CN101379718B - 基带发射机自扰和互调消去设备 - Google Patents

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Abstract

某些实施例提供用于在接收机的基带处的干扰消去的方法、系统、和装置。向具有发射机和接收机的无线通信设备提供在基带处消去由漏泄或溢流到接收机上的发射信号(或其它信号)所引起的干扰以便于检出感兴趣的收到信号的自适应电路。某些实现提供近似地重构由接收机的下变频链的非线性响应所引起的二阶和三阶分量的电路。随后从复合的收到信号中减去该重构出的信号以获得感兴趣的收到信号。

Description

基带发射机自扰和互调消去设备
背景
领域
本发明一般涉及用于接收机中的干扰消去的装置、系统、和方法。更具体地，本发明的一个特征可在基带处去除由漏泄到接收机上的发射信号或其它信号所引起的在基带的互调干扰。
背景
许多通信系统支持全双工传输，其中可同时在通信链路的两个方向上发送信息(例如，语音、数字数据、视频等)。这允许例如在通信链路的不同侧上的两方同时讲话。常规的全双工通信设备在一个频率上发射并在另一不同频率上接收。在许多通信设备(例如，无线电话、蜂窝电话、电话、基站等)中，发射机和接收机共享单个天线(经由双工器或交换机)，且所发射的信号强于接收到的信号。即，由于发射的信号通常必须行进相当大的距离才能到达其目的地(例如，接收设备、基站、中继站等)，因此其很可能在到达接收设备时已有显著的衰减。所发射的信号还必须具有充足的功率才能在其目的地处从可觉察到的噪声和干扰上被区别出来。
在具有收发机(即，发射机和接收机的组合)的全双工通信系统中，正要发射的信号在发射之前由一个或多个功率放大器(PA)进行放大。该经放大的发射信号通常由于双工器电路有限的衰减而漏泄到接收机的通路中，从而与接收到的信号发生干扰。此外，接收机的通路通常包括干扰(称为“扰乱信号”)，其在振幅上可能基本上比期望或预期的接收Rx信号强。
使用理想的、完全线性的射频(RF)下变频链，发射信号交越将不会带来问题，因为发射的和接收到的信号占据由所谓的双工频率(例如，对于蜂窝频带码分多址(CDMA)是45MHz)所分隔开的不同的频带。由于较强的发射信号距离接收到的信号有例如45MHz远，因此完全线性的下变频链将可一直使该分隔维持直至零频率(基带)，在那里产生干扰的发射信号可被滤除。
图1是示出用于诸如CDMA通信设备等全双工通信设备的典型发射机102/接收机104编排的框图。双工器106耦合发射机102与接收机104以允许通过天线108来发射和接收信号。发射机102一般包括生成基带信号(TxBB)的信号源114，该基带信号由混频器115用发射载波频率ωT 116进行上变频。来自混频器115的信号随后由功率放大器118进行放大，并经由双工器106和天线108发射。接收机104一般包括接收来自双工器106的复合接收(Rx)信号119的低噪声放大器(LNA)120。接收机混频器121将该信号从接收机载波频率ωR 122解调到基带，并随后将其传递给低通滤波器124、模数(A/D)转换器126、数字低通滤波器127、以及接收设备128。复合Rx信号119可包括漏泄的Tx信号110、扰乱信号、以及预期的Rx信号112。
一般比预期的Rx信号112强很多的Tx信号111通常是通过双工器106漏泄到接收机的低噪声放大器(LNA)120中的。在码分多址(CDMA)的典型情况下，例如Tx信号11 1的最大功率近似为+28 dBm，而双工器106的发射机-接收机隔离近似为60 dB。这意味着在接收机的放大器120处的漏泄的Tx信号110的干扰功率近似为-32 dBm，这比可能低到-100 dBm或以下的预期Rx信号112强许多。如若接收机混频器121是完全线性的，则将可维持漏泄的Tx信号110与预期的Rx信号112的频率分隔(例如，45MHz的分隔)，且低通滤波器(LPF)124将能消除漏泄的Tx信号110。
当电路或组件不管输入信号的特性如何均对输入信号作用线性传递函数(即，如果输入由某个因子比例缩放则使输出也由相同的因子比例缩放的函数)时，该电路或组件就是“线性的”。例如，如果一组件不管输入信号的振幅如何都向所有输入信号作用相同的比例缩放因子，则该组件就没有非线性性。非线性组件的一种效果是拓宽了输入信号的频带。例如，初始占据窄频带的输入信号以占据较宽范围的频率告终。因此，具有非线性性的电路通常增大已调制输入信号的带宽。
作为混频器121的非线性性的结果，漏泄的Tx信号110被平方并占据与经下变频的(较弱的)预期Rx信号112相同的基带(即，0Hz)周围的区域。由此，传统的接收机104不能胜任滤除漏泄的Tx信号110，从而使得识别接收到的信号更加困难。
复合Rx信号119还包括可能是以与漏泄的Tx信号110相类似的方式被调制也可能不是的一个或多个扰乱信号。例如，在各种实现中，扰乱信号可以是其中心频率接近Rx中心频率ωR的频调或已调制信号(例如，可能是某个其它无线通信标准或网络的)。发射信号的调制转移(交越)到该扰乱信号。由于接收机频率ωR接近典型的干扰(即，扰乱)频率，因此扰乱信号的频谱会交叠在接收频率ωR上。因此，较强的扰乱信号可能会遮蔽预期的接收Rx信号112，从而使其难以辨别。
