BRPI0618553A2

BRPI0618553A2 - métodos de equalização de vetores de sìmbolos de ofdm em um sinal de rádio e de estimativa das variáncias de informação de sìmbolos de treinamento em um sinal de rádio, e, receptor para receber um sinal de rádio

Info

Publication number: BRPI0618553A2
Application number: BRPI0618553-3A
Authority: BR
Inventors: Brian W Kroeger; Kun Wang
Original assignee: Ibiquity Digital Corp
Priority date: 2005-11-14
Filing date: 2006-11-13
Publication date: 2011-09-06
Also published as: KR20080072054A; CN102098251A; CN102098251B; AR056796A1; CA2628166C; CN101310494A; US20100215090A1; TW200729863A; CN101310494B; TWI406542B; KR101229150B1; CA2628166A1; CN104104632B; US8923378B2; CN104104632A; WO2007059028A2; US7697620B2; HK1124973A1; US8442170B2; RU2008123827A

Abstract

MéTODOS DE EQUALIZAçãO DE VETORES DE SìMBOLOS DE OFDM EM UM SINAL DE RáDIO E DE ESTIMATIVA DAS VARIáNCIAS DE INFORMAçãO DE SìMBOLOS DE TREINAMENTO EM UM SINAL DE RáDIO, E, RECEPTOR PARA RECEBER UM SINAL DE RáDIO. Método é proporcionado para equalização de vetores de simbolos de OFDM recebidos em sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, incluindo uma portadora principal e primeira e segunda subportadoras moduladas de BPSK. O método compreende as etapas de: computação de um sinal de magnitude de BPSK; filtragem do sinal de magnitude de BPSK; filtragem de amostras complexas recebidas na portadora principal; uso do sinal de magnitude de BPSK filtrado e das amostras complexas recebidas na portadora principal para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano; e multiplicação dos vetores de simbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano. Um receptor que inclui um equalizador, que opera de acordo com o método também é proporcionado.

Description

"MÉTODOS DE EQUALIZAÇÃO DE VETORES DE SÍMBOLOS DE OFDM EM UM SINAL DE RÁDIO E DE ESTIMATIVA DAS VARIÂNCIAS DE INFORMAÇÃO DE SÍMBOLOS DE TREINAMENTO EM UM SINAL DE RÁDIO, E, RECEPTOR PARA RECEBER UM SINAL DE RÁDIO"

CAMPO DA INVENÇÃO

A presente invenção se refere à radiodifusão e, mais particularmente, a métodos e aparelhos para equalização de um sinal em um receptor para uso em um sistema de difusão digital de mesma banda de mesmo canal.

ANTECEDENTES DA INVENÇÃO

Um sistema de difusão digital compatível com AM de mesma banda de mesmo canal (IBOC), simultaneamente, difunde sinais analógicos e digitais em um canal de difusão AM padrão. Um sistema IBOC AM é descrito na Patente U.S. 5.588.022. O sinal de difusão inclui um sinal de radiofreqüência de amplitude modulada, tendo um primeiro espectro de freqüência. O sinal de radiofreqüência de amplitude modulada inclui uma primeira portadora modulada por um sinal de programa analógico. O sinal também inclui uma pluralidade de sinais de portadoras digitalmente modulados dentro de uma largura de banda, que circunda o primeiro espectro de freqüência. Cada um dos sinais de portadora digitalmente modulados é modulado por sinal digital. Um primeiro grupo dos sinais de portadora digitalmente modulados fica dentro do primeiro espectro de freqüência e é modulado em quadratura com o primeiro sinal de portadora. Segundo e terceiro grupos dos sinais de portadora digitalmente modulados ficam fora do primeiro espectro de freqüência e são modulados em fase e em quadratura com o primeiro sinal de portadora. As subportadoras são divididas em divisões primárias, secundárias e terciárias. Algumas das subportadoras são subportadoras complementares. O sinal de multi-portadora recebido requer equalização na presença de variações de resposta de canal dinâmicas. Sem tal equalização, um sinal distorcido seria detectado e a informação de sinal de radiodifusão digital seria irrecuperável. Um equalizador realça a recuperabilidade da informação de sinal de radiodifusão de áudio digital. Equalizadores para uso em receptores que recebem sinais AM de mesma banda, de mesmo canal, são descritos na Patente US 5.559.830; 6.292.511; 6.295.317; e 6.480.536.

O uso de subportadoras complementares para divisões secundárias e terciárias híbridas no sinal de difusão de áudio digital compatível com AM cria uma relação ortogonal com o sinal analógico do principal. Implementações de equalização anteriores para divisões secundárias requeriam conhecimento de se a largura de banda analógica principal estava limitada a ± 15 kHz. Se o analógico estava limitado a ± 15 kHz, então, as divisões secundárias foram equalizadas independentemente, para acomodar melhor interferência de canal adjacente. De outro modo, as divisões secundárias foram primeiro combinadas complementarmente para cancelar o sinal analógico nesta região.

Há uma necessidade de uma técnica de equalização que não requeira informação de largura de banda analógica.

SUMÁRIO DA INVENÇÃO

A presente invenção proporciona um método para equalização de vetores de símbolos de OFDM recebidos em sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, incluindo uma portadora principal e primeira e segunda subportadoras BPSK moduladas. O método compreende as etapas de: computação de um sinal de magnitude de BPSK; filtragem do sinal de magnitude de BPSK; filtragem de amostras complexas recebidas na portadora principal; uso do sinal de magnitude de BPSK filtrado e as amostras complexas recebidas na portadora principal para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano; e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano.

Em outro aspecto, a invenção proporciona um método de equalização de vetores de símbolos de OFDM recebidos em um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, o método compreendendo as etapas de: disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento; filtragem por mediana do vetor de símbolos de treinamento para produzir uma estimativa de valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento; suavização da estimativa de valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento através do tempo e freqüência; uso do valor de mediana suavizado para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização; e multiplicação de vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização.

Em outro aspecto, a invenção proporciona um método de estimativa das variâncias de informação de símbolos de treinamento recebida em um rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, o método compreendendo as etapas de: disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento; computação de um Iog de variâncias estimadas através do vetor de símbolos de treinamento; suavização do Iog das variâncias do vetor de símbolos de treinamento através do tempo e freqüência; uso da estimativa suavizada do Iog das variâncias para computar uma pluralidade de valores de informação de estado de canal.

A invenção também envolve um método de equalização de vetores de símbolos de OFDM recebidos em um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, o método compreendendo as etapas de: combinação complementar de divisões secundárias e/ou terciárias no rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; computação de uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano e multiplicação de vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano pelos coeficientes de equalização de divisões para produzir vetores de símbolos de OFDM de saída.

Receptores que incluem equalizadores, que operam de acordo com os métodos acima, também são proporcionados.

BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

A figura 1 é um diagrama espectral do sinal de IBOC híbrido de AM.

A figura 2 é um diagrama espectral do sinal de IBOC completamente digital de AM.

A figura 3 é um diagrama em blocos funcional de um receptor de IBOC de AM.

A figura 4 é um diagrama em blocos de um equalizador de enfraquecimento plano

A figura 5 é um diagrama em blocos de um equalizador de enfraquecimento plano construído de acordo com a invenção.

A figura 6 é um diagrama em blocos de um equalizador de divisão construído de acordo com a invenção.

