
US8300561B2 (en) * 2008-12-30 2012-10-30 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for canceling distortion in full-duplex transceivers
US8331894B2 (en) * 2009-01-13 2012-12-11 Mediatek Inc. Method for performing active jammer suppression on electronic device, and associated apparatus
US8774314B2 (en) * 2009-06-23 2014-07-08 Qualcomm Incorporated Transmitter architectures
WO2011004578A1 (ja) * 2009-07-06 2011-01-13 パナソニック株式会社 非線形歪み補償受信機及び非線形歪み補償方法
CN101674597B (zh) * 2009-09-30 2014-04-30 中兴通讯股份有限公司 对终端的异系统干扰和对终端总体干扰的评估方法和装置
US8576965B2 (en) * 2009-10-30 2013-11-05 Qualcomm Incorporated Methods and systems for interference cancellation in multi-mode coexistence modems
US20110105037A1 (en) * 2009-10-30 2011-05-05 Qualcomm Incorporated Methods and systems for interference cancellation in multi-mode coexistence modems
US20110143697A1 (en) * 2009-12-11 2011-06-16 Qualcomm Incorporated Separate i and q baseband predistortion in direct conversion transmitters
US8744377B2 (en) * 2009-12-21 2014-06-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for adaptive non-linear self-jamming interference cancellation
US8880010B2 (en) * 2009-12-30 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Dual-loop transmit noise cancellation
WO2011097646A1 (en) * 2010-02-08 2011-08-11 Maxlinear, Inc. Methods and apparatus for intelligent power reduction in communications systems
US8320868B2 (en) * 2010-02-11 2012-11-27 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Integrated circuits, communication units and methods of cancellation of intermodulation distortion
US8320866B2 (en) * 2010-02-11 2012-11-27 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Integrated circuits, communication units and methods of cancellation of intermodulation distortion
KR101386839B1 (ko) * 2010-05-18 2014-04-18 엘에스산전 주식회사 Ｒｆｉｄ 시스템의 송신누설신호 제거장치
US9325360B2 (en) * 2010-09-28 2016-04-26 Qualcomm Incorporated Reducing non-linearities in a differential receiver path prior to a mixer using calibration
JP5236711B2 (ja) * 2010-09-30 2013-07-17 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 移動通信端末、複数周波数同時通信方法
US9425850B2 (en) 2010-10-27 2016-08-23 Sai C. Kwok Simultaneous voice and data communication
US20120140685A1 (en) * 2010-12-01 2012-06-07 Infineon Technologies Ag Simplified adaptive filter algorithm for the cancellation of tx-induced even order intermodulation products
CN102111177A (zh) * 2010-12-24 2011-06-29 重庆大学 一种双天线全双工软件无线电收发机
WO2012122307A1 (en) * 2011-03-07 2012-09-13 Qualcomm Incorporated Cancelling noise in the receive channel created by spectral leakage from transmit signal
US8600435B2 (en) 2011-04-15 2013-12-03 Intel Mobile Communications GmbH Multi-standard transceiver, device and method
US8553610B2 (en) 2011-05-12 2013-10-08 Qualcomm Incorporated Interference cancellation repeater incorporating a non-linear element
WO2012161632A1 (en) * 2011-05-20 2012-11-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Dynamic cancellation of passive intermodulation interference
US20130040555A1 (en) * 2011-08-12 2013-02-14 Qualcomm Incorporated Robust spur induced transmit echo cancellation for multi-carrier systems support in an rf integrated transceiver
US8767869B2 (en) * 2011-08-18 2014-07-01 Qualcomm Incorporated Joint linear and non-linear cancellation of transmit self-jamming interference
US8615204B2 (en) * 2011-08-26 2013-12-24 Qualcomm Incorporated Adaptive interference cancellation for transmitter distortion calibration in multi-antenna transmitters
US20130155911A1 (en) * 2011-12-16 2013-06-20 Broadcom Corporation Radio Transceiver With IM2 Mitigation