在接收机104处减少不想要的信号的一种途径是对放大器120的输出进行滤波以去除不想要的信号，例如，借助于锐截止RF滤波器，通常在实践中是LNA 120与混频器121之间的外部SAW滤波器123。然而，外部SAW滤波器123是成本高昂的，且仅在去除干扰Tx信号110而非扰乱中有效。由于扰乱信号的频谱可能占据与预期的Rx信号112相同的频率空间，因此这样的滤波也会滤除预期的Rx信号。另一种技术是在放大之前从接收通路滤除漏泄的Tx信号110和扰乱信号。该技术不是完全胜任的，因为(a)漏泄的Tx信号和扰乱信号可能太靠近预期的Rx信号112而难以被滤除，以及(b)可能必需要大型和昂贵的双工器和滤波器。
由此，传统接收机104一般将外部SAW滤波器123与高度线性混频器组合使用以阻止漏泄并滤除漏泄的传输信号。然而，外部SAW滤波器是成本高昂的，且高度线性混频器会增加功耗。
概要
本发明的一个方面涉及诸如收发机(即，发射机和接收机的组合)等的具有在基带处消去由漏泄或溢流到接收机上的发射信号(或其它信号)所引起的互调干扰以便于检出感兴趣的收到信号的电路的无线通信设备。
某些实现提供一种用于在接收机的基带处消去互调干扰的装置。该装置包括重构电路，配置成(a)接收第一信号，(b)逼近接收机的非线性特性，(c)以及提供重构出的输出信号。信号加法器接收重构出的输出信号并从来自接收机的第二信号中减去此重构出的输出信号。第二信号可包括已调幅溢波信号、扰乱信号、以及接收信号。从第二信号中减去重构出的输出信号基本上从第二信号去除了与溢波信号和扰乱信号相关联的干扰。溢波信号可以是第一信号(例如，发射信号)的经衰减的、且可能经滤波的版本。该重构电路可包括(a)逼近发射机功率放大器的非线性特性的查找表，(b)产生所发射的漏泄信号的平方振幅的电路，以及(c)逼近接收机的增益级的线性特性的自适应滤波器。一种特征使得该重构电路能够在第一信号低于阈值功率电平时不提供重构出的输出信号。
还提供一种用于消去接收机互调干扰的方法。该方法包括(a)在基带处接收具有互调干扰和接收信号的复合信号；(b)在减去干扰消去信号之前通过线性和非线性下变频电路处理该复合信号；(c)对第一信号作用线性和/或非线性转换以获得干扰消去信号；以及(d)从复合信号中减去干扰消去信号以获得接收信号。第一信号可以是在复合信号中所见的溢波信号的未经调制的版本。复合信号可包括调幅溢波信号、扰乱信号、以及接收信号。从复合信号中减去干扰消去信号基本上从复合信号中去除了与溢波信号和/或扰乱信号相关联的干扰。从复合信号中减去干扰消去信号基本上从复合信号中去除了二阶和/或三阶互调干扰。对第一信号作用非线性转换包括：(a)逼近发射机功率放大器的非线性特性；以及(b)逼近接收机的增益级的线性特性。
另一实现提供一种收发机系统，包括：(a)用于对发射信号进行调制和放大的发射机上变频电路；(b)用于对接收到的信号进行解调和放大的接收机下变频电路；以及(c)互调消去电路，其被配置成：(1)接收第一发射信号，(2)对第一发射信号作用非线性和自适应线性转换以获得干扰消去信号，(3)接收来自接收机下变频电路的复合信号，以及(4)从复合信号中减去干扰消去信号以获得期望的接收信号。可将交换机耦合到发射上变频电路和接收机下变频电路，用于将发射信号耦合到天线并接收来自天线的收到信号。可在基带处从复合信号中减去干扰消去信号。对第一发射信号作用非线性转换包括：(a)逼近发射机上变频电路的线性和/或非线性特性；以及(b)逼近接收机下变频电路的线性和/或非线性特性。当发射信号低于某个功率阈值时，互调消去电路可被关掉。
附图简要说明
图1是示出用于全双工通信设备的典型发射机-接收机编排的框图。
图2是示出根据一个实施例的具有自适应干扰消去的无线收发机的框图。
图3是示出根据一个实施例的其特征在于互调干扰由自适应干扰消去电路消去的接收机下变频电路的框图。
图4图示了示出在基带处的期望收到信号以及二阶互调产物(“IM2”)和三阶互调产物(“IM3”)的图表。
图5示出信号通过非线性器件的互调产物的数学表达。
图6示出根据一种实现的用于在基带处消去二阶和三阶互调干扰分量的一般方法。
图7是示出根据一种实现的具有自适应二阶互调消去电路的收发机的框图。
图8是示出根据一种实现的具有自适应三阶互调消去电路的收发机的框图。
图9示出根据一种实现的用于在基带处消去接收机互调干扰的方法。
详细描述
在以下描述中，给出具体细节以提供对各实施例的透彻理解。然而，本领域的普通技术人员将可了解，没有这些具体细节也可实践这些实施例。例如，可以用框图示出电路以免使这些实施例混淆在不必要的细节中。在其它情况下，公知的电路、结构和技术可能不被具体示出以免混淆这些实施例。