DESCRIÇÃO DETALHADA DA INVENÇÃO

Fazendo referência aos desenhos, a figura 1 é um diagrama espectral de um sinal de IBOC híbrido de AM. A forma de onda de IBOC híbrida de AM 10 inclui o sinal analógico de AM convencional 12 (banda limitada a cerca de ±5 kHz) junto com um sinal de difusão de áudio digital (DAB) de quase 30 kHz de largura 14, transmitido abaixo do sinal de AM. O espectro está contido dentro de um canal 16, tendo uma largura de banda de cerca de 30 kHz. O canal é dividido em uma banda de freqüência central 18 e bandas de freqüência superior 20 e inferior 22. A banda de freqüência central tem cerca de 10 kHz e envolve freqüências que ficam dentro de cerca de ±5 kHz da freqüência central f0 do canal. A banda lateral superior se estende de cerca de +5 kHz da freqüência central a cerca de +15 kHz da freqüência central. A banda lateral inferior se estende de cerca de -5 kHz da freqüência central até cerca de -15 kHz da freqüência central.

O formato do sinal de DAB de IBOC híbrido de AM em uma modalidade da invenção compreende o sinal de portadora modulado analógico 24 mais 162 localizações de subportadoras de OFDM espaçadas em, aproximadamente, 181,7 Hz, abrangendo a banda de freqüência central e as bandas laterais superior e inferior. A informação digital codificada, representativa dos sinais de áudio ou dados (material do programa), é transmitida nas subportadoras. A taxa de símbolos é menor do que o espaçamento da subportadora, devido a um tempo de guarda entre os símbolos.

Conforme mostrado na figura 1, a banda lateral superior é dividida em uma divisão primária 26 e uma divisão secundária 28 e a banda lateral inferior é dividida em uma divisão primária 30 e uma divisão secundária 32. Os sinais digitais são transmitidos nas divisões primária e secundária, em ambos os lados do sinal analógico principal, assim como abaixo do sinal analógico principal em uma divisão terciária 34. A divisão terciária 34 pode ser considerada como incluindo uma pluralidade de grupos de subportadoras rotuladas 36, 38, 40 e 42, na figura 1. As subportadoras dentro da divisão terciária que estão posicionadas perto do centro do canal são referidas como subportadoras internas e as subportadoras dentro da divisão terciária que estão posicionados mais distantes do centro do canal são referidas como subportadoras externas. Neste exemplo, o nível de potência das subportadoras internas nos grupos 38 e 40 é mostrado como diminuindo linearmente com espaçamento da freqüência central. Os grupos restantes de subportadoras 36 e 42 na banda lateral terciária têm níveis de potência substancialmente constantes.

A figura 1 também mostra duas subportadoras de referência 44 e 46, para controle do sistema, que são posicionados nas primeiras posições de subportadoras imediatamente adjacente à portadora modulada analógica e têm níveis de potência que são fixados em um valor que é diferente das outras bandas laterais.

A portadora central 24, na freqüência f0, não é QAM modulada, mas conduz a portadora analógica principal de amplitude modulada. As subportadoras de sincronização e de controle 44 e 46 são moduladas em quadratura à portadora. As subportadoras restantes da divisão terciária, posicionadas em localizações designadas como 2 a 26 e -2 a -26 em ambos os lados da portadora de AM, são moduladas com QPSK. As localizações de subportadoras representativas são identificadas pelo índice de subportadora mostrado na figura 1. As subportadoras nas localizações 2 a 26 e -2 a -26, em ambos lados da freqüência central, são referidas como subportadoras terciárias e são transmitidas em pares complementares de modo que o sinal de DAB modulado resultante está em quadratura ao sinal analógico AM modulado. O uso de pares de subportadoras complementares em um sistema DAB IBOC AM é mostrado na Patente U.S. 5.859.876. As subportadoras de sincronização e de controle 44 e 46 também são moduladas como um par complementar.

O sinal analógico de AM de banda lateral dupla (DSB) ocupa a largura de banda na região ±5 kHz. As divisões terciárias inferiores e superiores ocupam sub-bandas de regiões de cerca de 0 a cerca de -5 kHz e de cerca de 0 a cerca de +5 kHz, respectivamente. Essas divisões terciárias são conjugados complexos negativos umas das outras e são caracterizadas como complementares. Essa propriedade de complementar mantém uma relação ortogonal entre os sinais terciários analógicos e digitais de modo que eles podem ser separados em um receptor, enquanto receptores convencionais existentes ainda podem receber o sinal analógico de AM. As divisões terciárias devem ser complementares combinadas para extrair o sinal digital, ao mesmo tempo em que cancela a diafonia analógica. As divisões secundárias também têm a propriedade de complementares, assim, elas podem ser processadas no receptor independentemente ou após a combinação complementar, dependendo das condições de interferência e da largura de banda de áudio. As divisões primárias são transmitidas independentemente.

A figura 2 é um diagrama espectral de um sinal IBOC completamente digital 50. A potência das subportadoras da banda de freqüência central 52 é aumentada, em relação ao formato híbrido da figura 1. Mais uma vez, as duas subportadoras 54 e 56, localizadas nas localizações -1 e +1 usam tratamento por deslocamento de fase binária para transmitir informação de sincronização temporal. Uma banda lateral superior de núcleo 58 é compreendida de portadoras em localizações 2 a 26 e uma banda lateral inferior de núcleo 60 é compreendida de subportadoras em localizações -2 a- 26. As bandas laterais 58 e 60 formam divisões primárias. Dois grupos 62 e 64 de subportadoras de otimização adicionais ocupam localizações 27 a 54 e - 54 a -27, respectivamente. O grupo 62 forma uma divisão secundária e o grupo 64 forma uma divisão terciária. O formato completamente digital da figura 2 é muito similar ao formato híbrido, exceto que o sinal AM é substituído por uma versão de reserva e sintonia codificada digitalmente do material do programa. A banda de freqüência central ocupa, aproximadamente, a mesma localização espectral em ambos os formatos, híbrido e completamente digital. No formato completamente digital, há duas opções para transmitir a versão principal do material do programa em combinação com a versão de sintonia e de reserva. O sistema completamente digital foi projetado para estar restrito dentro de ±10 kHz da freqüência central do canal, f0, onde a informação de áudio principal é transmitida dentro de ±5 kHz de f0 e a informação de áudio menos importante é transmitida nos lados da máscara de canal para ±10 kHz em um nível de potência inferior.

Esse formato permite a degradação harmoniosa do sinal, ao mesmo tempo em que aumenta a área de cobertura. O sistema completamente digital conduz um canal de reserva e sintonia com diversidade de tempo digital dentro da região protegida de ±5 kHz (supondo que a compressão de áudio digital é capaz de distribuir o sinal de reserva de áudio e principal dentro dos ±5 kHz). As características de modulação do sistema completamente digital estão baseadas no sistema híbrido EBOC AM.

Sinal IBOC todo digital inclui um par de divisões primárias na região de ±5 kHz, uma divisão secundária na região de -5 kHz a -10 kHz, e um divisão terciária na região +5 kHz a +10 kHz. O sinal todo digital tem um componente analógico, e todas as divisões são transmitidas independentemente (que, as divisões não são complementares).

