KR20080072054A - Ｏｆｄｍ 심볼 벡터 이퀄라이징 방법, 트레이닝 심볼정보의 변화 추정 방법 및 수신기 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 심볼 벡터 이퀄라이징 방법, 트레이닝 심볼정보의 변화 추정 방법 및 수신기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 주 반송파와 제 1 및 제 2 BPSK 변조된 부반송파를 포함하는 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법을 제공한다. 상기 방법은 BPSK 크기 신호를 컴퓨팅하는 단계와, BPSK 크기 신호를 필터링하는 단계와, 주 반송파 상에서 수신되는 복소수 샘플을 필터링하는 단계와, 필터링된 BPSK 크기 신호와 주 반송파 상에서 수신된 필터링된 복소수 샘플을 사용하여 복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하는 단계와, OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하는 단계를 포함한다. 또한 본 발명에서는 상기 방법에 따라 동작하는 이퀄라이저를 포함하는 수신기가 제공된다.

Description

ＯＦＤＭ 심볼 벡터 이퀄라이징 방법, 트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법 및 수신기{EQUALIZER FOR AM IN-BAND ON-CHANNEL RADIO RECEIVERS}
본 발명은 무선 방송(radio broadcasting)에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 인-밴드 온-채널(in-band on-channel) 디지털 방송 시스템에서 사용하기 위해 수신기에서 신호를 이퀄라이징(equalizing)하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
AM 호환성의 인-밴드 온-채널(IBOC:in-band on-channel) 디지털 방송 시스템은 표준 AM 방송 채널에서 아날로그와 디지털 신호를 동시에 방송한다. 한 가지 AM IBOC 시스템이 미국 특허 No. 5,588,022에 개시되었다. 방송 신호는 제 1 주파수 스펙트럼을 갖는 진폭 변조된 무선 주파수 신호를 포함한다. 진폭 변조된 무선 주파수 신호는 아날로그 프로그램 신호에 의해 변조되는 제 1 반송파(carrier)를 포함한다. 또한 이 신호는 제 1 주파수 스펙트럼을 포괄하는 대역폭 내에 있는 복수의 디지털 변조된(digitally modulated) 반송파 신호를 포함한다. 디지털 변조된 반송파 신호 각각은 디지털 신호에 의해 변조된다. 디지털 변조된 반송파 신호의 제 1 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 내에 존재하며 제 1 반송파 신호에 대해 쿼 드러쳐(quadrature) 변조된다. 디지털 변조된 반송파 신호의 제 2 및 제 3 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 밖에 존재하며 제 1 반송파 신호에 대해 동상(in-phase) 변조 및 쿼드러쳐 변조된다. 부반송파들은 제 1, 제 2 및 제 3 파티션으로 분할된다. 일부 부반송파들은 상보형(complementary) 부반송파들이다.
수신된 멀티-반송파 신호는 동적 채널 응답 변화가 존재하는 경우 표준화(equalization)를 요구한다. 이러한 표준화가 없다면, 왜곡된 신호가 검출될 수 있고 디지털 방송 신호 정보가 복구 불가능할 것이다. 이퀄라이저는 디지털 오디오 방송 신호 정보의 복구가능성을 증가시킨다. AM 인-밴드 온-채널 신호를 수신하는 수신기에서 사용되는 이퀄라이저는 미국 특허 No. 5,559,830; 6,292,511; 6,295,317 및 6,480,536에 개시되었다.
AM 호환성의 디지털 오디오 방송 신호 내의 혼성의 제 2 및 제 3 파티션에 대한 상보형 부반송파의 사용은 아날로그 호스트 신호와의 직교 관계를 형성한다. 종래의 제 2 파티션에 대한 표준화 구현은 아날로그 호스트 대역폭이 ±5㎑로 제한되는지 여부에 대한 인식을 요구했다. 만약 아날로그가 ±5㎑로 제한되면, 제 2 파티션은 인접한 채널 간섭을 보다 잘 수용하기 위해 독립적으로 이퀄라이징된다. 그렇지 않은 경우 제 2 파티션은 이러한 영역에서의 아날로그 신호를 삭제하도록 결합된 제 1 상보형 파티션이다.
아날로그 대역폭 정보를 필요로 하지 않는 표준화 기술이 필요하다.
본 발명은 주 반송파와 제 1 및 제 2 BPSK 변조된 부반송파를 포함하는 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법을 제공한다. 이 방법은 BPSK 크기 신호를 컴퓨팅하는 단계와, BPSK 크기 신호를 필터링하는 단계와, 주 반송파 상에서 수신되는 복소수 샘플을 필터링하는 단계와, 필터링된 BPSK 크기 신호와 주 반송파 상에서 수신된 필터링된 복소수 샘플을 사용하여 복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하는 단계와, OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하는 단계를 포함한다.
다른 측면에서, 본 발명은 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법을 제공하며, 이 방법은 복수의 트레이닝 심볼을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하는 단계와, 트레이닝 심볼 벡터를 중간값 필터링하여 트레이닝 심볼 벡터의 중간값 추정을 생성하는 단계와, 트레이닝 심볼 벡터의 중간값 추정을 시간과 주파수에 대해 스무딩하는(smoothing) 단계와, 스무딩된 중간값을 사용하여 복수의 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하는 단계와, OFDM 심볼 벡터에 상기 이퀄라이징 계수를 곱하는 단계를 포함한다.
또 다른 측면에서, AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 트레이닝 심볼 정보의 변화를 추정하는 방법이 제공되며, 이 방법은 복수의 트레이닝 심볼을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하는 단계와, 트레이닝 심볼 벡터에 걸친 로컬 추정 변화의 로그(log)를 컴퓨팅하는 단계와, 트레이닝 심볼 벡터의 변화의 로그를 시간과 주파수에 대해 스무딩하는 단계와, 스무딩된 변화의 로그의 추정을 사용하여 복수의 채널 상태 정보값을 컴퓨팅하는 단계를 포함한다.
또한 본 발명은 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법을 제공하며, 이 방법은 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션 및/또는 제 3 파티션을 상보적 결합하는 단계와, 복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 OFDM 심볼 벡터에 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하여 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 단계와, 복수의 파티션 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터에 파티션 이퀄라이징 계수를 곱하여 출력 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 단계를 포함한다.
또한 본 발명에서는 상기 방법에 따라 동작하는 이퀄라이저를 포함하는 수신기가 제공된다.
도 1은 AM 혼성 IBOC 신호의 분광도(spectral diagram).
도 2는 AM 올-디지털(all-digital) IBOC 신호의 분광도.
도 3은 AM IBOC 수신기의 함수식 블록도.
도 4는 AM IBOC 수신기용 모뎀의 블록도.
도 5는 본 발명에 따라 구성된 플랫 페이드 이퀄라이저(a flat fade equalizer)의 블록도.
도 6는 본 발명에 따라 구성된 파티션 이퀄라이저(a partition equalizer)의 블록도.
도면들을 참조하면, 도 1에는 AM 혼성 IBOC 신호의 분광도가 도시되었다. AM 혼성 IBOC 파형(10)은 AM 신호 아래에서 전송된 거의 30㎑ 폭의 디지털 오디오 방송(DAB) 신호(14)를 따라 종래의 AM 아날로그 신호(12)(약 ±5㎑의 대역 제한을 가짐)를 포함한다. 스펙트럼은 약 30㎑의 대역폭을 갖는 채널(16) 내에 포함된다. 채널은 중간 주파수 대역(18), 상부 주파수 대역(20) 및 하부 주파수 대역(22)으로 분할된다. 중심 주파수 대역은 약 10㎑의 폭을 가지며 채널의 중심 주파수 f0의 약 ±5㎑ 내에 존재한다. 상부 측파대(sideband)는 중심 주파수로부터 약 +5㎑로부터 시작하여 중심 주파수로부터 약 +15㎑까지 연장한다. 하부 측파대는 중심 주파수로부터 약 -5㎑로부터 시작하여 중심 주파수로부터 약 -15㎑까지 연장한다.