此外，应注意，这些实施例可能作为描绘成流程图、流图、结构图、或框图的过程来描述。虽然流程图可能将操作描述为顺序的过程，但这些操作中有许多可并行或并发执行。此外，这些操作的次序可以重新编排。过程在其操作完成时被终止。过程可对应于方法、函数、程序、子例程、子程序等。当过程对应于函数时，其终止对应于该函数返回到调用函数或主函数。
此外，存储介质可代表用于存储数据的一个或多个设备，包括只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、磁盘存储介质、光存储介质、闪存设备和/或用于存储信息的其它机器可读介质。术语“机器可读介质”包括，但不限于，便携或固定的存储设备、光存储设备、无线信道以及能够存储、包含或承载指令和/或数据的各种其它介质。
此外，可由硬件、软件、固件、中间件、微码、或其组合来实现各实施例。当在软件、固件、中间件或微码中实现时，执行必要任务的程序代码或代码段可被存储在诸如存储介质或其它存储之类的机器可读介质中。处理器可执行这些必要任务。代码段可表示过程、函数、子程序、程序、例程、子例程、模块、软件包、类，或指令、数据结构、或程序语句的组合。可通过传递和/或接收信息、数据、自变量、参数或存储器内容，将一代码段耦合到另一代码段或硬件电路。可通过包括存储器共享、消息传递、令牌传递、网络传输等合适手段来传递、转发、或传送信息、自变量、参数、数据等。
在以下描述中，使用某术语体系来描述本发明的一个或多个实施例的某些特征。例如，术语“通信设备”是指传送和/或接收已调制信号的任何有线或无线设备。术语“互调”是指所有类型的信号干扰、交调、以及扰乱信号。
本发明的一方面涉及诸如收发机(即，发射机和接收机的组合)等具有在基带处消除由漏泄或溢流到接收机上的发射信号(和/或其它信号)所引起的互调干扰以便于检出感兴趣的收到信号的电路的无线通信设备。
图2是示出根据一个实施例的具有自适应干扰消去的无线收发机的框图。收发机200包括经由双工器208耦合到天线206的发射机202和接收机下变频电路204。双工器208将接收到的信号从天线206定向到接收机下变频电路204，并在相反方向上将发射的信号从发射机202定向到天线206。双工器208可由数种不同的已知设计来实现，诸如在市售无线设备中所使用的双工器。在某些实现中，双工器208可应用在使用不同频率来发射和接收的CDMA系统中。在其它实现中，对于利用时分多址(TDMA)或其它使用相同频率但不同时隙来发送和接收数据的编码的实施例，可用交换机来代替双工器208。取决于应用的详情，可使用各种各样的其它组件来代替双工器208或交换机以与天线206交换发射和接收信号。替代地，当对发射和接收使用分别的天线时可移除双工器208或交换机。
发射机202可包括用于编码、调制、放大，和/或以其它方式处理信号以便于传输的各种电路组件。接收机下变频电路204可包括用于解码、解调、滤波、放大、和/或以其它方式处理接收到的信号的电路组件。这样的组件可由各种已知电路系统来实现，诸如在市售无线通信设备中所使用的那些。接收机下变频电路204有一个或多个此类组件可能是非线性器件，诸如起到对相对较弱的收到信号进行放大和滤波的作用的放大器和/或混频器。
互调重构电路210估计或逼近接收通路的线性和/或非线性响应，包括由于双工器208和接收机下变频电路204所产生的效果。互调重构电路210接收发射的Tx信号并向该Tx信号作用非线性的以及自适应的线性转换，以提供重构出的互调信号sIM。随后从来自接收机下变频电路204的复合输出信号scomp中减去重构出的互调信号sIM以获得预期的接收Rx信号(即，感兴趣的收到信号)。随后将该预期的Rx信号提供给收到信号目的地212。
图2中所示的组件和功能中有一个或多个可被重新编排和/或组合到单个组件中或实施在数个组件中而不会脱离本发明。还可添加额外的元件或组件而不会脱离本实施例。
常规的全双工发射机/接收机设备的一个问题是射频下变频电路系统——尤其是混频器121和/或放大器120(图1)——在该复合收到信号下变频到基带期间显现出二阶和三阶非线性性。这样的复合收到信号可能不但包括预期的收到信号还包括漏泄的发射信号以及扰乱信号。
图3是示出根据本发明一个实施例的其特征在于互调干扰由自适应干扰消去电路消去的接收机下变频电路300的框图。接收机下变频电路300一般包括耦合到混频器304的可能是非线性的器件302，该混频器304耦合到模拟抗混淆低通滤波器LPF 307，模拟低通滤波器LPF 307耦合到A/D转换器305进而耦合到数字低通滤波器LPF 306。模拟低通滤波器307起到在该信号由A/D转换器306采样之前的抗混淆滤波器的作用。数字LPF 306的截止更锐化且受到更好的控制，并抑制落在预期的Rx信号的带外的信号。非线性器件302(例如放大器)和/或混频器304可能会显现出二阶和三阶非线性性，从而当来自双工器的复合信号312通过其时产生数个互调(IM)项。在某些实现中，混频器304和非线性器件302可被组合成具有非线性输入级继之以线性输出级的单个器件。来自双工器的复合信号312可包括强漏泄发射Tx信号(由发射机频率ωt调制)、扰乱信号(J)(具有接近接收机频率ωr的频率ωJ)、以及期望的接收Rx信号(具有接收频率ωr)。