EP3236589B1 (en) 2012-03-09 2019-05-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Method, apparatus, device, and system for cancelling multi-carrier transmission interference
GB2502045B (en) * 2012-04-03 2015-03-25 Nvidia Corp Mitigating interference in wireless communication system
GB2502281B (en) * 2012-05-21 2014-11-26 Aceaxis Ltd Detection of intermodulation products
GB2502279B (en) 2012-05-21 2014-07-09 Aceaxis Ltd Reduction of intermodulation products
US9374115B2 (en) 2012-05-24 2016-06-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method, base station and apparatus in a base station for reducing intermodulation distortion
US8780963B1 (en) 2012-06-26 2014-07-15 L-3 Communications Corp. Adaptive filtering for canceling leaked transmit signal distortion from a received RF signal in an RF transceiver
US8879663B1 (en) 2012-06-26 2014-11-04 L-3 Communications Corp. Adaptive filtering for canceling distortion in radio frequency signals
US9312888B2 (en) 2012-06-29 2016-04-12 Qualcomm Incorporated Antenna interface circuits for carrier aggregation on multiple antennas
US10374656B2 (en) * 2012-07-30 2019-08-06 Photonic Systems, Inc. Same-aperture any-frequency simultaneous transmit and receive communication system
US11539392B2 (en) * 2012-07-30 2022-12-27 Photonic Systems, Inc. Same-aperture any-frequency simultaneous transmit and receive communication system
US8890619B2 (en) 2012-08-02 2014-11-18 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) PIM compensation in a receiver
US8855175B2 (en) * 2012-08-02 2014-10-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Low complexity all-digital PIM compensator
GB2505684A (en) 2012-09-07 2014-03-12 Enmodus Ltd Cancellation of transmitter leakage in a transceiver using a predetermined phase relationship between transmit and receive carriers
US9014651B2 (en) * 2012-09-10 2015-04-21 Broadcom Corporation Interference cancellation in multi-mode radio access technology devices
US9113481B2 (en) 2012-09-27 2015-08-18 Qualcomm Incorporated Adaptive non-linear interference cancellation using side-band information
WO2014085105A1 (en) * 2012-11-14 2014-06-05 Spectra7 Microsystems Ltd Mitigating effects of a transmitted blocker and distortions therefrom in a radio receiver
GB2508383B (en) * 2012-11-29 2014-12-17 Aceaxis Ltd Processing interference due to non-linear products in a wireless network
US8917792B2 (en) * 2012-12-12 2014-12-23 Motorola Mobility Llc Method and apparatus for the cancellation of intermodulation and harmonic distortion in a baseband receiver
US8995932B2 (en) * 2013-01-04 2015-03-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Transmitter noise suppression in receiver
US9077440B2 (en) * 2013-01-04 2015-07-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Digital suppression of transmitter intermodulation in receiver
US8964608B2 (en) * 2013-01-11 2015-02-24 Futurewei Technologies, Inc. Interference cancellation for division free duplexing or full duplex operation
CN103973612A (zh) * 2013-01-25 2014-08-06 华为技术有限公司 近区反射自干扰信号抵消方法及装置
US9252831B2 (en) * 2013-03-01 2016-02-02 Qualcomm Incorporated Multi-tap adaptive filter for transmit signal leakage cancellation
US9048900B2 (en) * 2013-03-12 2015-06-02 Analog Devices Global All digital transmitter noise correction
US9083582B2 (en) 2013-03-13 2015-07-14 Analog Devices Global Transmitter noise cancellation in a multi transmitter-receiver system
US9831898B2 (en) * 2013-03-13 2017-11-28 Analog Devices Global Radio frequency transmitter noise cancellation
US9231801B2 (en) 2013-03-15 2016-01-05 Qualcomm Incorporated Adaptive non-linear interference cancellation for intermodulation distortion