A figura 3 é um diagrama em blocos funcional de um receptor IBOC 84 construído de acordo com a presente invenção. O sinal IBOC é recebido na antena 86. Um filtro de passagem de banda pré-selecionado 88 passa a banda de freqüência de interesse, incluindo o sinal desejado na freqüência fo, mas rejeita o sinal de imagem em fc-2fif (para um oscilador local de injeção de lóbulo lateral baixo). O amplificador de ruído baixo 90 amplifica o sinal. O sinal amplificado é misturado no misturador 92 com um sinal de oscilador local fto fornecido na linha 94 por um oscilador local sintonizável 96. Isso cria sinais de soma (fc + fi0) e diferença (fc - f10) na linha 98. O filtro de freqüência intermediária 100 passa o sinal de freqüência intermediária fif e atenua freqüências fora da largura de banda do sinal modulado de interesse. Um conversor de analógico para digital 102 opera usando um sinal de relógio fs para produzir amostras digitais na linha 104 em uma taxa fs. O conversor digital para baixo 106 desvia de freqüência, filtra e décima o sinal para produzir sinais em fase e de quadratura de taxa de amostra inferior em linhas 108 e 110. Um demodulador baseado em processador de sinal digital 112, então, proporciona processamento de sinal adicional para produzir um sinal de saída na linha 114 para o dispositivo de saída 116.

O receptor na figura 3 inclui um modem construído de acordo com a presente invenção. A figura 4 é um diagrama em blocos funcional de um modem 130 de AM HD Radio™, mostrando a localização funcional do rastreamento de portadora da presente invenção. Um sinal de entrada na linha 132 do conversor descendente digital é submetido ao rastreamento de portadora e controle de ganho automático, conforme mostrado no bloco 134.

O sinal resultante na linha 136 é submetido a um algoritmo de rastreamento de símbolos 138 que produz o sinal BPSK nas linhas 140 e 142, vetores de símbolos (no domínio de tempo) na linha 144, e a portadora modulada analógica na linha 146. O processamento de BPSK, conforme mostrado no bloco 148, produz informação de controle de sinc e de modo de bloco/ quadro 150, que é usada por funções ilustradas em outros blocos. Um demodulador de OFDM 152 demodula os vetores de símbolos de domínio de tempo para produzir vetores de símbolos de domínio de freqüência na linha 154.

O equalizador 156 processa os vetores de símbolos de domínio de freqüência em combinação com os sinais de BPSK e de portadora para produzir sinais equalizados na linha 158 e informação de estado de canal na linha 160. Esses sinais são processados para produzir métrica de bifurcação 162, desintercalados em um desintercalador 164 e mapeados em um agente de desenquadramento 166 para produzir bits de decisão temporários na linha 168. Um decodificador de Viterbi 170 processa os bits de decisão temporários para produzir unidades de dados de programa decodificados na linha 172.

Para clareza, diferenciamos os vetores de OFDM como vetores de domínio de tempo e de domínio de freqüência, cada um representando a mesma informação. O modem processa esses vetores de OFDM na seguinte ordem (fazendo referência à figura 4): Rastreamento de Portadora, Rastreamento de Símbolos, Demodulação de OFDM & processamento de PBSK e, então, Equalização. A entrada para o modem compreende vetores de domínio de tempo ou apenas uma seqüência de amostras de tempo; o Rastreamento de Portadora opera no domínio de tempo. O Rastreamento de Símbolos opera nas amostras de domínio de tempo e emite vetores de OFDM de domínio de tempo (símbolo sincronizado) e também computa os 3 bins médios de FFT (0, ±1), representando a portadora principal e as subportadoras de BPSK são usadas para a equalização e são recebidas, convenientemente, do rastreamento de símbolos, embora também pudessem ser recebidas da função de demodulação de OFDM (FFT com janelas) tendo os mesmos 3 bins médios de FFT redundantes. O Equalizador sempre opera na seqüência de vetores de OFDM de domínio de freqüência.

A invenção se refere a um método e aparelho para equalização dos sinais de AM EBOC híbridos ou completamente digitais. O equalizador é compreendido de dois componentes em cascata; um equalizador de enfraquecimento plano, seguido por um equalizador de divisão com estimativas de variância de ruído, usadas subseqüentemente, na geração de informação de estado de canal(CSI). A compensação de enfraquecimento plano é aplicada de maneira similar a ambos os sinais, híbridos e completamente digitais. O equalizador de divisão opera em cada uma das divisões do sinal recebido. Em um exemplo, cada divisão consiste de um conjunto de 25 subportadoras de OFDM, abrangendo, aproximadamente, 5 kHz por divisão. As divisões do sinal de IBOC completamente digital compreendem um par de divisões primárias, uma divisão secundária e uma divisão terciária e são equalizadas, independentemente. Contudo, as divisões secundárias e terciárias do sinal híbrido envolvem técnicas adicionais de processamento e de combinação descritas abaixo. Diversas outras subportadoras simples também são transmitidas entre as divisões e usam uma técnica de equalização mais simples do que a aqui descrita.

A compensação (equalizador) de enfraquecimento plano é descrita a seguir. A compensação de enfraquecimento plano envolve compensação de fase usando a fase de portadora principal e equalização de magnitude usando os componentes imaginários do sinal de BPSK. Essa compensação de enfraquecimento plano será aplicada a todas as subportadoras de OFDM.

Consideremos um único símbolo digital de QAM (Q(n,l) = χ + j.y) e um componente de sinal analógico (a(n,l) = u + j.v) de um sinal AM IBOC. Esse símbolo é um de um grupo de símbolos de QAM transmitidos no nesimo símbolo de OFDM na freqüência de subportadora fc. O símbolo de QAM é transmitido usando um par de subportadoras complementares para evitar diafonia de AM.

<formula>formula see original document page 12</formula>

onde Q(n,-1) = -Q*(n,l) e a(n,-l)= a*(n,l).

O receptor demodula o sinal, que foi adicionado ao componente de modulação analógica e é ainda corrompido por ruído e erro de fase, para produzir as estimativas seguintes dos símbolos para o par de subportadoras:

<formula>formula see original document page 12</formula>

Para mostrar o efeito da combinação complementar, o componente analógico pode ser extraído por soma dos dois componentes. O sinal analógico pode ser reproduzido usando a parte real do resultado ou, mais comumente, computando sua magnitude.

<formula>formula see original document page 12</formula>

=a(n,l); quando φ e ruído são suficientemente pequenos. O símbolo digital é extraído como

<formula>formula see original document page 12</formula>

= Q(n,l) · cos^) - j · a{n,l) · sen^) + nc + j · ns

=Q(n,l); quando φ e ruído são suficientemente pequenos. A seqüência de BPSK é transmitida no primeiro par de subportadoras de OFDM em ambos os lados da portadora principal. Essas subportadoras de BPSK são transmitidas em um ganho de GBpsk, em relação à portadora principal em um nível de 1. Assim, cada símbolo de BPSK pode ser recuperado e em escala com a seguinte expressão:

<formula>formula see original document page 13</formula>

BPSK quando φ e ruído são suficientemente pequenos.

Contudo, os inventores estão interessados em uma estimativa do valor absoluto do bit de BPSK (escalar real) para escalonamento subseqüente do sinal. Para este símbolo de BPSK particular, onde Q(n,l) = χ + j.y„ arbitrariamente, escolheram χ = O e o bit de informação é imposto da dimensão imaginária. Para extrair a informação escalar R(n) de B(n), sua magnitude pode ser computada ou o valor absoluto do componente imaginário y pode ser extraído de B(n).

<formula>formula see original document page 13</formula>

A estimativa de magnitude, em geral, é menos precisa do que o valor absoluto da computação imaginária quando o erro de fase é pequeno. A magnitude também é mais complexa computacionalmente, assim, os inventores escolheram evitar a computação de magnitude em favor da computação de componente imaginário. A estimativa da magnitude de canal R(n) pode ser computada de B(n) ou, mais diretamente, de D(n,l) e D*(n,-1).