본 발명의 일 실시예에서의 AM 혼성 IBOC DAB 신호 포맷은 아날로그 변조된 반송파 신호(24)와 대략 181.7㎐만큼 이격되어 중심 주파수 대역과 상부 및 하부 측파대를 연결하는 162 OFDM 부반송파 위치들을 포함한다. 오디오 또는 데이터 신호를 나타내는 코딩된 디지털 정보(프로그램 요소)는 부반송파 상에서 전송된다. 심볼 레이트(symbol rate)는 심볼들 사이의 보호 시간(guard time)에 의해 부반송파 간격(subcarrier spacing)보다 낮다.
도 1에 도시된 바와 같이, 상부 측파대는 제 1 파티션(26)과 제 2 파티 션(28)으로 분할되고, 하부 측파대는 제 1 파티션(30)과 제 2 파티션(32)으로 분할된다. 디지털 신호는 제 3 파티션(34) 내의 호스트 아날로그 신호의 아래에서뿐만 아니라, 호스트 아날로그 신호의 제 1 및 제 2 파티션의 양측 상에서 전송된다. 제 3 파티션(34)은 도 1에 도시된 복수의 부반송파의 그룹들(36, 38, 40, 42)을 포함하는 것으로 간주될 수 있다. 채널의 중심 부근에 위치한 제 3 파티션 내의 부반송파는 내부 부반송파로서 지칭되며 채널의 중심으로부터 멀리 위치된 제 3 파티션 내의 부반송파는 외부 부반송파로 지칭된다. 이 예시에서, 그룹(38, 40) 내의 내부 부반송파의 파워 레벨이 중심 주파수로부터의 주파수 간격에 따라 선형적으로 감소하는 것으로 도시되었다. 제 3 측파대 내의 나머지 그룹들(36, 42) 내의 부반송파는 실질적으로 일정한 파워 레벨을 갖는다.
또한 도 1은 아날로그 변조된 반송파에 바로 인접한 제 1 부반송파 위치에 배치되고 다른 측파대들과는 다른 값으로 고정된 파워 레벨을 갖는, 시스템 제어를 위한 두 개의 기준 부반송파(44, 46)를 도시한다.
주파수 f0에서의 중심 반송파(24)는 QAM 변조되지 않지만, 주 아날로그 진폭 변조된 반송파를 전달한다. 동기화 및 제어 부반송파(44, 46)는 반송파에 대해 쿼드러쳐 변조된다. AM 반송파의 양측 상에 2 내지 26 및 -2 내지 -26으로서 지정된 위치들에 존재하는 제 3 파티션의 남아있는 부반송파는 QPSK로 변조된다. 대표적인 부반송파 위치들이 도 1에 도시된 부반송파 인덱스에 의해 확인된다. 중심 주파수의 양측 상에 2 내지 26 및 -2 내지 -26에 존재하는 부반송파는 제 3 부반송파 로서 지칭되며 상보형 쌍으로서 전송되어 변조된 결과적인 DAB 신호가 아날로그 변조된 AM 신호에 대해 쿼드러쳐 상태이도록 한다. AM IBOC DAB 시스템 내의 상보형 부반송파 쌍들의 용도는 미국 특허 No. 5,859,876 에 도시되었다. 또한 동기화 및 제어 부반송파(44, 46)는 상보형 쌍으로서 변조된다.
양측파대(DSB) 아날로그 AM 신호는 ±5㎑ 내의 대역폭을 차지한다. 하부 및 상부 제 3 파티션들은 약 0으로부터 약 -5㎑까지의 영역 및 약 0부터 약 +5㎑까지의 영역을 각각 차지한다. 이들 제 3 파티션들은 서로의 음의 복소공액이며 상보형으로서 특정된다. 이러한 상보형 특성은 아날로그 및 디지털 제 3 신호 사이의 직교 관계를 유지시켜 그들이 수신기 내에서 분리될 수 있는 동시에, 종래의 수신기가 여전이 아날로그 AM 신호를 수신할 수 있도록 한다. 제 3 파티션들은 디지털 신호를 추출하는 동시에 아날로그 혼선(crosstalk)을 제거하도록 상보적 결합되어야 한다. 제 2 파티션들 또한 상보적 특성을 가지며, 따라서 수신기에서 서로 독립적으로 프로세싱될 수 있고, 또는 상보적 결합 후 간섭 조건 및 오디오 대역폭에 의존하여 프로세싱될 수도 있다. 제 1 파티션들은 독립적으로 전송된다.
도 2는 올-디지털 IBOC 신호(50)의 분광도이다. 도 1의 혼성 포맷에 비하여 중심 주파수 대역(52) 부반송파의 파워가 향상된다. 다시, 위치 -1 및 +1에 위치한 두 개의 부반송파(54, 56)는 타이밍 정보를 전송하기 위해 2진 위상 시프트 키잉(keying)을 사용한다. 코어 상부 측파대(58)는 2 내지 26에 위치한 반송파로 이루어지고, 코어 하부 측파대(60)는 -2 내지 -26에 위치한 반송파로 이루어진다. 측파대(58, 60)는 제 1 파티션을 형성한다. 추가적인 향상 부반송파의 두 그 룹(62, 64)은 각각 위치 27 내지 54 및 -54 내지 -27을 차지한다. 그룹(62)은 제 2 파티션을 형성하고 그룹(64)은 제 3 파티션을 형성한다. 도 2의 올-디지털 포맷은 AM 신호가 지연되고 디지털 인코딩된 프로그램 요소의 튜닝 및 백업 버전으로 대체된 점을 제외하면 혼성 포맷과 매우 유사하다. 중심 주파수 대역은 혼성 포맷과 올-디지털 포맷에서 대략 동일한 분광 위치를 차지한다. 올-디지털 포맷에서, 튜닝 및 백업 버전과 결합하여 프로그램 요소의 주 버전을 전송하는 데에 두 가지 선택 사항이 존재한다. 올-디지털 시스템은 채널 중심 주파수 f0의 ±10㎑ 내에 제한되도록 지정되었으며, 이때 주 오디오 정보는 f0의 ±5㎑ 내에서 전송되고, 덜 중요한 오디오 정보는 보다 낮은 파워 레벨에서 채널 마스크의 양쪽 ±10㎑까지에서 전송된다. 이러한 포맷은 적용 범위를 증가시키는 동시에 신호의 우수한 열화를 가능케 한다. 올-디지털 시스템은 ±5㎑ 보호 영역 내에서 디지털 시간 변화 튜닝 및 백업 채널을 전달한다(디지털 오디오 압축이 보호된 ±5㎑ 내에서 주 신호 및 오디오 백업 신호 모두를 전달할 수 있다고 가정함). 올-디지털 시스템의 변조 특성은 AM IBOC 혼성 시스템에 기반한다.
올-디지털 IBOC 신호는 ±5㎑ 영역 내의 제 1 파티션의 한 쌍, -5㎑ 내지 -10㎑ 영역 내의 제 2 파티션 및 +5㎑ 내지 +10㎑ 영역 내의 제 3 파티션을 포함한다. 올-디지털 신호는 아날로그 성분을 갖지 않으며, 모든 파티션들이 독립적으로 전송된다(즉, 파티션들은 상보형이 아니다).
도 3은 본 발명에 따라 구성된 IBOC 수신기(84)의 함수식 블록도이다. IBOC 신호는 안테나(86) 상에서 수신된다. 대역 사전선택 필터(88)는 주파수 fc에 있는 바람직한 신호를 포함하는 원하는 주파수 대역을 통과시키지만, fc-2fif에 있는 이미지 신호를 거부한다(로우 사이드 로브 삽입 로컬 오실레이터에 있어서). 로우 노이즈 증폭기(90)는 신호를 증폭시킨다. 증폭된 신호는 조정가능한 로컬 오실레이터(94)에 의해 라인(96) 상에 공급된 로컬 오실레이터 신호 flo와 믹서(92)에서 혼합된다. 이것은 라인(98) 상에서 합(fc+flo)과 차(fc-flo) 신호를 생성한다. 중간 주파수 필터(100)는 중간 주파수 신호 fif를 통과시키고 변조된 관심 신호의 대역폭 밖의 주파수를 약화시킨다. 아날로그-디지털 컨버터(102)는 fs의 속도로 라인(104) 상에 디지털 샘플을 생성하기 위해 클록 신호 fs를 사용하여 동작한다. 디지털 다운 컨버터(digital down converter)(106)는 신호를 주파수 시프트, 필터링 및 디시메이팅하여(decimate) 라인(108, 110)에서 보다 낮은 샘플 레이트 동상 및 쿼드러쳐 신호를 생성한다. 그 다음 디지털 신호 프로세서 기반의 복조기(112)가 추가적인 신호 프로세싱을 제공하여 출력 장치(116)에 대한 라인(114) 상의 출력 신호를 생성한다.