US9160386B2 (en) 2013-04-05 2015-10-13 Qualcomm Incorporated Non-linear interference cancellation across aggressor transmitters and victim receivers
US9391667B2 (en) * 2013-07-05 2016-07-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Cancellation of spurious responses from local oscillator cross-coupling
WO2015005954A1 (en) * 2013-07-11 2015-01-15 Eden Rock Communications, Llc Cooperative interference subtraction scheme
GB201313066D0 (en) * 2013-07-22 2013-09-04 Aceaxis Ltd Processing interference in a wireless network
US9590318B2 (en) * 2013-07-25 2017-03-07 Intel Corporation Modular design of a high power, low passive intermodulation, active universal distributed antenna system interface tray
US20150070089A1 (en) * 2013-09-09 2015-03-12 MagnaCom Ltd. Adaptive nonlinear model learning
US9203462B2 (en) 2013-10-02 2015-12-01 Entropic Communications, Llc Transmit energy leakage control in a receiver
US9838069B2 (en) * 2013-10-30 2017-12-05 Netgear, Inc. Radio frequency front end module with high band selectivity
EP2884668B1 (en) * 2013-12-12 2020-11-18 Nokia Solutions and Networks Oy Improvement of receiver sensitivity
CN103891228B (zh) * 2013-12-30 2016-12-14 华为技术有限公司 干扰抑制方法以及装置
US9544002B2 (en) * 2014-01-16 2017-01-10 Intel IP Corporation Concurrent transmit and receive
US9461697B2 (en) * 2014-02-27 2016-10-04 Scintera Networks Llc In-service monitoring and cancellation of passive intermodulation interferences
US8963608B1 (en) 2014-05-01 2015-02-24 L-3 Communications Corp. Peak-to-peak average power ratio reduction and intermodulation distortion pre-suppression using open-loop signal processing
US9525453B2 (en) * 2014-06-10 2016-12-20 Apple Inc. Intermodulation cancellation of third-order distortion in an FDD receiver
BR112016030000B1 (pt) * 2014-06-26 2023-01-17 Huawei Technologies., Ltd Equipamento e método de cancelamento de interferência
CN106664108B (zh) * 2014-07-10 2019-05-17 瑞典爱立信有限公司 消除互调干扰的方法和设备
US9847865B2 (en) 2014-08-20 2017-12-19 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for digital cancellation of self-interference in full-duplex communications
US9356632B2 (en) * 2014-10-07 2016-05-31 Qualcomm Incorporated Intermodulation distortion canceller for use in multi-carrier transmitters
US9641272B2 (en) * 2014-10-24 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Inter-rat interference cancellation
US9912358B2 (en) 2015-03-20 2018-03-06 Analog Devices Global Method of and apparatus for transmit noise reduction at a receiver
US20160294425A1 (en) * 2015-04-06 2016-10-06 Qualcomm Incorporated Self-interference cancellation using digital filter and auxiliary receiver
US9998158B2 (en) 2015-05-27 2018-06-12 Finesse Wireless, Inc. Cancellation of spurious intermodulation products produced in nonlinear channels by frequency hopped signals and spurious signals
CN104953217A (zh) * 2015-06-11 2015-09-30 武汉嘉瑞科技有限公司 一种四合一天线合路系统
US20160380668A1 (en) * 2015-06-26 2016-12-29 Fujitsu Limited Communication device and receiving method
US9490855B1 (en) * 2015-09-01 2016-11-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for self-directed interference cancellation filter management
US9774364B2 (en) * 2015-09-04 2017-09-26 Futurewei Technologies, Inc. Interference phase estimate system and method
US9935615B2 (en) 2015-09-22 2018-04-03 Intel Corporation RLS-DCD adaptation hardware accelerator for interference cancellation in full-duplex wireless systems
US11129985B2 (en) 2015-10-21 2021-09-28 Neuspera Medical, Inc. Devices, systems, and methods for stimulation therapy
US10623986B2 (en) 2015-10-22 2020-04-14 Photonic Systems, Inc. RF signal separation and suppression system and method