<formula>formula see original document page 13</formula>

Observe que R(n) é um escalar com valor real.

Um diagrama em blocos funcional do equalizador de enfraquecimento plano 180 é apresentado na figura 5. Uma entrada D(n) do demodulador de OFDM é fornecida na linha 182. Nesta modalidade, a entrada é um vetor de 256 amostras para cada símbolo n. R(n) é computado conforme mostrado no bloco 184 e passado para um filtro de mediana 186 a fim de produzir um primeiro sinal filtrado na linha 188. O primeiro sinal filtrado é filtrado mais uma vez por um filtro de resposta de impulso finito 190 para produzir um segundo sinal filtrado na linha 192.

Nesta modalidade, a filtragem para o sinal de magnitude de BPSK R(n) inclui um filtro de mediana de 7 derivações em cascata com um filtro FIR de 7 derivações. Esse filtro de mediana pode ser implementado pela colocação das amostras de R(n) em um buffer circular de 7 elementos, então, computando a mediana das 7 amostras. O filtro de mediana tem um retardo de 3 amostras. O filtro FIR de 7 derivações tem um retardo de 3 amostras e pode ser implementado usando os 7 coeficientes a seguir:

<formula>formula see original document page 14</formula>

O retardo total dos filtros de mediana e de FIRF é de 6 amostras. A magnitude do canal filtrado pode ser expressa como

<formula>formula see original document page 14</formula>

onde a mediana é computada através de 7 amostras.

A fase portadora principal também é corrigida como um componente de enfraquecimento plano. Contudo, essa fase seria filtrada independentemente da magnitude prévia de BPSK. Isso é devido ao ruído de fase aumentado em amostras de portadora perto do bloqueio nos picos de modulação analógica negativos. A mesma filtragem de FIR 194 definida para a magnitude de BPSK pode ser usada para a fase de portadora principal, embora a filtragem de mediana não seja usada, mas substituída por um retardo equivalente 196 para corresponder ao retardo do componente de magnitude.

As amostras de portadora principal C(n) podem ser computadas independentemente através de cada símbolo de OFDM ou o valor computado na demodulação de OFDM pode ser usado. A filtragem do componente de portadora principal é como segue:

<formula>formula see original document page 15</formula>

O peso do equalizador de enfraquecimento plano é a recíproca da magnitude de canal filtrada (com divisão por proteção zero, ε), enquanto aplicando o conjugado da fase de portadora principal, após um retardo apropriado,

<formula>formula see original document page 15</formula>

conforme mostrado no bloco 198.

A entrada original é retardada conforme mostrado no bloco 200 e multiplicada por Wƒƒ conforme mostrado no multiplicador 202 para produzir um vetor de 256 amostras de saída para cada novo símbolo n-6 após a equalizador de enfraquecimento plano na linha 204.

O algoritmo para computação do coeficiente de equalizador de enfraquecimento plano Wƒƒ para cada novo símbolo de OFDM é sumarizado a seguir:

"Algoritmo de Equalização de Enfraquecimento plano"

<formula>formula see original document page 15</formula>

=Computar amplitude de sinal de BPSK nominal R(n)=l

<formula>formula see original document page 15</formula>

Filtrado 7 - mediana de amostra, retardo = 6 símbolos

<formula>formula see original document page 15</formula>

Filtrar as amostras de portadora principal (complexas), retardo =3 símbolos

<formula>formula see original document page 15</formula> Computar coeficiente de enfraquecimento plano para multiplicação com subportadoras de símbolos de OFDM, retardo = 6 símbolos.

A filtragem para o sinal de magnitude de BPSK R(n) inclui um filtro de mediana de 7 derivações em cascata com um filtro FIR de 7 derivações.

A equalização de enfraquecimento plano descrita acima é seguida pela equalização de Divisão. A Tabela 1 mostra as localizações de símbolos intercalados (índices), incluindo símbolos de treinamento "T" dentro de cada bloco de divisão. Cada coluna representa uma divisão.

Tabela 1

<table>table see original document page 16</column></row><table>

A seguir, um algoritmo é usado para computar os coeficientes de equalizador e variâncias de ruídos associadas estimadas para cada um dos 25 elementos (colunas para subportadoras) de cada símbolo de OFDM dentro de uma divisão (por exemplo, a divisão primária superior). O equalizador começa o processamento de símbolos de OFDM à medida que eles são recebidos. Todas as divisões dos modos completamente digitais e as divisões primárias do modo híbrido são processadas independentemente para cada símbolo de OFDM contendo 25 colunas (por divisão). As divisões secundárias híbridas são processadas independentemente e, após a combinação complementar, permitindo a seleção da métrica máxima, dependendo de se a largura de banda de áudio analógico está limitada a 5 kHz. As divisões terciárias híbridas são processadas apenas após a combinação complementar.

Cada coluna de uma divisão contém 1 ou 2 símbolos de treinamento (complexos) dependendo de qual das 16 fileiras é processada. As localizações de símbolos de treinamento repetem cada 16 símbolos (fileiras) de OFDM. As localizações dos símbolos de treinamento são - convenientemente computadas como uma função da fileira particular (módulo 16) do símbolo de OFDM. Os símbolos de treinamento recentes são, em seguida, coletados em um vetor TS de 25 colunas, simplesmente atualizando a(s) coluna(s) de TS(col) correspondente(s) à(s) coluna(s) recente(s) do símbolo de OFDM contendo o símbolo de treinamento. As medianas e variâncias de grupos adjacentes de símbolos são computadas após o grupo adjacente ser atualizado com símbolos de treinamento recentes. Em seguida, as variâncias e as medianas são filtradas usando uma técnica de filtro recursivo bidimensional. Os coeficientes de equalizador são computados das medianas filtradas e a equalização é aplicada a todas as colunas correspondentes para o símbolo prévio de OFDM, junto como as variâncias de ruído atualizadas (e recíprocas) para processamento de símbolos subseqüentes. Os detalhes desse processo são descritos a seguir e apresentados na figura 6.

A figura 6 é um diagrama em blocos funcional de um equalizador que pode ser usado para cada divisão de 25 colunas. O símbolo de OFDM OFDM(r,col) é introduzido na linha 210. Os símbolos de treinamento são coletados conforme mostrado no bloco 212. As medianas e as variâncias são computadas conforme mostrado no bloco 214 para produzir sinais de mediana e de variância na linha 216. Esses sinais são filtrados e equalizados no bloco 218 para produzir um sinal de variância equalizado na linha 220 (para uso em estimativas de informação de estado de canal (CSI) subseqüente e coeficientes de equalização na linha 222. Após um retardo, conforme mostrado no bloco 224, os coeficientes de equalização são aplicados ao sinal de entrada, conforme mostrado no bloco 226 para produzir um sinal de saída na linha 228.

Para computar as medianas e as variâncias dos símbolos de treinamento (TS), primeiro, criar duas matrizes de 1 fileira por 25 colunas, rotuladas TS e MED, a serem usadas para armazenar símbolos de treinamento e computações de mediana, respectivamente. Os índices de coluna (col = Oa 24) igualam as colunas correspondentes dos símbolos de treinamento à medida que são recebidos para cada símbolo de OFDM. A seguir, inicializam os elementos para zero.