도 3의 수신기는 본 발명에 따라 구성된 모뎀을 포함한다. 도 4는 본 발명의 반송파 트래킹의 함수적 위치를 나타내는 AM HD Radio™의 함수식 블록도이다. 디지털 다운 컨버터로부터의 라인(132) 상의 입력 신호는 블록(134)에 도시된 바와 같이 반송파 트래킹 및 자동 이득 제어를 겪게 된다. 라인(136) 상의 결과적인 신 호는 라인(140, 142) 상의 BPSK 신호, 라인(144) 상의 (시간 영역 내의) 심볼 벡터 및 라인(146) 상의 아날로그 변조된 반송파를 생성하는 심볼 트래킹 알고리즘(138)을 거치게 된다. 블록(148)에 도시된 바와 같이 BPSK 프로세싱은 타 블록들에 도시된 함수들에 의해 사용되는 블록/프레임 동기화 및 모드 제어 정보(150)를 생성한다. OFDM 복조기(152)는 시간 영역 심볼 벡터를 복조하여 라인(154) 상의 주파수 영역 심볼 벡터를 생성한다.
이퀄라이저(156)는 BPSK 및 반송파 신호와 함께 주파수 영역 심볼 벡터를 프로세싱하여 라인(158) 상의 이퀄라이징된 신호와 라인(160) 상의 채널 상태 정보를 생성한다. 이들 신호들은 프로세싱되어 브랜치 메트릭스(branch metrics)(162)를 생성하고, 디인터리버(deinterleaver)(164) 내에서 디인터리빙되며, 디프레이머(166) 내에서 맵핑되어 라인(168) 상의 연판정 비트를 생성한다. 비터비 디코더(Viterbi decoder)(170)는 연판정 비트를 프로세싱하여 라인(172) 상의 디코딩된 프로그램 데이터 유닛을 생성한다.
명확성을 위해, OFDM 벡터를 시간 영역 벡터와 주파수 영역 벡터로 차별화하였으며, 각각은 동일한 정보를 나타낸다. 모뎀은 반송파 트래킹, 심볼 트래킹, OFDM 복조 및 BPSK 프로세싱 및 표준화의 순서로 이들 OFDM 벡터를 프로세싱한다(도 4 참조). 모뎀으로의 입력은 시간 영역 벡터를 포함하거나, 단지 시간 샘플들의 시퀀스만을 포함하며, 반송파 트래킹은 시간 영역에서 수행된다. 심볼 트래킹은 시간 영역 샘플 상에서 수행되고 (심볼 동기화된) 시간 영역 OFDM 벡터를 출력하며, 주파수 영역에서 주반송파 및 BPSK 부반송파를 나타내는 중간 3 FFT 빈 들(middle 3 FFT bins)(0, ±1)을 컴퓨팅한다. 주반송파 및 BPSK 부반송파는 표준화에 사용되며 이들이 동일한 중복 중간 3 FFT 빈들을 갖는 OFDM 복조 함수로부터 수신될 수 있음에도 불구하고 심볼 트래킹으로부터 편리하게 수신된다. 이퀄라이저는 항상 주파수 영역 OFDM 벡터의 시퀀스 상에서 동작한다.
본 발명은 혼성 또는 올-디지털 AM IBOC 신호를 이퀄라이징하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 이퀄라이저는 두 개의 단계적인 구성요소들로 이루어지며, 플랫 페이드 이퀄라이저에는 채널 상태 정보(CSI)의 생성에서 후속적으로 사용되는 노이즈 변화 추정을 갖는 파티션 이퀄라이저가 이어진다. 플랫 페이드 보상이 혼성 및 올-디지털 신호에 대해 유사한 방식으로 적용된다. 파티션 이퀄라이저는 수신된 신호의 각 파티션 상에서 동작한다. 일 예시에서, 25개의 OFDM 부반송파의 셋(set)으로 이루어지며, 파티션당 대략 5㎑에 이른다. 올-디지털 IBOC 신호의 파티션들은 한 쌍의 제 1 파티션들, 제 2 파티션 및 제 3 파티션을 포함하며, 독립적으로 이퀄라이징된다. 그러나 혼성 신호의 제 2 및 제 3 파티션들은 하기에 기술된 추가적인 프로세싱 및 결합 기술을 포함한다. 다른 몇몇 단일 부반송파 또한 파티션들 사이에서 전송되며 본 명세서에 기술된 것보다 간단한 표준화 기술을 사용한다.
다음에는 플랫 페이드 보상(이퀄라이저)이 기술된다. 플랫 페이드 보상은 주반송파 위상을 사용하는 위상 보상과, BPSK 신호의 허수 성분을 사용하는 크기 표준화를 포함한다. 이러한 플랫 페이드 보상은 모든 OFDM 부반송파에 적용되어야만 한다.
AM IBOC 신호의 단일 디지털 QAM (복소수) 심볼(
Figure 112008042763981-PCT00001
)과 아날로그 신호 성분(
Figure 112008042763981-PCT00002
)을 생각해보자. 이러한 심볼은 부반송파 주파수 fc에서 n번째 OFDM 심볼 내에 전송된 QAM 심볼들의 그룹 중 하나이다. QAM 심볼은 AM 혼선을 막기 위해 상보형 부반송파 쌍을 사용하여 전송된다.
Figure 112008042763981-PCT00003
수신기는 아날로그 변조 성분에 추가되고 노이즈 및 위상 오류에 의해 오류가 발생한 신호를 복조하여, 부반송파의 쌍에 대해 아래와 같은 심볼의 추정을 생성한다.
Figure 112008042763981-PCT00004
상보형 결합의 효과를 나타내기 위해, 두 개의 성분을 합산함으로써 아날로그 성분이 추출될 수 있다. 아날로그 신호는 결과물의 실수부를 사용하여 재생성되거나, 또는 보다 일반적으로 자신의 크기를 컴퓨팅하여 재생성될 수 있다.
Figure 112008042763981-PCT00005
디지털 심볼은 다음과 같이 추출된다:
Figure 112008042763981-PCT00006
BPSK 시퀀스는 주반송파의 양측의 OFDM 부반송파의 제 1 쌍에서 전송된다. 이러한 BPSK 부반송파는 레벨 1에서의 주반송파에 비교하여 GBPSK의 이득에서 전송된다. 따라서 각각의 BPSK 심볼은 다음과 같이 복구되고 스케일링될 수 있다:
Figure 112008042763981-PCT00007
그러나, 본 출원인은 후속하는 신호의 스케일링에 대한 BPSK 비트의 절대값(실수 스칼라)의 추정값에 관심을 가졌다. 이러한 특정 BPSK 심볼에 대해,
Figure 112008042763981-PCT00008
일 때 임의로 x=0을 선택하며, 정보 비트는 허수 차원 내에 놓여진다. B(n)으로부터 스칼라 정보 R(n)을 추출하기 위해, 크기가 컴퓨팅되거나, 또는 허수 성분 y의 절대값이 B(n)으로부터 추출될 수 있다.