US10158432B2 (en) * 2015-10-22 2018-12-18 Photonic Systems, Inc. RF signal separation and suppression system and method
US10574278B2 (en) * 2015-11-13 2020-02-25 Texas Instruments Incorporated High dynamic range ask wake-up receiver
US9590668B1 (en) 2015-11-30 2017-03-07 NanoSemi Technologies Digital compensator
US10110306B2 (en) 2015-12-13 2018-10-23 GenXComm, Inc. Interference cancellation methods and apparatus
JP2017130729A (ja) 2016-01-18 2017-07-27 富士通株式会社 遅延測定器、通信装置および遅延測定方法
JP2017130717A (ja) 2016-01-18 2017-07-27 富士通株式会社 歪みキャンセル装置及び歪みキャンセル方法
JP2017130718A (ja) 2016-01-18 2017-07-27 富士通株式会社 歪みキャンセル装置及び歪みキャンセル方法
JP6521103B2 (ja) 2016-01-26 2019-05-29 富士通株式会社 無線装置
CN109075808B (zh) * 2016-02-29 2021-02-09 华为技术有限公司 一种无源互调干扰抵消方法及装置
US20190097673A1 (en) * 2016-04-05 2019-03-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interference suppression in a radio transceiver device
US10257746B2 (en) 2016-07-16 2019-04-09 GenXComm, Inc. Interference cancellation methods and apparatus
US10193683B2 (en) 2016-07-20 2019-01-29 Intel Corporation Methods and devices for self-interference cancelation
KR101854787B1 (ko) * 2016-09-19 2018-05-04 (주)에프씨아이 다중 대역 ｒｆ 수신기
US11057004B2 (en) 2017-02-25 2021-07-06 Nanosemi, Inc. Multiband digital predistorter
JP6926639B2 (ja) * 2017-04-27 2021-08-25 富士通株式会社 歪キャンセル装置および歪キャンセル方法
US10141961B1 (en) 2017-05-18 2018-11-27 Nanosemi, Inc. Passive intermodulation cancellation
US11115067B2 (en) 2017-06-09 2021-09-07 Nanosemi, Inc. Multi-band linearization system
US10931318B2 (en) 2017-06-09 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Subsampled linearization system
US11323188B2 (en) 2017-07-12 2022-05-03 Nanosemi, Inc. Monitoring systems and methods for radios implemented with digital predistortion
CN109428849B (zh) * 2017-09-04 2021-08-20 瑞昱半导体股份有限公司 处理信号干扰的装置及方法
US11303251B2 (en) 2017-10-02 2022-04-12 Nanosemi, Inc. Digital predistortion adjustment based on determination of load condition characteristics
JP6933106B2 (ja) * 2017-11-21 2021-09-08 富士通株式会社 歪みキャンセル装置および歪みキャンセル方法
US10454509B2 (en) 2018-03-13 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Communication circuit including a transmitter
US10644657B1 (en) 2018-05-11 2020-05-05 Nanosemi, Inc. Multi-band digital compensator for a non-linear system
WO2019219185A1 (en) * 2018-05-16 2019-11-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Interference mitigation
US11863210B2 (en) 2018-05-25 2024-01-02 Nanosemi, Inc. Linearization with level tracking
US10931238B2 (en) 2018-05-25 2021-02-23 Nanosemi, Inc. Linearization with envelope tracking or average power tracking
EP3804127A1 (en) 2018-05-25 2021-04-14 NanoSemi, Inc. Digital predistortion in varying operating conditions
US11150409B2 (en) 2018-12-27 2021-10-19 GenXComm, Inc. Saw assisted facet etch dicing
WO2021011134A1 (en) * 2019-07-12 2021-01-21 Intel Corporation A concept for interference cancellation in a transceiver device
US10727945B1 (en) 2019-07-15 2020-07-28 GenXComm, Inc. Efficiently combining multiple taps of an optical filter
US11943002B2 (en) 2019-07-31 2024-03-26 Nokia Solutions And Networks Oy Method for processing of passive intermodulation products
US20210075465A1 (en) 2019-09-06 2021-03-11 Nextivity, Inc. Hybrid radio frequency combining system with signal cancellation
US11215755B2 (en) 2019-09-19 2022-01-04 GenXComm, Inc. Low loss, polarization-independent, large bandwidth mode converter for edge coupling
US11539394B2 (en) 2019-10-29 2022-12-27 GenXComm, Inc. Self-interference mitigation in in-band full-duplex communication systems
CN115298978B (zh) * 2020-03-18 2023-10-27 哲库科技(上海)有限公司 用于谐波干扰消除的基带芯片和无线通信方法