由非线性器件302和混频器304产生的互调(IM)项中的大多数是不相关的，因为它们占据低通滤波器LPF 306的通带之外的频率。即，这些互调项中的大多数落在会被低通滤波器LPF 306滤除的频率处。然而，某些二阶和三阶IM产物可能是相关的。图4图示了示出在基带处的期望收到Rx信号(即，感兴趣的接收信号)以及二阶互调产物(“IM2”)和三阶互调产物(“IM3”)的图表。图5示出信号通过非线性器件的互调产物的数学表达。非线性器件的特征响应可被建模为a1υ+a2υ2+a3υ3，其中线性项可被定义为：A[sxcosωtt-sysinωtt]+JcosωJt，其中A是双工器衰减，sx和sy是Tx信号s(t)(其中s(t)＝sx+jsy)的基带分量，ωt是发射频率，而J是扰乱信号振幅。还示出了二阶和三阶项。相关非线性项502(图4中的IM2)和504(图4中的IM3)是其频谱位于接收Rx信号(图4)的基带附近的那些项。其余的项被混频器304平移到会被滤波器LPF 306衰减掉的频率，且因此可被忽略。由于二阶非线性性，干扰的已调制Tx信号二阶项|s(t)|2位于DC(即，基带)处或其附近，并漏泄通过混频器304(图4中的IM2)。还由于三阶非线性性，Tx信号|s(t)|2与扰乱信号的互调产物(图4中的IM3)被下变频到接近DC(即，基带)并与预期的Rx信号相干扰。
在传统的RF前端接收机架构中，二阶和三阶干扰通常藉由紧接着低噪声放大器(例如，图1中的LNA 120)之后放置锐截止的、且因此通常是外部的和昂贵的带通滤波器来降低。这样，接收机通路中的干扰Tx信号在下变频链中早期被消除，因此下游没有IM产物。然而，接收机的带通滤波器(因为要求有锐截止频率响应，所以通常是SAW滤波器)本身是昂贵的，且还增加了集成接收机的主板面积和管脚。
其它现存的消去来自发射机的强干扰信号的方法包括在下变频电路之前在RF频率处的自适应消去。该电路系统是用模拟组件来构建的，且因此很可能是不准确的、会消耗功率、并将额外噪声注入接收机下变频链中，由此增大了接收机的总噪声。
一种替代的解决方案是构建完全线性的下变频链以致力于消除引起互调问题的非线性畸变。但是这样的高度线性RF下变频链相对较高的成本一般是难以接受的。增强RF电路系统的线性性也增大了在芯片上占据的面积以及功耗。
本发明的一个方面通过提供再造二阶和三阶互调分量(例如，IM2和IM3)并将其从复合收到信号中减去的互调重构电路(在接收机的下变频链之后)来针对性解决常规互调消去办法的缺点。该装置在接收机混频器的二阶和三阶非线性畸变已被作用之后在基带处消去由漏泄的Tx信号所引起的干扰。该解决方案不需要在接收机的低噪声放大器之后的带通滤波器，它也不需要在高RF频率处消去漏泄的Tx信号。
图6示出根据一种实现的用于在基带处消去二阶和三阶互调干扰分量的一般方法。概言之，近似地重构所发射的互调干扰信号(二阶和三阶IM两者)——包括从发射机向接收机的漏泄通路的线性和/或非线性响应，并将其从复合收到信号中减去。发射信号被生成并通过不同于主通路的第二通路被路由到天线(602)。该发射信号随后通过线性和/或非线性重构电路，其逼近通过包括双工器和非线性组件的接收机通路的漏泄(604)。随后从复合收到Rx信号中减去结果得到的互调干扰信号以获得预期的收到信号(606)。
图7是示出根据一种实现的具有自适应二阶互调消去电路的收发机700的框图。收发机700包括发射机702和接收机下变频电路704，它们耦合到双工器706以通过天线708发射和接收信号。发射机702包括Tx信号源726，其耦合到具有混频器728的上变频链，混频器728在功率放大器730对Tx信号s0进行放大以便通过双工器706和天线708进行发射之前用发射载波频率ωT对该信号进行调制。接收机下变频电路704包括接收来自双工器706的复合收到信号的低噪声放大器732、用接收机载波频率ωR对Rx信号进行解调的混频器734、从该信号去除混淆的模拟低通滤波器735、处理该信号的A/D转换器736、以及滤除落在预期的Rx信号的带外的其余信号的数字低通滤波器738。应注意，各种实现可仅采用模拟低通滤波器735、仅采用数字低通滤波器738、或采用这两个滤波器。
二阶互调重构电路710接收来自发射机702的发射信号s0，并逼近或复制从发射机702通过接收机下变频电路704的漏泄通路的线性和非线性响应。重构电路710提供近似的二阶互调信号sIM2，从来自接收机704的复合收到信号scomp中减去(712)信号sIM2以获得预期的接收信号r(t)加不可避免的白噪声。
由于基带Tx波形s0是已知的——因其起源于基带发射信号源726，因此令其通过功率放大器查找表714，查找表714效仿发射机功率放大器730、双工器706、以及低噪声放大器732的非线性效果以及Tx信号s0在到达混频器734之前所经历的其它已知的非线性性。令来自查找表714的结果得到的波形被平方716(以效仿混频器734的效果)，并通过效仿模拟低通滤波器735和数字低通滤波器738的复合效果的低通滤波器718。随后令来自低通滤波器718的信号通过线性自适应滤波器720，且将结果乘以标量增益722。此电路714、716、720、以及722尝试在某特定功率电平下自适应地匹配在到达模数转换器736之前由功率放大器730、双工器706、低噪声放大器732、以及混频器734所引起的IM2干扰的线性和非线性增益。