Figure 112008042763981-PCT00009
위상 에러가 작을 때 크기 추정은 일반적으로 허수의 절대값을 컴퓨팅하는 것보다 정확도가 떨어진다. 또한 크기 추정은 컴퓨팅하기에 더욱 복잡하며, 따라서 허수 성분 컴퓨팅을 위해 크기 컴퓨팅은 지양하도록 선택한다. 채널 크기 R(n)은 B(n)으로부터, 또는 D(n,1) 및 D*(n,-1)로부터 보다 직접적으로 컴퓨팅될 수 있 다.
Figure 112008042763981-PCT00010
이때 R(n)은 실수 값 스칼라이다.
플랫 페이드 이퀄라이저(180)의 함수 블록 다이어그램이 도 5에 도시되었다. OFDM 복조기로부터의 입력 D(n)은 라인(182)에 공급된다. 이러한 실시예에서, 입력은 각 심볼 n에 대한 256-샘플 벡터이다. R(n)은 블록(184)에 도시된 바와 같이 컴퓨팅되어 라인(188) 상의 제 1 필터링된 신호를 생성하도록 중간값 필터(186)로 전달된다. 제 1 필터링된 신호는 유한 임펄스 응답 필터(finite impulse response filter)(190)에 의해 추가로 필터링되어 라인(192) 상의 제 2 필터링된 신호를 생성한다.
이러한 실시예에서, BPSK 크기 신호 R(n)에 대한 필터링은 7-탭 FIR 필터와 단계적으로 실행되는 7-탭 중간값 필터를 포함한다. 이러한 중간값 필터는 7-요소 원형 버퍼 내에 R(n)의 샘플들을 배치한 다음, 7개의 샘플들의 중간값을 컴퓨팅함으로써 구현될 수 있다. 중간값 필터는 3개의 샘플들의 지연(delay)을 갖는다. 7-탭 FIR 필터는 3개의 샘플들의 지연을 갖고 아래의 7개의 계수들을 사용하여 구현될 수 있다:
Figure 112008042763981-PCT00011
중간값 필터와 FIR 필터의 총 지연은 6개의 샘플이다. 필터링된 채널 크기 는 다음과 같이 표현될 수 있으며,
Figure 112008042763981-PCT00012
이때 중간값은 7개의 샘플들에 대해 컴퓨팅된다.
주반송파 위상은 또한 플랫 페이트 성분으로서 정정된다. 그러나, 이러한 위상은 이전의 BPSK 크기와 독립적으로 필터링되어야 한다. 이는 네가티브 아날로그 변조 피크에서의 핀치오프(pinchoff) 부근의 반송파 샘플들에 대해 증가된 위상 노이즈 때문이다. BPSK 크기에 대해 정의된 동일한 FIR 필터링(194)은 주반송파 위상에 대해 사용될 수 있으며, 중간값 필터가 사용되지 않고 크기 성분의 지연을 매칭시키기 위해 동등한 지연(196)으로 대체되어야 한다. 주반송파 샘플 C(n)은 각 OFDM 심볼에 대해 독립적으로 컴퓨팅될 수 있으며, 또는 OFDM 복조에서 컴퓨팅된 값이 사용될 수 있다. 주반송파 성분의 필터링은 다음과 같다:
Figure 112008042763981-PCT00013
플렛 페이드 이퀄라이저 웨이트(weight)는 필터링된 채널 크기의 역수이고(제로 프로텍션ε만큼의 분할을 가짐), 동시에 블록(198)에 도시된 바와 같은 적절한 지연 후에 주반송파 위상의 복소공액을 적용한다:
Figure 112008042763981-PCT00014
원래의 입력은 블록(200)에 도시된 바와 같이 지연되고 멀티플라이 어(multiplier)(202)에 도시된 바와 같이 W ff 만큼 곱셈되어 라인(204) 상의 플랫 페이드 이퀄라이징 후에 각각의 새로운 심볼 n-6에 대해 출력 256-샘플 벡터를 생성한다.
각각의 새로운 OFDM 심볼에 대한 플렛 페이드 이퀄라이징 계수 W ff 를 컴퓨팅하는 알고리즘은 아래에서 요약된다:
"플렛 페이드 이퀄라이징 알고리즘"
Figure 112008042763981-PCT00015
; BPSK 신호 진폭 컴퓨팅, 공칭 R(n) = 1
Figure 112008042763981-PCT00016
; 필터링된 7-샘플 중간값, 지연 = 6 심볼
Figure 112008042763981-PCT00017
; 주반송파 샘플(복소수) 필터링, 지연 = 3 심볼
Figure 112008042763981-PCT00018
; OFDM 심볼 부반송파를 사용하여 곱셈에 대한 플렛 페이드 계수 컴퓨팅, 지연 = 6 심볼.
BPSK 크기 신호 R(n)에 대한 필터링은 7-탭 FIR 필터와 단계적으로 실행되는 7-탭 중간값 필터를 포함한다.
전술된 플랫 페이드 이퀄라이징은 파티션 이퀄라이징(Partition equalization)으로 이어진다. 표 1은 각 파티션 블록 내의 트레이닝 심볼 "T"을 포함하는 인터리빙된(interleaved) 심볼의 위치를 나타낸다(인덱스). 각각의 열은 파티션을 나타낸다.
Figure 112008042763981-PCT00019
다음은, 알고리즘이 한 파티션(예로서, 상단의 제 1 파티션) 내의 각 OFDM 심볼의 각 25 소자(부반송파에 대한 열)에 대해 추정된 이퀄라이저 계수 및 관련된 노이즈 변화를 컴퓨팅하는 데에 사용된다. 이퀄라이저는 OFDM 심볼이 수신됨에 따라 그에 대한 프로세싱을 시작한다. 올-디지털 모드의 전체 파티션과 혼성 모드의 제 1 파티션은 (파티션 당) 25개의 열을 포함하는 각 OFDM 심볼에 대해 독립적으로 프로세싱된다. 혼성 제 2 파티션은 독립적으로 프로세싱되며, 상보적 결합 후에 아날로그 오디오 대역폭이 5㎑로 제한되는가 여부에 의존하여 최대 메트릭의 선택을 허용한다. 혼성 제 3 파티션은 오직 상보적 결합 후에만 프로세싱된다.
하나의 파티션 내의 각 열은 16개의 행들 중 어느 것이 프로세싱되었는가에 의존하여 1 또는 2개의 트레이닝 심볼(복소수)을 포함한다. 트레이닝 심볼은 매 16개 OFDM 심볼(행)에서 반복적으로 위치한다. 트레이닝 심볼의 위치는 OFDM 심볼의 특정 행(모듈로 16)의 함수로서 편리하게 컴퓨팅된다. 새로운 트레이닝 심볼은 다음에 25-열 벡터 TS 내에 수집되어, 트레이닝 심볼을 포함하는 OFDM 심볼의 새로운 열(들)에 상응하는 TS(col)의 열(들)을 간단히 업데이트한다. 인접한 그룹의 심볼들의 중간값 및 변화값은 인접한 그룹이 새로운 트레이닝 심볼로 업데이트된 후 컴퓨팅된다. 다음으로 변화값 및 중간값은 2차원 순환 필터 기술을 사용하여 필터링된다. 이퀄라이저 계수는 필터링된 중간값으로부터 컴퓨팅되며. 이퀄라이징은 후속 심볼 프로세싱에 대해 업데이트된 노이즈 변화값(및 역수)에 따라 이전의 OFDM 심볼에 대해 상응하는 모든 열들에 적용된다. 이러한 프로세스의 세부사항은 아래에 기술되고 도 6에 도시되었다.
도 6은 각 25-열 파티션에 대해 사용될 수 있는 이퀄라이저의 함수 블록 다이어그램이다. OFDM 심볼인 OFDM(r,col)이 라인(210) 상에 입력된다. 트레이닝 심볼은 도시된 바와 같이 블록(212) 내에 수집된다. 중간값 및 변화값은 블록(214)에 도시된 바와 같이 컴퓨팅되어 라인(216) 상의 중간값 및 변화값을 생성한다. 이러한 신호들은 블록(218)에서 필터링되고 이퀄라이징되어 라인(220) 상의 이퀄라이징된 변화 신호(후속하는 채널 상태 정보(CSI) 추정에서 사용)와 라인(222) 상의 이퀄라이징 계수를 생성한다. 블록(224)에 도시된 바와 같은 지연 후에, 이퀄라이징 계수는 블록(226)에 도시된 바와 같이 입력 신호에 인가되어 라인(228) 상의 출력 신호를 생성한다.