US10992326B1 (en) 2020-05-19 2021-04-27 Nanosemi, Inc. Buffer management for adaptive digital predistortion
US11796737B2 (en) 2020-08-10 2023-10-24 GenXComm, Inc. Co-manufacturing of silicon-on-insulator waveguides and silicon nitride waveguides for hybrid photonic integrated circuits
US12001065B1 (en) 2020-11-12 2024-06-04 ORCA Computing Limited Photonics package with tunable liquid crystal lens
CN113114286B (zh) * 2021-04-14 2022-04-29 中国人民解放军陆军工程大学 低复杂射频前端邻道干扰抑制装置
CA3234722A1 (en) 2021-10-25 2023-05-04 Farzad Mokhtari-Koushyar Hybrid photonic integrated circuits for ultra-low phase noise signal generators
WO2024042910A1 (ja) * 2022-08-25 2024-02-29 株式会社村田製作所 高周波モジュールおよび通信装置
CN115801029B (zh) * 2023-02-08 2023-04-18 北京智联安科技有限公司 消除零中频接收机的im2信号的方法、装置及介质

Family Cites Families (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4995104A (en) * 1989-05-08 1991-02-19 At&T Bell Laboratories Interference cancelling circuit and method
US5668794A (en) * 1995-09-29 1997-09-16 Crystal Semiconductor Variable gain echo suppressor
JPH09219666A (ja) * 1996-02-14 1997-08-19 Murata Mfg Co Ltd 送受共用器
JPH11308143A (ja) * 1998-04-21 1999-11-05 Sony Corp 通信装置
US6600792B2 (en) * 1998-06-26 2003-07-29 Qualcomm Incorporated Predistortion technique for high power amplifiers
US7366470B1 (en) * 1999-06-24 2008-04-29 Intel Corporation Inter-modulation distortion compensation
EP1204216B1 (en) * 1999-07-28 2011-04-20 Fujitsu Limited Method and apparatus for distortion compensation of radio device
US6259752B1 (en) * 2000-02-01 2001-07-10 Conexant Systems, Inc. System for cancelling internal interference in a receiver
CN1166138C (zh) 2000-07-20 2004-09-08 华为技术有限公司 一种宽带发射机的自适应数字预失真方法和装置
US6853675B1 (en) * 2000-08-10 2005-02-08 Umbrella Capital, Llc Methods and systems for optimizing signal transmission power levels in a spread spectrum communication system
US20020130729A1 (en) * 2001-03-14 2002-09-19 Lawrence Larson Circuit and method improving linearity, and reducing distortion, in microwave RF bandpass filters, especially superconducting filters
US7346134B2 (en) * 2001-05-15 2008-03-18 Finesse Wireless, Inc. Radio receiver
US7155179B1 (en) * 2001-07-16 2006-12-26 Texas Instruments Incorporated Full duplex transceiver having a method for immunizing itself against self-jamming
US6928603B1 (en) * 2001-07-19 2005-08-09 Adaptix, Inc. System and method for interference mitigation using adaptive forward error correction in a wireless RF data transmission system
SE0102885D0 (en) * 2001-08-28 2001-08-28 Ericsson Telefon Ab L M Calibration of an adaptive signal conditioning systern
US7127211B2 (en) * 2002-02-21 2006-10-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for reduced intermodulation distortion in a radio transceiver
TW536790B (en) 2002-06-12 2003-06-11 Powerchip Semiconductor Corp A manufacturing method of flash memory
US6954627B2 (en) * 2002-06-28 2005-10-11 Qualcomm, Incorporated Blind modulation cancellation by addition of modulated signal
US7254186B2 (en) * 2003-07-22 2007-08-07 M/A-Com, Inc. Electromagnetic wave transmitter, receiver and transceiver systems, methods and articles of manufacture
US7043208B2 (en) * 2002-10-15 2006-05-09 Motorola, Inc. Method and apparatus to reduce interference in a communication device
US6944427B2 (en) * 2003-01-31 2005-09-13 Motorola, Inc. Reduced crossmodulation operation of a multimode communication device
JP4094444B2 (ja) * 2003-01-31 2008-06-04 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信端末
JP4357184B2 (ja) * 2003-02-19 2009-11-04 Ｔｄｋ株式会社 フロントエンドモジュール
US7711329B2 (en) * 2003-11-12 2010-05-04 Qualcomm, Incorporated Adaptive filter for transmit leakage signal rejection