在某些实现中，可通过将增益纳入到线性自适应滤波器720的系数(抽头)中来避免使用增益级716和718。然而，增益级722可帮助将自适应滤波器720的变动范围(动态范围)限制在合理的值，从而有效地规范这些抽头。假定混频器734的二阶截点是已知的，则IM2干扰产物的功率由下式给出：
PIM2[dBm]＝2(PTx[dBm]-双工器衰减[dB])-IIP2[dBm](式1)
其中发射信号s0的功率(PTx)是已知的，双工器706接收机衰减α(τ)是未知的但落在由制造商所规定的某一范围内，且混频器734的二阶截点IIP2也以相当良好的准确性为芯片设计者所知。重构电路710使用式1来预测IM2产物到达A/D转换器736之际的功率电平，因此可相应地设置增益722以使得自适应滤波器被规范化。
线性自适应滤波器720的自适应可由反馈误差信号e(t)来向导，反馈误差信号e(t)是通过从接收机704出来的复合信号scomp中减去(712)重构出的IM2干扰sIM2来获得的，由此使得误差信号e(t)仅包含预期的接收信号r(t)。
由自适应滤波器720实现的自适应算法——其可以是最小均方(LMS)、或归一化LMS(NLMS)、或递归最小二乘法(RLS)或任何其它的自适应算法——以使其导致均方误差最小化的方式来向导滤波器720的抽头的自适应。例如，使用LMS自适应算法，滤波器抽头矢量w在时间索引t的更新方程(基于它们在时间索引t-1时的值)是：
wt＝wt-1+μ·ut·e(t)(式2)
其中e(t)是误差信号，μ是常数，而ut是具有自适应滤波器在时间索引t时的抽头延迟线的内容的矢量。接收通路中的延迟740的目的是令自适应滤波器720最高有效系数(抽头)朝其中心集中——假定双工器706特性跨接收机频带是近似平坦或线性的。
第二滤波器742可用于从误差信号e(t)中去除白噪声以获得接收信号r(t)。由此，二阶重构电路710能够从复合接收信号scomp中消去二阶IM干扰并提供预期的接收信号r(t)。
图8是示出根据一种实现的具有自适应三阶互调消去电路的收发机800的框图。收发机800包括发射机802和接收机下变频电路804，它们耦合到双工器806以通过天线808发射和接收信号。发射机802包括Tx信号源828，其耦合到具有混频器826的上变频链，混频器828在功率放大器730对Tx信号s0进行放大以便通过双工器806和天线808进行发射之前用发射载波频率ωT对该信号进行调制。接收机下变频电路804包括接收来自双工器806的复合收到信号的低噪声放大器832、将Rx信号从接收机载波频率ωR解调到基带的混频器834、从该信号中去除混淆的模拟低通滤波器835、将该信号数字化的A/D转换器836、以及滤除落在预期的Rx信号的带外的其余信号的数字低通滤波器838。
三阶互调重构电路810类似于图7中的二阶互调电路、增加了在IM3重构通路中的扰乱检测器837和混频器817地来操作。三阶互调重构电路810接收来自发射机802的发射信号s0，并逼近或复制从发射机802通过接收机下变频电路804的漏泄通路的非线性响应。三阶互调重构电路810提供近似的三阶互调信号sIM3，从来自接收机下变频电路804的复合信号scomp中减去(812)信号sIM3以获得预期的接收信号r(t)加不可避免的白噪声。
由于基带Tx波形s0是已知的——因其起源于基带发射信号源826，因此令其通过功率放大器查找表814，查找表814效仿发射机功率放大器830、双工器806、以及低噪声放大器832的效果、以及Tx信号s0在到达混频器834之前所经历的其它已知的非线性性。令来自查找表814的结果所得的波形被平方816(效仿混频器834的效果)，并通过基于DC(基带)附近的一个或多个扰乱来调制该信号的混频器817。DC(基带)附近的扰乱从耦合到接收机下变频电路804的扰乱检测器837获得。在某些实施例中，扰乱检测器837可以是带通滤波器、或甚至是低通滤波器、或任何其它的扰乱检测机制。该信号随后通过效仿模拟低通滤波器835和数字低通滤波器838的复合行为的低通滤波器818。线性自适应滤波器820取结果所得的信号，根据自适应算法对其进行处理，并将结果所得的信号传递给标量增益822。此电路814、816、817、820、以及822尝试在某特定功率电平下匹配在到达模数转换器836之前由双工器806、放大器832以及混频器834所引起的IM3干扰的增益。自适应滤波器820可实现类似于图7中的滤波器720的自适应算法。
示出了滤波器818之后的重构频谱。如果消去是完全的，则其将匹配Rx通路中A/D转换器之后的IM3内容。在经平方的Tx信号进入自适应滤波器820之前需要将其乘以(即，频移)检测到的扰乱，以使得IM3产物被重构。随后从来自接收机下变频电路804的复合收到信号scomp中减去(812)重构出的IM3产物sIM3以获得信号e(t)，其由预期的收到信号r(t)加白噪声n(t)构成。