트레이닝 심볼(TS)로부터 중간값 및 변화값을 컴퓨팅하기 위해, 먼저 트레이닝 심볼과 중간값 계산을 저장하는 데에 각각 사용될 TS 및 MED라 이름 붙은 두 개의 1×25 행렬을 생성한다. 열 인덱스(col=0 내지 24)는 각 OFDM 심볼에 대해 수신되기 때문에 상응하는 트레이닝 심볼의 열과 동일하다. 다음으로, 요소를 0으로 초기화한다.
그 다음, 인터리버 블록의 특정 행(r)에 상응하는 다음 OFDM 심볼 열 r(모듈로 16)을 수신한다. 이러한 행 r에 대한 트레이닝 심볼 위치 또는 열을 식별하고, 트레이닝 심볼을 상응하는 TS(col)에 배치한다. 행 r 내의 트레이닝 심볼은 아래의 알고리즘을 사용하여 업데이트될 수 있다.
파티션 이퀄라이저는 몇 개의 단계들을 수행한다.
단계 1: 후속하는 이퀄라이징 프로세싱에서 사용된 가까운 벡터 TS(적절한 트레이닝 심볼 정보를 나타냄)로 트레이닝 심볼을 수집, 정리 및 업데이트한다.
"행 r에 대한 TS를 업데이트하는 알고리즘"
col = mod(3·r+1, 16); "어느 열이 새로운 TS를 가졌는지 식별"
TS ( col ) = OFDM(r, col )
if col<9 then TS ( col+16)= OFDM (r, col+16); "제 2 TS가 이 행에 있는 경우"
단계 2: 이퀄라이징 및 CSI에 대한 컴퓨팅된 중간값 및 변화값의 로그를 저장하는 데에 사용될 MED 및 logVAR 라 이름 붙은 두 개의 25-열 벡터를 생성한다. 로컬(시간 및 주파수) TS 샘플의 중간값 필터링은 TS의 중간값 추정을 생성하는 데에 사용된다. 출력값 Med 및 logVAR은 (아직 (부반송파에 걸쳐) 시간 또는 주파수 스무딩되지 않은) 이러한 파라미터의 로컬 추정값이다.
열 인덱스는 그들이 각 OFDM 심볼에 대해 수신되었기 때문에 트레이닝 심볼의 상응하는 열과 동일하다. 그 다음 요소를 0으로 초기화한다.
특정 TS ( col )가 업데이트된 후 TS ( col ) 6 개의 열들에 대한 중간값 및 변화값이 컴퓨팅된다. 이러한 지연은 자신의 인접한 트레이닝 심볼이 또한 이어지는 컴퓨팅에서의 사용을 위해 업데이트되는 것을 보장한다. 1 또는 2개의 TS ( col ) 값들이 각각의 새로운 열 r에 대해 업데이트된다. 9-샘플 중간값 및 변화값이 이러한 트레이닝 심볼 양측 상의 ±4개의 값들을 사용하여 열 4 내지 20에 대해 컴퓨팅된다. 예로서, 열 4에 대한 중간값 컴퓨팅은 트레이닝 심볼 TS (0) 내지 TS (8)을 사용한다. 열 0 내지 3과 21 내지 24는 중간값 및 변화값을 계산하는 데에 결국 9보다 적은 샘플이 사용가능하기 때문에 특별한 경우이다. 가장 끝의 잃어버린 값은 필요하다면 부근의 단부를 폴딩함으로써(folding) 복제된 값으로 대체할 수 있다. 예로서 열 3에 대한 중간값의 컴퓨팅 시에 TS (0) 내지 TS (7)이 사용되고, 잃어버린 TS(-1) 열은 TS (0)으로 대체되어 중간값 컴퓨팅에 대해 9개의 값들을 제공할 것이다. 컴퓨팅된 중간값 및 변화값은 MED ( col ) 및 logVAR ( col )에 배치된다. 아래의 방법(의사코드)은 이러한 행 r을 업데이트하기 위해 적절한 열을 식별하고, 9-샘플 중간값 및 로그 변화값 컴퓨팅에 대해 적절한 TS 샘플을 모으는 데에 사용될 수 있다:
"MED 및 logVAR ( col ) 벡터를 업데이트하는 알고리즘, 지연 = 6 샘플"
col = mod(3·r+15, 16); "r-6에 대한 제 1 TS col 식별"
For m=0 to 8; "MED 및 logVAR 컴퓨팅을 위해 버퍼 내에 배치할 인접한 9개의 TS를 모집"
Figure 112008042763981-PCT00020
MED ( col ) = median(TSmedbuff); "복소수 중간값, 실수와 허수를 분리"
"VAR 샘플(벡터)의 log base2 컴퓨팅"
Figure 112008042763981-PCT00021
if col < 9 then; "만약 존재한다면 이 열에서 제 2 TS를 업데이트"
col2 = col+16
FOR m=0 to 8
Figure 112008042763981-PCT00022
MED(col2) = median(TSmedbuff); "복소수 중간값, 실수와 허수를 분리"
Figure 112008042763981-PCT00023
end if.
이퀄라이저 계수 및 채널 상태 정보(CSI)를 컴퓨팅하기 위해, 다음 단계에서 시간의 흐름에 따른 중간값 및 변화값과 주파수(열)를 스무딩(smooth)(필터링)한다. 변화값의 로그는 부반송파에 걸쳐 잠재적으로 넓은 동적 범위를 갖는 스퀘어된(squared) 노이즈 샘플을 스무딩하는 데에 사용된다.
반복적 시간-필터링된 중간값 및 로그 변화값을 저장하는 데에 각각 사용될 MED1 및 logVAR1 이라 이름 붙은 두 개의 25-열 벡터를 생성한다. 열 인덱스는 그들이 각 OFDM 심볼에 대해 수신되었기 때문에 상응하는 트레이닝 심볼의 열과 동일하다. 그 다음 요소를 0으로 초기화한다.
열 또는 주파수-필터링된 중간값 및 로그 변화값을 저장하는 데에 각각 사용될 MED2 및 logVAR2 이라 이름 붙은 두 개의 25-열 벡터를 생성한다. 열 인덱스는 그들이 각 OFDM 심볼에 대해 수신되었기 때문에 상응하는 트레이닝 심볼의 열과 동일하다. 그 다음 요소를 0으로 초기화한다.
이퀄라이저 값 EQ는 MED2로부터 컴퓨팅된다. EQ 값은 일반적으로 MED2 값의 복소수 역수이지만, 디바이드 프로텍션(divide protection)을 갖는다. 변화값 logVAR2 은 이퀄라이저 이득을 조정한 다음 후속하는 CSI에 대해 VAREQ를 컴퓨팅하고 메트릭을 브랜치하는 데에 사용된다.
단계 3: 그 다음 시간과 주파수(부반송파)에 걸쳐 MED 및 logVAR을 스무딩한다. IIR 필터를 사용한 시간 스무딩은 MED1 및 logVAR1을 나타낸다. 2차 피트 함수(quadratic fit function) 중 하나를 사용하는 주파수 스무딩은 MED2 및 logVAR2를 나타낸다. 아래에 기술된 알고리즘의 제 1 부분을 참고하라.