Então, recebem a fileira r (módulo 16) de símbolos de OFDM seguinte, correspondendo a uma fileira particular (r) de um bloco intercalador. Identificam a(s) localização(ões) dos símbolos de treinamento, ou coluna(s), para essa fileira r, e colocam o(s) símbolo(s) de treinamento no TS (col) correspondente. O símbolo de treinamento em uma fileira r pode ser atualizado usando o algoritmo a seguir.

O equalizador de divisão realiza diversas etapas.

Etapa 1: reunir, dobrar e atualizar os Símbolos de Treinamento em um vetor conveniente TS (representando a informação de símbolo de treinamento na hora certa) usado em processamento de equalização subseqüente.

"Algoritmo para atualizar TS para fileira r" col = mod(3.r + 1, 16); "identificar que coluna tem novo TS" TS(col) = OFDM(r,col)

Se col < 9, então, TS(col + 16) = OFDM(r, col + 16) = OFDM(r, col + 16); "se segundo TS nessa fileira".

Etapa 2: Criar dois vetores de 25 colunas rotulados MED e logVAR a serem usados para armazenar a mediana computada e log dos valores das variâncias para equalização e filtragem de mediana CSL das amostras locais de TS (tempo & freqüência) é usada para produzir uma estimativa de valor de mediana de TS. As saídas Med & IogVAR são estimativas locais (ainda não tempo ou freqüência (através de subportadoras) suavizadas) desses parâmetros.

Os índices de coluna igualam as colunas correspondentes dos símbolos de treinamento à medida que são recebidos para cada símbolo de OFDM. Então, inicializam os elementos para zero.

Computar mediana e variância para TS(col) 6 fileiras após aquele TS(col) particular ser atualizado. Esse retardo assegura que seus símbolos de treinamento adjacentes também são atualizados para uso na computação seguinte. Um ou dois valores de TS(col) são atualizados para cada nova fileira r. Uma mediana e variância de 9 amostras são computadas para colunas de 4 a 20, usando ±4 valores em ambos os lados desses símbolo de treinamento. Por exemplo, a computação de mediana para coluna 4 usa símbolos de treinamento TS(O) a TS(8). As colunas 0a3e21a24 são casos especiais uma vez que menos de 9 amostras estão disponíveis nas extremidades para computar os valores de medianas e variâncias. Os valores extremos que faltam são substituídos por valores em duplicata através de dobre perto das extremidades, quando necessário. Por exemplo, na computação da mediana para a coluna 3, TS(O) a TS(7) são usados e a coluna TS(-l) que falta é substituída por TS(O) para proporcionar 9 valores para a computação de mediana.Os valores computados de mediana e variância são colocados em MED(col) e logVAR(col). O método seguinte (pseudocódigo) pode ser usado para identificar as colunas apropriadas a serem atualizadas nesta fileira r e reunir as amostras de TS apropriadas para as computações de variância de log e mediana de 9 amostras:

"Algoritmo para atualizar vetores de logVAR e MED, retardo = 6 símbolos"

col = mod(3.r +15, 16); "identificar primeiro TScol para r-6" Para m = O a 8; "reunir 9 TS adjacentes para colocar no buffer para computação de MED & logVAR"

Colm - col + m- colm = col + m - 4

<formula>formula see original document page 20</formula>

TSmedbuff(m) = TS(TScolindx)

MED(col) = median(TSmedbuff)

"mediana complexa, separar real & imaginário"

"computar log base2 de amostras de VAR (vetor)"

<formula>formula see original document page 20</formula>

Se col < 9, então; "atualizar segundo TS nesta fileira se existe --------------"

Col2 = col + 16

PARA m = 0 a 8

Colm = col2+ m-4

colm = col2 + m-4

<formula>formula see original document page 20</formula>

TSmedbuff(m) = TS(TScolindx)

MED(Col2) = median(TSmedbuff) "mediana complexa, separar real & imaginário"

<formula>formula see original document page 21</formula>

Para computar os coeficientes de equalizador e a informação de estado de canal (CSI). A etapa seguinte é retificar (filtro) os valores das medianas e das variâncias através do tempo e freqüência (colunas). O Iog da 5 variância é usado para retificar as amostras de ruídos tendo uma faixa dinâmica potencialmente grande através das subportadoras.

Criar dois vetores de 25 colunas rotulados MEDI e logVAR1 a serem usados para armazenar os valores de variância de Iog e mediana de tempo filtrado, respectivamente. Os índices de colunas igualam as colunas 10 correspondentes dos símbolos de treinamento à medida que são recebidos para cada símbolo de OFDM. Então, inicializar os elementos para zero.

Criar dois vetores de 25 colunas rotulados MED2 e logVAR2 a serem usados para armazenar os valores de variância de Iog e mediana de freqüência filtrada ou coluna, respectivamente. Os índices de colunas igualam 15 as colunas correspondentes dos símbolos de treinamento à medida que são recebidos para cada símbolo de OFDM. Então, inicializar os elementos para zero.

Os valores de equalizador EQ são computados de MED2. Os valores de EQ são, em geral, recíprocos complexos dos valores de MED2, 20 mas com proteção de divisão. Os valores de variância IogVAR2 são usados para computar VAREQ para CSI subseqüente e métrica de bifurcação após ajuste para ganhos do equalizador.

Etapa 3: Em seguida, retificar os valores de MED e IogVAR através de tempo e freqüência (subportadoras)A retificação do tempo com o 25 filtro de IIR resulta em MEDI & logVAR1. A retificação de freqüência usando uma das funções de ajuste quadrático resulta em MED2 & logVAR2. Veja a primeira parte do algoritmo descrito abaixo. Etapa 4: Os valores de equalizadores EQ são computados de MED2. Os valores de EQ são, em geral, recíprocas complexas de valores de MED2, mas com proteção dividida. Os valores de variância IogVAR2 são usados para computar VAREQ para CSI subseqüente e métrica de bifurcação após ajuste para ganhos de equalizador. Note que a última linha do algoritmo acima computa VAREQ(col) de tal maneira que acomoda condições especiais. Não é simplesmente a computação antilog para converter IogVAR (log da estimativa de variância) em VAR. Tem se que levar em conta o fato de que a variância é computada em valores ainda não equalizados, assim, um ajuste é feito para ser compatível com os valores de símbolos equalizados da saída. Outro ajuste é feito para evitar erros de estimativa de variância quando interferência muito alta está presente. Ambos esses ajustes são incluídos no fator max[Eqmagsq(col, max(Eqmagsq)/2] após o antilog.

"Algoritmo para computar EQ&VAREQ de MED&logVAR, retardo de filtro =16 símbolos"

"Filtro IIR MED e IogVAR cada col para obter MEDI e IogVARl, q = 1/8 IIR coef'

MEDI = (1 —q) · MEDI+q-MED ;

IogVARl == (1—· IogVARI+q · IogVAR ;

"Retificar MEDI e IogVARl através de cols usando interpolador de ajuste quadrático"

"MED2 & IogVAR2 são as estimativas de mediana e variância de fluoróforo retificada"

MED2 = QF(MEDI); "computar ajuste quadrático usando algoritmo QF"

logVAR2 = QF(IogVARl): "computar ajuste quadrático usando algoritmo QF"

"Computar coeficientes de equalizador EQ de MED2"

<formula>formula see original document page 22</formula>

"salvar magnitudes quadradas" <formula>formula see original document page 23</formula>

"coeficientes de equalizador, T = símbolos de treinamento"

"Computar antilog e equalizar logVAR2 para produzir

VAREQ"

<formula>formula see original document page 23</formula>

Os valores de EQ(col) são, então, aplicados aos símbolos portadores de dados correspondentes para produzir valores de OFDMEQ(col) para cada coluna do símbolo de OFDM (retardado por 22 símbolos de OFDM para ser responsável pelo retardo de processamento de EQ). Os valores de VAREQ(col) são usados para processamento subseqüente de CSI.