US7116951B2 (en) * 2003-12-16 2006-10-03 Motorola, Inc. Transmitter circuit and method for modulation distortion compensation
ES2551028T3 (es) * 2004-01-12 2015-11-13 Nextivity, Inc. Amplificador celular de corto alcance
US7915954B2 (en) * 2004-01-16 2011-03-29 Qualcomm, Incorporated Amplifier predistortion and autocalibration method and apparatus
US7373168B1 (en) * 2005-01-12 2008-05-13 The Aerospace Corporation Power controlled fading communication channel system

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2584141C2 (ru) * 2012-01-16 2016-05-20 Хуавей Текнолоджиз Ко., Лтд. Способ и устройство обработки полнодуплексной взаимной помехи
US10153889B2 (en) 2012-01-16 2018-12-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for handling full-duplex interference
RU2549119C2 (ru) * 2012-04-24 2015-04-20 Андрей Александрович Федчун Способ селекции радиосигналов, устройство селекции радиосигналов и устройство определения подавления
RU2644559C2 (ru) * 2013-11-12 2018-02-13 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Устройство и способ передачи
US10153851B2 (en) 2013-11-12 2018-12-11 Huawei Technologies Co., Ltd. Transmission method and apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
WO2007092767A1 (en) 2007-08-16
TW200737858A (en) 2007-10-01
CA2636589A1 (en) 2007-08-16
CN101379718B (zh) 2013-07-03
RU2008135668A (ru) 2010-03-10
JP4965585B2 (ja) 2012-07-04
EP1980028A1 (en) 2008-10-15
TWI341114B (en) 2011-04-21
US20070184782A1 (en) 2007-08-09
CN101379718A (zh) 2009-03-04
JP2009526442A (ja) 2009-07-16
EP1980028B1 (en) 2014-09-10
KR101043565B1 (ko) 2011-06-22
BRPI0707364A2 (pt) 2011-05-03
US8170487B2 (en) 2012-05-01
KR20080093066A (ko) 2008-10-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
RU2417529C2 (ru) Устройство подавления взаимной модуляции и паразитных преднамеренных помех в передающем устройстве основной полосы частот
RU2436229C2 (ru) Снижение искажения второго порядка, вызываемого просачиванием передаваемого сигнала
US8744377B2 (en) Method and apparatus for adaptive non-linear self-jamming interference cancellation
US9160386B2 (en) Non-linear interference cancellation across aggressor transmitters and victim receivers
US10097233B2 (en) Full duplex radio
US20100165895A1 (en) Methods and apparatus for canceling distortion in full-duplex transceivers
US9755691B2 (en) Method and system for mitigating the effects of a transmitted blocker and distortions therefrom in a radio receiver
Sadjina et al. A mixed-signal circuit technique for cancellation of interferers modulated by LO phase-noise in 4G/5G CA transceivers
US7340234B2 (en) UWB transmitting and receiving device for removing an unnecessary carrier component in a transmission signal spectrum
Kanumalli et al. Mixed-signal based enhanced widely linear cancellation of modulated spur interference in LTE-CA transceivers
US10211931B1 (en) Method of interference cancellation and transceiving device
Auer et al. Kernel recursive least squares algorithm for transmitter-induced self-interference cancellation
Auer et al. Kernel recursive least squares based cancellation of second-order intermodulation distortion
KR101378370B1 (ko) Pimd 제거 장치 및 방법
Kahrizi et al. Adaptive filtering using LMS for digital TX IM2 cancellation in WCDMA receiver
Habibi et al. System study on nonlinear suppression of varying-envelope local interference in multimode transceivers
WO2016062576A2 (en) Full duplex radio
EP4205287A2 (en) High-power analog interference cancellation
Ahmed Interference mitigation in colocated wireless systems

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190203