단계 4: 이퀄라이저 값 EQ는 MED2로부터 컴퓨팅된다. EQ 값은 일반적으로 MED2 값의 복소수 역수이지만, 디바이드 프로텍션(divide protection)을 갖는다. 변화값 logVAR2 은 이퀄라이저 이득을 조정한 다음 후속하는 CSI에 대해 VAREQ를 컴퓨팅하고 메트릭을 브랜치하는 데에 사용된다. 상기 알고리즘의 마지막 라인은 특별한 조건을 수용하는 방식으로 VAREQ(col)를 컴퓨팅한다. 이것은 단순히 logVAR(변화 추정값의 로그)을 VAR로 변환시키는 안티로그(antilog) 컴퓨팅이 아니다. 이것은 변화값이 아직 이퀄라이징되지 않은 값에 대해 컴퓨팅되기 때문에, 출력값의 이퀄라이징된 심볼값과 호환성 있도록 조정이 이루어짐을 고려한다. 또한 조정은 매우 높은 간섭이 존재할 때 변화값 추정 오류를 방지하도록 수행된다. 이러한 조정들 모두 안티로그 다음의 팩터 max[Eqmagsq ( col , max ( Eqmagsq ))/2] 내에 포함된다.
"MED 및 logVAR ( col )로부터 EQ 및 VAREQ를 컴퓨팅하는 알고리즘, 필터 지연 = 16 심볼"
"MED 및 logVAR ( col )의 각 col을 필터링하여 MED1 및 logVAR1를 획득하기 위한 IIR 필터, q = 1/8 IIR 계수"
Figure 112008042763981-PCT00024
;
Figure 112008042763981-PCT00025
;
"2차-피트 인터폴레이터를 사용하여 열들에 걸친 MED1 및 logVAR1를 스무딩"
"MED2 및 logVAR2는 주파수-스무딩된 중간값 및 변화값 추정"
Figure 112008042763981-PCT00026
; "QF 알고리즘을 사용하여 2차 피트 컴퓨팅"
Figure 112008042763981-PCT00027
; "QF 알고리즘을 사용하여 2차 피트 컴퓨팅"
"MED2로부터 이퀄라이저 계수 EQ 컴퓨팅"
Figure 112008042763981-PCT00028
; col=0...24 "제곱된 크기 저장"
Figure 112008042763981-PCT00029
; col=0...24 "이퀄라이저 계수, T=트레이닝 심볼"
"VAREQ를 생성하기 위해 안티로그를 컴퓨팅하고 logVAR2를 이퀄라이징"
Figure 112008042763981-PCT00030
; col=0...24
Figure 112008042763981-PCT00031
; col=0...24
그 다음 EQ ( col ) 값은 상응하는 데이터-베어링(data-bearing) 심볼에 인가되어 OFDM 심볼의 각 열에 대해 OFDMEQ ( col ) 값을 생성한다(EQ 프로세싱 지연을 설명하는 22 OFDM 심볼에 의해 지연). VAREQ ( col ) 값은 후속하는 CSI 프로세싱에 사용된다.
OFDMEQ ( col )= OFDM ( col )· EQ ( col );col=0...24 "지연된 OFDM 심볼 이퀄라이징"
전술된 알고리즘은 QF라 불리는 함수를 사용하며, 이는 MED1 및 logVAR1 행렬의 열(부반송파)에 걸쳐 값들을 스무딩하는 데에 사용되는 MED1 및 logVAR1 행렬의 2차 피트이다. 변화값 요구 이퀄라이징은 스무딩되는 것으로 가정되기 때문에 노이즈에 의한 추정 및 보정 오류가 감소한다. 열들에 걸친 이러한 값들의 변화는 몇몇 요인들의 결과일 수 있다. 하나의 요인은 부반송파에 걸친 선형 위상 시프트를 발생시키는 나머지 심볼 트래킹 타이밍 오류에 의한 것이다. 필터링이 I 및 Q 복소수 영역 내에서 수행되고 위상 및 크기는 아니기 때문에, 이러한 선형 위상 시프트로부터 발생된 I 및 Q 성분이 선형 피트로 정확히 보정될 수 없지만, I 및 Q 복소수 성분에 대한 2차 피트가 충분한 정확도를 제공한다. 다른 변화값은 2차 피트에 의해 보정될 수 있는 부반송파에 대한 주파수 선택 페이팅에 의한 위상 및 진폭 섭동에 의한 것일 수 있다. OFDM 복조에 앞선 아날로그 필터링으로부터의 위상 및 진폭 리플은 만약 리플이 작다면 보정될 수 있다. 또한 간섭은 2차 피트로 수용될 수 있는 logVAR에 대한 형태를 가지려는 경향이 있다.
만약 아날로그 필터 리플이 심각하고 2차 형태에서 벗어난다면, 서로 다른 QF 함수가 필요하다. 따라서 두 개의 알고리즘 옵션이 존재한다: 제 1 QF 함수는 나머지 심볼 타이밍 오류, 선택적인 채널 페이딩 및 약한 필터 리플에 의한 변화를 보정하는 데에 최상이다; 제 2 알고리즘은 이러한 모든 변화들과 보다 심각한 필터 리플을 보정하도록 설계된다.
제 1 QF 함수는 2차 형태가 스무딩 보정을 수행하도록 피팅된 부반송파에 대한 세 개의 지점을 추정한다. 세 개의 지점들은 중간에서 FIR 필터와 부반송파 범위의 두 개의 끝점을 사용하여 추정된다. 중간 지점은 중간 부반송파에 대한 대칭 FIR 필터를 사용하여 적절하게 추정된다. 엔드포인트에서의 FIR 필터는 단부로부터의 몇몇 빈들(bins)인 도심(centroid)을 갖는다. 2차 피트가 일반적으로 엔드포인트 부근의 적절한 도심을 사용하도록 설계되고 끝점에서의 남아있는 부반송파를 외삽하도록 설계될 수 있지만, 도심이 마지막 부반송파 위치에 위치된 것으로 가정되었을 때 성능이 보다 우수해진다. 그 이유는 외삽(extrapolation)이 노이즈가 존재할 때 2차 피트의 곡률을 강조하기 때문이다. 그러나 알고리즘은 최상의 전체 성능을 산출하는 위치에서 도심을 배치하도록 변경될 수 있다.
단계 4a: 제 1 2차 피트 함수는 타임-오프셋 및 선택 페이팅 특성과 같은 최적에 가까운 스무딩이 주어진 채널 조건을 제공하는 파티션 형태(2차로 가정)를 갖는 추정을 스무딩하도록 의도된다. 이는 다음의 알고리즘을 사용하여 획득된다.
"QF (x), 2차 피트 함수, 입력 벡터 x, 출력 벡터 y. (25-요소 벡터)"
Figure 112008042763981-PCT00032
; k=0...11; "필터 포인트에 대해 저장된 계수"
Figure 112008042763981-PCT00033
; "col 0에서의 값을 출력"
Figure 112008042763981-PCT00034
; "col 24에서의 값을 출력"
Figure 112008042763981-PCT00035
; "col 12에서의 중간지점 값"
Figure 112008042763981-PCT00036
; "2차 계수 a"
Figure 112008042763981-PCT00037
; "2차 계수 b"
Figure 112008042763981-PCT00038
; col=0...24; "출력 벡터 y".
다른 2차 피트 함수 QF는 과도 리플 및 그룹 지연 또는 이득 변화를 갖는 IF 필터를 수용하도록 제공된다. 이러한 함수는 FIR 필터 계수를 형성하도록 각 부반송파에서 서로 다른 2차 곡선이 사용되기 때문에 제 1 함수와 다르다. 이러한 2차 곡선은 사전-컴퓨팅되며 필터링될 부반송파로부터의 25행 값들에 대한 멀티플라이어로서 사용되도록 25 행렬 W 내에 저장된다. 따라서 제 1 알고리즘에서와 같이 각각의 새로운 OFDM 심볼에 대해 25 부반송파에 걸쳐 2차 피트를 컴퓨팅하는 대신, 제 2 알고리즘은 단순히 25 부반송파 값들의 벡터를 각 OFDM 심볼 시간에 대한 행렬 W로 곱한다.