OFDMEO{col) = OFDM(col) · EQ(col) ;co/ = 0...24

"equalizar símbolo de OFDM retardado.

O algoritmo descrito acima usa uma função chamada QF, que é um ajuste quadrático das matrizes MED1 ou logVAR1, usadas para retificar os valores através das colunas (subportadoras) dessas matrizes. A retificação desses valores reduz os erros de estimativa e correção devido ao ruído, uma vez que a variação que precisa equalização é suposta ser uniforme. A variação desses valores através das colunas pode ser um resultado de diversos fatores. Um fator é devido ao erro residual de sincronização de rastreamento de símbolo, causando uma desvio de fase linear através das subportadoras. Uma vez que a filtragem é feita no domínio complexo de I e Q, e não fase e magnitude, os componentes IeQ resultantes desse desvio de fase linear não podem ser corrigidos exatamente com um ajuste linear, mas antes um ajuste quadrático para componentes complexos de I e Q proporciona precisão suficiente. Outra variação pode ser devido às perturbações de fase e amplitude, devido ao enfraquecimento seletivo de freqüência através das subportadoras, o que também pode ser corrigido pelo ajuste quadrático. A ondulação de fase e amplitude de filtragem analógica antes que a demodulação de OFDM possa ser corrigida, se a ondulação for pequena. A interferência também tende a ter uma forma para IogVAR que pode ser acomodada com um ajuste quadrático.

Se a ondulação de filtro analógico for grave e se desviar de uma forma quadrática, então, uma função de QF diferente é necessária. Portanto, duas opções de algoritmo são apresentadas: a primeira função de QF é melhor para corrigir as variações devido ao erro residual de sincronização de símbolos, enfraquecimento seletivo de canal e ondulação suave de filtro; o segundo algoritmo é destinado a corrigir todas essas variações mais uma ondulação de filtro mais severa.

A primeira função de QF estima três pontos através das subportadoras aos quais uma forma quadrática é ajustada para realizar a correção de retificação. Esses pontos são estimados usando filtros FIR no meio e dois pontos extremos do alcance da subportadora. O ponto médio é estimado adequadamente usando-se um filtro FIR simétrico através da subportadora do meio. Os filtros FIR nos pontos extremos têm um centróide que está a diversos bins das extremidades. Embora o ajuste quadrático, normalmente, pudesse ser destinado ao uso dos centróides apropriados perto dos pontos de extremidade e a extrapolar as subportadoras restantes nas extremidades, o desempenho tende a ser melhor, se for suposto que os centróides estão localizados nas localizações de subportadoras extremas. A razão é que a extrapolação tende a acentuar a curvatura do ajuste quadrático na presença de ruído. Contudo, o algoritmo pode ser modificado para colocar os centróides na localização que produz o melhor desempenho global.

Etapa 4a: A função do primeiro ajuste quadrático é destinada a retificar as estimativas com uma forma de divisão (suposta quadrática) que proporciona retificação quase ótima, dadas prováveis condições de canal, tais como desvio de tempo e propriedades de enfraquecimento seletivo. Isso é realizado usando-se o seguinte algoritmo:

"QF(x), função de ajuste quadrático, vetor de entrada x, vetor de saída y."

<formula>formula see original document page 25</formula>1

Coeficientes armazenados para pontos de filtro;

<formula>formula see original document page 25</formula>

"Valor de saída em col O";

<formula>formula see original document page 25</formula>

"valor de saída em col 24";

<formula>formula see original document page 25</formula>

"valor de ponto médio em col 12";

<formula>formula see original document page 25</formula>

"coeficiente quadrático a"

<formula>formula see original document page 25</formula>

"coeficiente quadrático b"

<formula>formula see original document page 25</formula>

"vetor de saída y".

Uma função de ajuste quadrático alternativa QF é proporcionada para acomodar filtros IF com ondulação excessiva e agrupar variações de retardo ou ganho. Essa função é diferente da primeira uma vez que a curva quadrática diferente é usada em cada localização de subportadora para formar os coeficientes de filtro FIR. Essas curvas quadráticas são pré- computadas e armazenadas em uma matriz de 25 por 25 W para ser usada como um multiplicador para a fileira de 25 valores das subportadoras a serem filtrados. Assim, em lugar de computar o ajuste quadrático através das 25 subportadoras para cada novo símbolo de OFDM, como no primeiro algoritmo, o segundo algoritmo simplesmente multiplica o vetor de 25 valores de subportadoras pela matriz W para cada tempo de símbolo de OFDM.

Essa função de QF alternativa é aplicada de maneira similar a um método conhecido como procedimento de Savitsky-Golay (SG); contud0o, a função de QF alternativa gera os coeficientes de maneira diferente resultando em ganho de filtragem aperfeiçoado contra ruído enquanto resolvendo o dilema de ponto extremo. O procedimento de SG computa um ajuste de mínimos quadrados centralizado em cada ponto para retificar os dados para aquele ponto. O resultado é um ajuste de coeficientes de filtro FIR em torno de cada localização de subportadora a ser retificado.

Dois fatores motivam o uso de retificação de mínimos quadrados. Um é a variabilidade dos valores através das subportadoras e o outro é dilema de ponto extrema onde as subportadoras perto dos pontos de extremidade não podem ser ajustadas com um conjunto simétrico de coeficiente de filtro FIR, uma vez que não há subportadoras para usar na filtragem além dos pontos de extremidade. O procedimento de SG explora as propriedades de matrizes manipuladas de Vandermonde, para gerar os coeficientes de FIR, gerando um único conjunto de coeficientes de filtro de FIR para cada localização de subportadora a ser retificada. Embora o procedimento de SG produza coeficientes de filtro de FIR que resultam em uma estimativa não polarizada de cada valor de subportadora retificada, o conjunto real de coeficientes de FIR não tem as melhores propriedades de filtragem para redução de ruídos ou retificação, enquanto preservando a polaridade zero do procedimento de SG.

Além disso, a função de QF alternativa tem mais flexibilidade no estabelecimento do alcance da retificação de filtro FIR em tomo das localizações de subportadoras. Um exemplo da função de QF alternativa é descrito como segue. O alcance dos coeficientes de filtro FIR não zero para cada localização de subportadora é ajustado para 15 coeficientes não zero para acomodar a variabilidade antecipada de valores através das 25 subportadoras na divisão, embora isso possa ser ajustado. Os coeficientes únicos de filtro FIR para cada uma das localizações de subportadoras m=0...24 são computados. A forma dos coeficientes FIR é uma função quadrática com quatro restrições adicionais, definidas como segue:

Restrição 1: O número de coeficientes de filtros FIR não zero é 15, com 10 coeficientes zero restantes. O coeficiente central não zero, normalmente, está localizado na subportadora para ser retificado, resultando em uma propriedade de filtro FIR simétrico, exceto que as 7 subportadoras em ambas as extremidades são restringidas pelo uso das 15 localizações de subportadoras naquela extremidade para os coeficientes não zero. Então, a primeira localização de coeficiente não zero ρ para estimativa (filtragem) da subportadora m pode ser identificada por:

P = max(0,min(17,m-7); "p é a primeira localização de coeficiente não zero".