图7和8中给出的在基带处的互调消去方案具有胜过现存的解决方案的若干优势。首先，它们能被集成到接收机中，因为不使用外部组件(诸如SAW滤波器)。其次，该解决方案可节省接收机上的面积并使用较少的功率，因为全部操作都是在电路系统小得多且效率更高的基带中进行的。再次，这些消去方案不会向模拟RF下变频链添加噪声，因为所有一切都是在基带处以任意高的准确性(例如，自适应滤波器的位宽和其它基带板块的长度可以随心所欲以获得准确性)数字地进行的。这些互调消去方案尤其适用于发射机和接收机电路系统在同一芯片上的现代集成实现，其中接收机具有比如发射功率等的重要参数的知识，其在CDMA系统中是通过功率控制来提供的。
参考图7和图8两者，功率放大器查找表714/814可包括在平方之前(即，在遭遇混频器734/834之前)被作用于漏泄的强Tx信号的已知非线性性。查找表714和814提供不同功率电平下的转换系数，这些转换系数效仿预计的来自功率放大器730/830、双工器706/806、低噪声放大器732/832、以及沿着接收机通路在A/D转换器736/836之前的其它组件的非线性响应。尽管查找表714和814是自适应算法的可任选组件，但使用它们可显著地提升消去性能，因为它们所效仿的非线性畸变是线性自适应滤波器720/820所不能捕捉到和/或复制的。
另一个考虑因素是低通滤波器718、738、以及742(图7)和818、838以及842(图8)的设计。具体而言，滤波器718、735/738(图7)和818、835/838(图8)的带宽应当宽于第二滤波器742(图7)和842(图8)的带宽，以使得在滤波器718、735/738(图7)和818、835/838(图8)之后有更多的干扰(IM2或IM3)用来与在该接收通路中的A/D转换器736/836之后的复合收到信号作相关。然而，如果滤波器718、735/738(图7)和818、835/838(图8)带宽被做得太宽，则会允许多许多的噪声进入比较，并且性能会降级。因此，在存在第二滤波器742/842(其固定在预期的Rx信号带宽)的情况下，对于滤波器718、735/738(图7)和818、835/838(图8)的带宽有最优值。
本文中所讨论的自适应消去方案在缺少第二滤波器742/842的情况下也可很好地工作，从而低通滤波由滤波器735/738和835/838来执行，其带宽固定在预期的Rx信号r(t)的带宽上。
另一个特征提供自适应滤波器720/820的更快收敛。从具有值[0...010...0]——即仅第D个抽头是单位1——的滤波器系数(抽头)开始通常是有益的，其中D是图7和8中的延迟740/840。这假定式(1)的功率估计是正确的，且双工器特征响应在Tx所占据的频率上相对平坦。一般地，这两个假定在实践中都接近真实，且随后可基于为滤波器算法选取的自适应规则(例如，式(2)：wt＝wt-1+μ·ut·e(t))来执行自适应滤波器720/820抽头的小幅自适应。自适应滤波器720/820抽头的这种初始化不同于通常所使用的将自适应滤波器的全部抽头都初始化为零、并允许自适应向导它们朝向它们的正确值的方法。在一个实施例中，使用这种独特的初始化，因为其导致更快的收敛。为式(2)的自适应算法选取小自适应常数μ是很重要的，有以下两个原因。首先，在自适应滤波器720/820收敛后，较小的μ保证较小的残差。其次，较小的μ允许自适应滤波器抽头在Tx功率非常低(即，低到产生的IM2量足可忽略)的情形中变得非常小(即，有效地允许自适应滤波器将自己关断)。在这种情形中，自适应滤波器720/820的任务变得越加困难，即要发现掩藏在预期的Rx信号和噪声之下的非常低的IM2产物。如果常数μ不是特别小，则自适应可能会漫无目的地漂移，从而产生错误的重构IM2并且对接收机的妨碍有甚于什么都不做。因此，对于低IM2功率，μ很小，因为这时(即，在IM2非常低的情况下)自适应滤波器720/820将自己关掉。结果是在比较器712/812处没有从复合收到信号scomp中减去什么。替代地，对于非常低的IM2功率将自适应滤波器关断的这一任务可由接收机704在其检测到发射功率很低时进行，从而省却在重构电路710/810无用时运行它们的工作(即功率)。
在本发明的一种实现中，可将图7的二阶IM2消去电路和图8的三阶IM3消去电路组合成单个电路，从而节省实现成本和空间。图7和8所示的组件和功能中有一个或多个可被重新编排和/或组合到单个组件中或实施在数个组件中而不会脱离本实现。还可添加额外的元件或组件而不会脱离本实现。
在各种实现中，图2、7和8中所示的重构和消去电路的一个或多个功能可由被配置成执行二阶和/或三阶互调重构电路710和810的一个或多个功能的处理单元来实现。