이러한 다른 QF 함수는 Savitsky-Golay(SG) 절차로 알려진 방법과 유사한 방식으로 적용되지만, 그러나 다른 QF 함수는 엔드포인트에 대한 딜레마를 해결하는 동시에 노이즈에 반하는 필터링 이득이 향상되는 결과를 나타내는 서로 다른 방법에서 계수를 생성한다. SG 절차는 각 지점 상에 센터링된 최소제곱법 피트를 컴퓨팅하여 그 지점에 대한 데이터를 스무딩한다. 그 결과는 각 부반송파 위치가 스무딩되는 것과 관련된 FIR 필터 계수의 셋이다. 두 개의 요인들은 최소제곱법 스무딩의 사용을 자극한다. 하나는 부반송파에 대한 값들의 변화이고, 다른 하나는 엔드포인트 다음에 필터링에 사용될 부반송파가 존재하지 않기 때문에 엔드포인트 부근의 부반송파가 FIR 필터 계수의 대칭 셋으로 피팅될 수 없는 엔드포인트에 대한 딜레마이다. SG 절차는 FIR 계수를 생성하는 조작된 Vandermonde 행렬의 특성을 활용하여, 스무딩될 각 부반송파 위치에 대한 FIR 필터 계수의 고유의 셋을 생성한다. SG 절차가 FIR 필터 계수를 생성하여 각 스무딩된 부반송파 값에 대한 편향되지 않은 추정을 나타낸다 해도, FIR 계수의 실질적인 셋은 음의 계수 값의 과도한 사용에 의한 최상의 노이즈 감소 필터링 특성을 갖지 않는다. 그러나, 다른 QF 함수는 노이즈 감소 필터링 또는 스무딩에 대한 최상의 가능한 2차 피트 FIR 계수를 사용하고, SG 절차의 제로 바이어스 특성을 보존한다. 또한, 다른 QF 함수는 부반송파 위치에 관련하여 FIR 필터 스무딩의 범위를 확립하는 데에 보다 유연성을 갖는다.
다른 QF 함수의 일 예시는 아래에서 기술되었다. 각 부반송파 위치에 대한 논제로(nonzero) FIR 필터의 범위는 이것이 조정되었을지라도, 파티션 내의 25 부반송파에 걸친 값들의 예상된 변화를 수용하도록 15 논제로 계수로 설정된다. 각각의 부반송파 위치 m=0...24에 대한 고유의 FIR 필터 계수가 컴퓨팅된다. FIR 계수의 형태는 다음과 같이 정의된 4개의 추가적인 제약을 갖는 2차 함수이다.
제약 1: 논제로 FIR 필터 계수의 수는 15이고, 10개의 제로 계수가 남아있다. 중심 논제로 계수는 일반적으로 스무딩될 부반송파 상에 위치되어, 7 양측 단부 상의 7 부반송파가 논제로 계수에 대한 단부 상에 위치한 15 부반송파를 사용함으로써 제한된다는 것을 제외하면, 대칭하는 FIR필터 특성을 나타낸다. 부반송파 m을 추정(필터링)하는 제 1 논제로 계수 위치 p는 다음과 같이 식별될 수 있다:
p=max(0,min(17,m-7)); "p는 제 1 논제로 계수 위치"
제약 2: 15개의 논제로 계수 및 10개의 제로 계수를 갖는 25개의 FIR 계수의 25 셋의 각각의 셋은, 각 FIR 필터가 각 부반송파 위치에 대해 자신의 dc 이득을 갖도록 단일체로 합산되어야 한다.
Figure 112008042763981-PCT00039
; m번째 부반송파를 추정하는 k번째 계수에 대한 것.
제약 3: 부반송파 데이터의 기울기가 구분적으로 선형적이라 가정되었을 때 바이어스되지 안은 추정을 보장하도록 부반송파 m에 대한 FIR 필터의 도심 역시 m이어야 한다.
Figure 112008042763981-PCT00040
제약 4: 최상의 노이즈 감소가 계수의 제곱의 합을 최소화함으로써 획득될 수 있지만, 이것은 각 부반송파 위치에 대한 최상의 로컬 추정을 제공하지는 않으며, 각 FIR 필터에 대한 15개의 선형 계수를 나타낸다. 보다 나은 제약은 15개의 논제로 계수 밖의 사용되지 않은 계수 위치에서 제로를 가로지르는 2차 함수를 보정하는 것이다. 이것은 7 내지 17의 11개의 부반송파 위치에 대해 가능하지만, 이러한 제약은 엔드포인트 딜레마에 의해 영향을 받는 다른 부반송파 위치에 대해서는 만족하지 않는다. 그 다음 외부 부반송파 위치는 FIR 계수 범위를 넘어 내부 지점을 향하는 0을 가로지르는 제약을 갖는다.
Figure 112008042763981-PCT00041
; "m번째 부반송파에 대한 k번째 계수에 대한 2차 함수"
Figure 112008042763981-PCT00042
; "m=7...24에 대한 제약"
Figure 112008042763981-PCT00043
; "m=0...17에 대한 제약"
제약 1은 범위에 걸쳐 2차 함수 특성을 갖는 각각의 25개의 FIR 필터에 대한 15개의 논제로 계수의 범위를 확립한다. 제약 2, 3 및 4는 각 FIR필터에 대한 2차 함수의 계수
Figure 112008042763981-PCT00044
를 결정하는 데에 필요한 세 개의 방정식을 구성한다. 제약 4가 두 단부에서 제로 엔드포인트를 갖는 m=7...17에 대한 필터 계수의 중간 셋을 과잉규정하는 것으로 보일 수 있지만, 이러한 반송파에 대한 이러한 이중 제약은 중복되며, 모든 계수의 셋은 적절하게 결정된다. 다른 QF1 (x) FIR 필터 계수 행렬 W을 생성하는 알고리즘이 다음에서 정의되며, W에 대한 결과적인 계수 값들이 다음에서 기술된 바와 같이 존재한다.
단계 4b: 다른 2차 피트 함수 QF는 과도 리플 및 그룹 지연 또는 이득 변화를 갖는 IF 필터를 수용하도록 제공된다. 이러한 함수는 FIR 필터 계수를 형성하도록 각 부반송파에서 서로 다른 2차 곡선이 사용되기 때문에 제 1 함수와 다르다. 이러한 2차 곡선은 사전-컴퓨팅되며 필터링될 부반송파로부터의 25행 값들에 대한 멀티플라이어로서 사용되도록 25 행렬 W 내에 저장된다. 따라서 제 1 알고리즘에서와 같이 각각의 새로운 OFDM 심볼에 대해 25 부반송파에 걸쳐 2차 피트를 컴퓨팅하는 대신, 제 2 알고리즘은 단순히 25 부반송파 값들의 벡터를 각 OFDM 심볼 시간에 대한 행렬 W로 곱한다. 이들은 다음의 알고리즘을 나타내는 제약 1-4을 갖는다.
"QF1 (x), AlternateQuadraticFitMatrix 함수, 입력 행 벡터 x, 출력벡터 y "
"제 1 컴퓨팅 사전저장된 계수 행렬 W(25×25)"
FOR m=0 to 7
Figure 112008042763981-PCT00045
FOR k=0 to 14
Figure 112008042763981-PCT00046
FOR m=8 to 16
FOR k=0 to 14
W(k+m-7,m)=W(k,7)
"이것은 필터 행렬 W에 대해 사전저장된 컴퓨팅의 종료임"
"각각의 새로운 OFDM 심볼에 대해 필터링된 출력 벡터 y를 컴퓨팅"
y=x·W ; "산출 출력 벡터 y를 곱하는 행렬"
단계 4c: 제 3의 다른 2차 피트가 하기에서 기술된다.
다른 대체의 필터 QF2 (x)가 각각의 FIR 필터에 대한 모든 25개의 가능한 논제로 계수를 사용하여 설계될 수 있다. 이러한 필터는 제 1 QF (x) 필터와 보다 유사한 특정을 갖지만, 대체 필터의 행렬 형태 W 내에서 해석된다.