Restrição 2: Cada conjunto dos 25 conjuntos de 25 coeficientes FIR, tendo 15 coeficientes não zero e 10 coeficientes zero, deve se somar à unidade, de modo que cada filtro FIR tem um ganho de cc de um para cada localização de subportadora.

<formula>formula see original document page 27</formula>

para o kesimo coeficiente estimando a mesima subportadora.

Restrição 3: O centróide do filtro FIR para subportadora m também deve ser m para assegurar uma estimativa não polarizada, quando a inclinação dos dados da subportadora é suposta ser linear em relação a um conjunto de variáveis, <formula>formula see original document page 28</formula>

Restrição 4: Embora a melhor redução de ruído possa ser obtida através de minimização das somas dos quadrados dos coeficientes, isso não proporciona a melhor estimativa de local para cada localização de subportadora e resultará em 15 coeficientes lineares para cada filtro de FIR. Uma restrição melhor é assegurar que a função quadrática cruza zero nas localizações de coeficientes não usadas exatamente fora dos 15 coeficientes não zero. Isso é possível para as 11 localizações de subportadora 7 a 17, mas essa restrição não pode ser satisfeita para as outras localizações de subportadoras afetadas pelo dilema do ponto de extremidade. Então, as localizações de subportadoras externas têm a restrição de cruzamento de zero apenas em direção ao ponto interno além do alcance do coeficiente de FIR.

<formula>formula see original document page 28</formula>

"quadrático para o késimo coeficiente para a mésima subportadora"

ym(p-l) = 0;

"restrição para m = 7 ...24"

<formula>formula see original document page 28</formula>

"restrição para m = 0...17".

A restrição 1 simplesmente estabelece a faixa dos 15 coeficientes não zero para cada um dos 25 filtros FIR tendo uma característica quadrática através daquela faixa. As restrições 2, 3 e 4 constituem as três equações necessárias para determinar os coeficientes quadráticos am, bm e cm para cada filtro FIR. Embora a Restrição 4 possa parecer super-determinar os conjuntos médios de coeficientes de filtro para m = 7... 17, tendo zero pontos de extremidade em ambas as extremidades, essa dupla restrição para essas subportadoras é redundante e todos os conjuntos de coeficientes são adequadamente determinados. Um algoritmo para gerar a matriz W alternativa de coeficientes de filtro de FIR de QFl(x) é definido a seguir e os valores de coeficientes resultantes para W são apresentados conforme mostrado abaixo.

Etapa 4b: Uma função de ajuste quadrática alternativa QF é proporcionada para acomodar filtros IF com ondulação excessiva e agrupar variações de retardo ou ganho. Essa função é diferente da primeira uma vez que uma curva quadrática diferente é usada em cada localização de subportadora para formar os coeficientes de filtro FIR. Essas curvas quadráticas são pré-computadas e armazenadas em uma matriz de 25 por 25 W para serem usadas como um multiplicador para a fileira de 25 valores das subportadoras a serem filtradas. Assim, em lugar de computar o ajuste quadrático através das 25 subportadoras para cada novo símbolo de OFDM como no primeiro algoritmo, o segundo algoritmo simplesmente multiplica o vetor de 25 valores de subportadoras pela matriz W para cada tempo de símbolo de OFDM. Esses são submetidos às restrições 1-4, que resultam no seguinte algoritmo:

"QDl(x), função de Matriz de Ajuste Quadrático Alternativa, vetor de fileira de entrada x, vetor de saída y".

"primeiro computar matriz W de coeficiente pré-armazenado (25 por 25)".

PARA M = 0 até 7

14-3-m a(m)zí-

b(m) = ~ 120 c(m) - -225 * a(m) -15 · b(m) PARAit = O até 14

W(k, m)=a(m) · kz 4- b(m) * k + c{m) W{2A- k,24 - m) = W(Km) PARA m — 8 até 16 PARAk==O até 14

W(k±m-7,m)~W(k,T) Esse é o final da computação pré-armazenada para matriz de filtro W".

"computar vetor de saída filtrado y para cada novo símbolo de OFDM"

y = x.W; "multiplicação de matriz produz vetor de saída y".

Etapa 4c: Um terceiro ajuste quadrático alternativo é descrito abaixo.

Outro filtro alternativo QF2(x) pode ser projetado usando todos os 25 coeficientes não zero possíveis para cada filtro FIR. Esse filtro tem uma característica mais similar ao primeiro filtro QF(x), mas é construído na forma de matriz W do filtro alternativo.

"QF2(x), função de matriz de ajuste quadrático alternativo, vetor de fileira de entrada x, vetor de saída y".

"primeiro computar matriz W de coeficiente pré-armazenado (25 por 25)

<formula>formula see original document page 30</formula>

"Esse é o final da computação pré-armazenada para matriz de filtro W"

"computar vetor de saída filtrado para cada novo símbolo de OFDM"

y = x.W; "multiplicação de matriz produz vetor de fileira y".

Em outro aspecto, a invenção envolve a combinação complementar adaptativa das divisões secundárias antes da equalização. As duas divisões secundárias independentes são equalizadas independentemente, junto com as estimativas de VAREQ associadas. As métricas de bifurcação são computadas independente e redundantemente para todos os bits secundários de código temporário na divisão. As métricas de bifurcação correspondentes são, então, adicionadas para produzir um conjunto de métricas de bifurcação. A equalização também é realizada nas divisões secundárias complementares combinadas para produzir outro conjunto de métricas de bifurcação para o mesmo conjunto de bits secundários de código temporários. Então, para cada bit secundário de código temporário, a maior métrica de bifurcação é selecionada como saída para os bits secundários de código temporários.

O uso de subportadoras complementares para divisões secundárias e terciárias híbridas cria uma relação ortogonal com seu principal analógico. Uma implementação anterior da equalização secundária requeria conhecimento de se a largura de banda de principal analógica era limitada a ±5 kHz. Se a analógica estiver limitada a ±5 kHz, então, as divisões secundárias foram equalizadas independentemente para acomodar melhor interferência de canal adjacente. Caso contrário, as divisões secundárias foram primeiro combinadas complementarmente para cancelar o sinal analógico nessa região.

Os símbolos de entrada a serem equalizados são retardados, para corresponder ao retardo na estimativa dos parâmetros do equalizador para proporcionar aplicação da informação do equalizador. Os valores de EQ(col) são, então, aplicados aos símbolos portadores de dados correspondentes para produzir valores de OFDMEQ(col) para cada coluna do símbolo de OFDM (retardada por 22 símbolos de OFDM para considerar o retardo de processamento de EQ). Os valores de VAREQ(col) são usados para processamento subseqüente de CSI.

O método da presente invenção não faz uso da informação de largura de banda analógica; em lugar disso, equalizações independentes e combinadas são realizadas, especialmente quando a largura de banda analógica excede um pouco 5 kHz.

As subportadoras terciárias são sempre combinadas complementarmente antes da equalização. A equalização terciária é, então, realizada conforme descrito. As duas divisões secundárias são processadas independente e complementarmente combinadas, produzindo três conjuntos e métricas de bifurcação equalizadas para o conjunto único de bits secundários de código temporários. O método de combinação desses três conjuntos de métricas de bifurcação é descrito a seguir.