图9示出根据一种实现的用于在基带处自适应地消去接收机互调干扰的方法。该方法在各种实现中可由电路和/或处理器来实现。在基带处获得具有互调干扰和接收信号的复合信号(902)。对第一信号执行线性和/或非线性转换以获得干扰消去信号(904)。从复合信号中减去干扰消去信号以获得接收信号(908)。在减去干扰消去信号之前复合信号可通过线性和/或非线性下变频电路进行处理(906)。非线性转换可逼近发射机功率放大器的非线性特性以及接收机的增益级的非线性特性。类似地，线性转换可逼近发射机和漏泄通路沿途的线性特性。
应注意，以上实施例仅是示例，且并不被解释成限定本发明。这些实施例的描述旨在是示例性的，而并非旨在限定权利要求的范围。如此，本教导可轻而易举地应用到其它类型的装置，且许多替代、修改、和变形对本领域的技术人员来说都将是显而易见的。

Claims (34)

1.一种用于在接收机的基带处消去互调干扰的装置，包括：
重构电路，其被配置成接收第一信号，逼近从发射机到所述接收机的漏泄通路的线性和非线性特性，其中所述重构电路包括逼近双工器和接收机的线性特性的自适应滤波器，其中所述重构电路还被配置成基于在所述漏泄通路中的模数转换处通过使用公式PIM2[dBm]＝2(PTx[dBm]－双工器衰减[dB])－IIP2[dBm]预测的二阶互调信号的功率电平来规范化所述自适应滤波器，其中PIM2表示所述二阶互调信号的功率电平，PTx表示所述第一信号的功率，并且IIP2表示所述接收机的混频器的二阶截点，并且其中所述重构电路还被配置成通过向所述第一信号作用线性和非线性转换来提供重构出的输出信号；以及
信号加法器，其被配置成接收所述重构出的输出信号并将其从来自所述接收机的第二信号中减去。
2.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第二信号包括已调幅溢波信号和接收信号，并且从所述第二信号中减去所述重构出的输出信号基本上从所述第二信号中去除了与所述溢波信号相关联的干扰。
3.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述溢波信号是所述第一信号的经衰减的版本。
4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第二信号包括接收信号和扰乱信号，并且从所述第二信号中减去所述重构出的输出信号基本上从所述第二信号中去除了与所述扰乱信号相关联的干扰。
5.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第二信号包括已调制溢波信号、扰乱信号、和接收信号。
6.如权利要求5所述的装置，其特征在于，从所述第二信号中减去所述重构出的输出信号基本上从所述第二信号中去除了与所述溢波信号和扰乱信号相关联的干扰。
7.如权利要求1所述的装置，其特征在于，从所述第二信号中减去所述重构出的输出信号基本上从所述第二信号中去除了二阶互调干扰。
8.如权利要求1所述的装置，其特征在于，从所述第二信号中减去所述重构出的输出信号基本上从所述第二信号中去除了三阶互调干扰。
9.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述第一信号与所述第二信号具有不同的频率。
10.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述自适应滤波器基于来自所述信号加法器的输出作自适应。
11.如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述重构电路包括：
逼近发射机功率放大器的非线性特性的查找表。
12.如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述重构电路还包括逼近所述接收机中的一个或多个低通滤波器的响应的低通滤波器。
13.如权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括：
耦合到所述接收机的扰乱检测器，用以检测所述接收机中的扰乱信号并将其提供给所述重构电路，
其中所述重构电路被配置成添加所述扰乱信号作为所述重构电路的输入信号。
14.如权利要求1所述的装置，其特征在于，如果所述第一信号低于阈值功率电平，则所述重构电路被配置成不提供重构出的输出信号。
15.一种用于消去接收机互调干扰的装置，包括：
用于在基带处接收具有互调干扰和接收信号的复合信号的装置；
用于逼近接收机链的线性特性的装置；
用于基于在从发射机到接收机的漏泄通路中的模数转换处通过使用公式PIM2[dBm]＝2(PTx[dBm]－双工器衰减[dB])－IIP2[dBm]预测的二阶互调信号的功率电平来规范化所述用于逼近接收机链的线性特性的装置，其中PIM2表示所述二阶互调信号的功率电平，PTx表示第一信号的功率，并且IIP2表示接收机的混频器的二阶截点；
用于对所述第一信号执行线性和非线性转换以获得干扰消去信号的装置；以及
用于从所述复合信号中减去所述干扰消去信号以获得所述接收信号的装置。
16.一种用于消去接收机互调干扰的方法，包括：