As duas divisões secundárias independentes são equalizadas independentemente, junto com as estimativas de VAREQ associadas. As métricas de bifurcação são computadas independente e redundantemente para todos os bits secundários de código temporários na divisão. As métricas de bifurcação correspondentes são, então, adicionadas para produzir um conjunto de métricas de bifurcação. A equalização também é realizada nas divisões secundárias complementares combinadas para produzir outro conjunto de métricas de bifurcação para o mesmo conjunto de bits secundários de código temporários. Então, para cada bit secundário de código temporário, a maior métrica de bifurcação é selecionada como saída para os bits secundários de código temporários.

Como descrito acima, o equalizador inclui duas partes: uma compensação (equalizador) de enfraquecimento plano seguido por um equalizador de divisão. O equalizador de enfraquecimento plano ajuda em casos de enfraquecimento plano e usa a portadora principal (bin 0 FFT) e subportadoras de BPSK (bins ±1). O equalizador de divisão é mais lento e opera em símbolos de treinamento mais esparsos na divisão, mas é mais preciso na divisão. O equalizador de divisão se beneficia do equalizador de enfraquecimento plano para manter os valores de treinamento em uma faixa relativa menor.

As funções mostradas nos desenhos podem ser implementadas usando componentes de circuito, incluindo, mas não limitado aos mesmos, um ou mais processadores ou circuitos integrados de aplicação específica.

Embora a invenção tenha sido descrita em termos de diversos exemplos, será evidente para aqueles habilitados na técnica que várias mudanças podem ser feitas nos exemplos descritos, sem afastamento do escopo da invenção, conforme apresentado nas reivindicações a seguir.

Claims

1. Método de equalização de vetores de símbolos de OFDM em um sinal de rádio de mesma banda de mesmo canal, incluindo uma portadora principal e primeira e segunda subportadoras de BPSK, caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: computação de um sinal de magnitude de BPSK; filtragem do sinal de magnitude de BPSK; filtragem de amostras complexas recebidas na portadora principal; uso de sinal de magnitude de BPSK filtrado e as amostras complexas filtradas na portadora principal para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano; e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano.

2. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de a etapa de filtragem do sinal de magnitude de BPSK compreender as etapas de: passagem do sinal de magnitude de BPSK através de um filtro de mediana e um filtro de resposta de impulso finito.

3. Método de equalização de vetores de símbolos de OFDM em um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento; filtragem de mediana de vetor de símbolos de treinamento para produzir uma estimativa de valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento; retificação da estimativa do valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento através do tempo e das freqüências; uso do valor de mediana retificado para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização; e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização.

4. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de os coeficientes de equalização serem retificados usando uma função de ajuste quadrático.

5. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de a função de ajuste quadrático ser adaptada a um ponto médio e dois extremos do alcance de uma subportadora.

6. Método de acordo com a reivindicação 4, caracterizado pelo fato de uma função de ajuste quadrático diferente ser usada para cada localização de subportadora.

7. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar de divisões terciárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal antes da equalização.

8. Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar adaptativa de divisões secundárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal antes da equalização.

9. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de a estimativa de valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento ser retificada usando um algoritmo de ajuste quadrático.

10. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de o algoritmo de ajuste quadrático retificar as estimativas dentro de uma forma de participação.

11. Método de acordo com a reivindicação 9, caracterizado pelo fato de uma curva quadrática diferente ser usada para cada localização de subportadora.

12. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar de divisões terciárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal antes da equalização.

13. Método de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar adaptativa de divisões secundárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal antes da equalização.

14. Método de estimativa das variâncias de informação de símbolos de treinamento recebidas em um rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento; computação de um log de variâncias estimadas de local através do vetor de símbolos de treinamento; retificação do Iog das variâncias do vetor de símbolos de treinamento através de tempo e freqüência; uso da estimativa retificada do Iog das variâncias para computar uma pluralidade de valores de informação de estado de canal.

15. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de compreender adicionalmente a etapa de: usar os valores de informação de estado de canal para gerar métricas de ramificação para decodificação de correção de erro para frente.

16. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de o log da variância do vetor de símbolos de treinamento ser retificado usando um algoritmo de ajuste quadrático.

17. Método de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de o algoritmo de ajuste quadrático retificar as estimativas dentro de uma forma de divisão.

18. Método de acordo com a reivindicação 16, caracterizado pelo fato de uma curva quadrática diferentes ser usada para cada localização de subportadora.

19. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar de divisões terciárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal antes da equalização.

20. Método de acordo com a reivindicação 14, caracterizado pelo fato de ainda compreender a etapa de: combinação complementar adaptativa de divisões secundárias no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal.

21. Método de equalização de vetores de símbolos de OFDM recebidos em um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender as etapas de: combinação complementar de divisões secundárias e/ou terciárias no rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; computação de uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano para produzir vetores de símbolos de OFDM equalizados de enfraquecimento plano; e computação de uma pluralidade de coeficientes de equalização de divisão e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM equalizados de enfraquecimento plano pelos coeficientes de equalização de divisão para produzir vetores de símbolos de OFDM de saída.

22. Receptor para receber um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, incluindo uma portadora principal e primeira e segunda subportadoras moduladas de BPSK, caracterizado pelo fato de compreender: uma entrada para recebimento de um sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; um equalizador para computar um sinal de magnitude de BPSK para filtragem do sinal de magnitude de BPSK para filtragem de amostras complexas recebidas na portadora principal, para usar o sinal de magnitude de BPSK filtrado e as amostras complexas recebidas na portadora principal para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano, e para multiplicação de vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano; e um dispositivo de saída para produzir uma saída em resposta ao sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal.

23. Receptor para recebimento de vetores de símbolos de OFDM no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender: uma entrada para recebimento do sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; um equalizador para disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento para filtragem de mediana do vetor de símbolos de treinamento para produzir um valor de estimativa de mediana do vetor de símbolos de treinamento para retificação da estimativa de valor de mediana do vetor de símbolos de treinamento através de tempo e freqüência, para uso de estimativa de valor de mediana retificado para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização e para multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização; e um dispositivo de saída para produção de uma saída em resposta ao sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal.

24. Receptor para recebimento de vetores de símbolos de OFDM em sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender: uma entrada para recebimento do sinal de rádio AM de mesma banda, de mesmo canal; um equalizador para disposição de uma pluralidade de símbolos de treinamento em um vetor de símbolos de treinamento, para computação de um Iog da variância do vetor de símbolos de treinamento, para retificação do Iog da variância do vetor de símbolos de treinamento através de tempo e freqüência, para uso do Iog retificado da variância para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização e para multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização; e um dispositivo de saída para produção de uma saída em resposta ao sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal.

25. Receptor para recebimento de vetores de símbolos de OFDM no sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal, caracterizado pelo fato de compreender: uma entrada para recebimento do sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; meios para divisões secundárias e/ou terciárias no rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal; um equalizador de enfraquecimento plano para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de enfraquecimento plano, e multiplicar os vetores de símbolos de OFDM pelos coeficientes de equalização de enfraquecimento plano para produzir vetores de símbolos de OFDM equalizados de enfraquecimento plano; e um equalizador de divisão para computar uma pluralidade de coeficientes de equalização de divisão, e multiplicação dos vetores de símbolos de OFDM equalizados de enfraquecimento plano pelos coeficientes de equalização de divisão para produzir vetores de símbolos de OFDM de saída; e um dispositivo de saída para produção de uma saída em resposta ao sinal de rádio AM, de mesma banda, de mesmo canal.