在基带处接收具有互调干扰和接收信号的复合信号；
基于在从发射机到接收机的漏泄通路中的模数转换处通过使用公式PIM2[dBm]＝2(PTx[dBm]－双工器衰减[dB])－IIP2[dBm]预测的二阶互调信号的功率电平来规范化所述用于逼近接收机链的线性特性来规范化逼近接收机链的线性特性的自适应滤波器，其中PIM2表示所述二阶互调信号的功率电平，PTx表示第一信号的功率，并且IIP2表示接收机的混频器的二阶截点；
对所述第一信号执行线性和非线性转换以获得干扰消去信号；以及
从所述复合信号中减去所述干扰消去信号以获得所述接收信号。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括：
在减去所述干扰消去信号之前通过线性和非线性下变频电路处理所述复合信号。
18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一信号是所述复合信号中的溢波信号的未调制版本。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述复合信号包括已调幅溢波信号、扰乱信号、和接收信号，并且从所述复合信号中减去所述干扰消去信号基本上从所述复合信号中去除了与所述溢波信号和扰乱信号相关联的干扰。
20.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述复合信号包括接收信号和扰乱信号，并且从所述复合信号中减去所述干扰消去信号基本上从所述复合信号中去除了与所述扰乱信号相关联的干扰。
21.如权利要求16所述的方法，其特征在于，从所述复合信号中减去所述干扰消去信号基本上从所述复合信号中去除了二阶互调干扰。
22.如权利要求16所述的方法，其特征在于，从所述复合信号中减去所述干扰消去信号基本上从所述复合信号中去除了三阶互调干扰。
23.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述第一信号与所述复合信号具有不同的频率。
24.如权利要求16所述的方法，其特征在于，向所述第一信号作用所述非线性转换包括：
逼近发射机功率放大器的非线性特性；
逼近接收机链的非线性特性；以及
自适应地逼近所述接收机链的线性特性。
25.一种收发机，包括：
互调消去电路，其中所述互调消去电路包括逼近接收机链的线性特性的
自适应滤波器，所述互调消去电路被配置成：
接收第一发射信号；
基于在从发射机到接收机的漏泄通路中的模数转换处通过使用公式PIM2[dBm]＝2(PTx[dBm]－双工器衰减[dB])－IIP2[dBm]预测的二阶互调信号的功率电平来规范化所述自适应滤波器，其中PIM2表示所述二阶互调信号的功率电平，PTx表示所述第一发射信号的功率，并且IIP2表示接收机的混频器的二阶截点；
对所述第一发射信号作用线性和非线性转换以获得干扰消去信号；
接收来自接收机下变频电路的复合信号；以及
从所述复合信号中减去所述干扰消去信号以获得期望的接收信号。
26.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，还包括：
用于对发射信号进行调制和放大的发射机上变频电路；以及
所述接收机下变频电路，其用于对接收到的信号进行解调和放大。
27.如权利要求26所述的收发机，其特征在于，还包括：
交换机，其被耦合到所述发射机上变频电路和所述接收机下变频电路，用于将发射信号耦合到天线并接收来自所述天线的收到信号。
28.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，是在基带处从所述复合信号中减去所述干扰消去信号。
29.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，所述复合信号包括来自发射机上变频电路的溢波信号。
30.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，所述复合信号包括已调幅溢波信号、扰乱信号、以及接收信号。
31.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，所述干扰消去信号从所述复合信号中去除二阶干扰。
32.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，所述干扰消去信号从所述复合信号中去除三阶干扰。
33.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，对所述第一发射信号作用所述线性和非线性转换包括：
逼近发射机上变频电路的线性和非线性特性；以及
逼近述接收机下变频电路的线性和非线性特性。
34.如权利要求25所述的收发机，其特征在于，当所述发射信号低于特定功率阈值时，所述互调消去电路被关掉。
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