"QF2 (x), AlternateQuadraticFitMatrix 함수, 입력 행 벡터 x, 출력벡터 y "
"제 1 컴퓨팅 사전저장된 계수 행렬 W(25×25)"
FOR m=0 to 13
Figure 112008042763981-PCT00047
FOR k=0 to 24
Figure 112008042763981-PCT00048
"이것은 필터 행렬 W에 대해 사전저장된 컴퓨팅의 종료임"
"각각의 새로운 OFDM 심볼에 대해 필터링된 출력 벡터 y를 컴퓨팅"
y=x·W ; "산출 출력 벡터 y를 곱하는 행렬"
다른 측면에서, 본 발명은 이퀄라이징 이전에 제 2 파티션의 적응성의 상보적 결합을 포함한다. 두 개의 독립적인 제 2 파티션들은 관련된 VAREQ 추정에 따라 독립적으로 이퀄라이징된다. 브랜치 메트릭은 파티션 내의 모든 제 2 연판정 코드 비트에 대해 독립적으로 그리고 중복적으로 컴퓨팅된다. 그 다음 상응하는 브랜치 메트릭이 추가되어 하나의 셋의 브랜치 메트릭을 생성한다. 이퀄라이징은 또한 상보적 결합된 제 2 파티션에 대해 수행되어 제 2 연판정 코드 비트의 동일한 셋에 대해 다른 브랜치 메트릭의 셋을 생성한다. 그 다음 각각의 제 2 연판정 코드 비트에 대해, 상응하는 제 2 연판정 코드 비트에 대한 출력으로서 보다 높은 브랜치 메트릭이 선택된다.
혼성 제 2 및 제 3 파티션에 대한 상보적 부반송파의 사용은 자신의 아날로그 호스트와 직교하는 관계를 생성한다. 종래의 제 2 이퀄라이징의 구현은 아날로그 호스트 대역폭이 ±5㎑로 제한되는지 여부에 대한 인식을 요구하였다. 만약 아날로그가 ±5㎑로 제한된다면, 인접한 채널 간섭을 보다 잘 수용하도록 제 2 파티션이 독립적으로 이퀄라이징되었다. 그렇지 않으면 제 2 파티션은 이러한 영역에서의 아날로그 신호를 삭제하도록 상보적으로 제 1 결합되었다.
이퀄라이저 정보의 적절한 애플리케이션을 제공하기 위해 이퀄라이저 파라미터의 추정에서의 지연을 매칭하도록 이퀄라이징될 입력 심볼이 지연된다. 그 다음 EQ(col) 값들은 상응하는 데이터-베어링 심볼에 인가되어 OFDM 심볼의 각 열에 대한 OFDMEQ( col ) 값을 생성한다(EQ 프로세싱 지연을 차지하는 22개의 OFDM 심볼에 의해 지연됨). VAREQ( col ) 값들은 후속하는 CSI 프로세싱에서 사용된다.
본 발명의 방법은 아날로그 대역폭 정보를 사용하지 않으며, 대신 독립적이고 결합된 이퀄라이징이 수행되어, 후에 최대 브랜치 메트릭이 선택된다. 이것은 특히 아날로그 대역폭이 5㎑를 어느 정도 초과했을 때 더욱 확고한 성능을 산출한다.
제 3 부반송파는 항상 이퀄라이징에 앞서 상보적으로 결합된다. 그 다음 제 3 이퀄라이징이 기술된 바와 같이 수행된다. 두 개의 제 2 파티션들이 독립적으로 프로세싱되고 상보적으로 결합되어, 제 2 연판정 코드 비트의 단일 셋에 대해 이퀄라이징된 브랜치 메트릭의 3개의 셋을 산출한다. 이러한 브랜치 메트릭의 세 개의 셋을 결합하는 방법은 다음에서 기술된다.
두 개의 독립적인 제 2 파티션들이 관련된 VAREQ 추정에 따라 독립적으로 이퀄라이징된다. 브랜치 메트릭은 파티션 내의 모든 제 2 연판정 코드 비트에 대해 독립적, 중복적으로 컴퓨팅된다. 그 다음 상응하는 브랜치 메트릭이 추가되어 하나의 브랜치 메트릭 셋을 생성한다. 또한 상보적으로 결합된 제 2 파티션들에 대해 이퀄라이징이 수행되어 제 2 연판정 코드 비트의 동일한 셋에 대해 다른 브랜치 메트릭의 셋을 생성한다. 그 다음, 각각의 제 2 연판정 코드 비트에 대해, 보다 높은 브랜치 메트릭이 상응하는 제 2 연판정 코드 비트에 대한 출력으로서 선택된다.
전술된 바와 같이, 이퀄라이저는 플랫 페이드 보상(이퀄라이저)과 그에 따르는 파티션 이퀄라이저와 같은 두 부분을 포함한다. 플랫 페이드 이퀄라이저는 빠른 페이딩 케이스를 돕고 주 반송파(FFT bin 0) 및 BPSK 부반송파(bin ±1)를 사용한다. 파티션 이퀄라이저는 보다 느리며 파티션 내의 보다 희박한 트레이닝 심볼을 동작시키지만, 파티션 내에서 보다 정확하다. 파티션 이퀄라이저는 비교적 작은 범위 내에서의 트레이닝 값을 유지하도록 플랫 페이드 이퀄라이저로부터 이익을 얻는다.
도면에 도시된 함수들은 알려진 회로 구성요소를 사용하여 구현될 수 있고, 하나 이상의 프로세서들 또는 전용 집적 회로를 포함하지만, 이것으로 제한되는 것은 아니다.
본 발명이 몇몇 예시로서 기술되었지만, 당업자는 다음의 특허청구범위에서 설정된 바와 같은 본 발명의 범주로부터 벗어나지 않는 한 기술된 예시에 대한 다양한 변화들이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다.

Claims (25)

  1. 주 반송파(a main carrier)와 제 1 및 제 2 BPSK 변조된 부반송파(subcarriers)를 포함하는 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호(in-band on-channel radio signal) 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법으로서,
    BPSK 크기 신호를 컴퓨팅하는 단계와,
    상기 BPSK 크기 신호를 필터링하는 단계와,
    상기 주 반송파 상에서 수신되는 복소수 샘플(complex samples)을 필터링하는 단계와,
    상기 필터링된 BPSK 크기 신호와 상기 주 반송파 상에서 수신된 상기 필터링된 복소수 샘플을 사용하여 복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수(flat fade equalization coefficients)를 컴퓨팅하는 단계와,
    상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하는 단계를 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 BPSK 크기 신호를 필터링하는 단계는,
    상기 BPSK 크기 신호를 중간값 필터(a median filter) 및 유한 임펄스 응답 필터(a finit impulse response filter)에서 통과시키는 단계를 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  3. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법으로서,
    복수의 트레이닝 심볼(training symbols)을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하는 단계와,
    상기 트레이닝 심볼 벡터를 중간값 필터링하여 상기 트레이닝 심볼 벡터의 중간값 추정을 생성하는 단계와,
    상기 트레이닝 심볼 벡터의 상기 중간값 추정을 시간과 주파수에 대해 스무딩하는(smoothing) 단계와,
    상기 스무딩된 중간값을 사용하여 복수의 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하는 단계와,
    상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 이퀄라이징 계수를 곱하는 단계를 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 이퀄라이징 계수는 2차 피트 함수(a quadratic fit function)를 사용하 여 스무딩되는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 2차 피트 함수는 부반송파 범위의 중간 및 두 개의 끝점(extreme points)에 피팅되는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    서로 다른 2차 피트 함수가 각각의 부반송파 위치에 대해 사용되는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 3 파티션(tertiary partitions)을 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션을 적응성 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  9. 제 3 항에 있어서,
    상기 트레이닝 심볼 벡터의 상기 중간값 추정은 2차 피트 알고리즘을 사용하여 스무딩되는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 2차 피트 알고리즘은 상기 추정을 파티션 형태로 스무딩하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    서로 다른 2차 곡선이 각각의 부반송파 위치에 대해 사용되는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  12. 제 3 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 3 파티션을 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  13. 제 3 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션을 적응성 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  14. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 트레이닝 심볼 정보의 변화를 추정하는 방법으로서,
    복수의 트레이닝 심볼을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하는 단계와,
    상기 트레이닝 심볼 벡터에 걸친 로컬 추정 변화의 로그(log)를 컴퓨팅하는 단계와,
    상기 트레이닝 심볼 벡터의 상기 변화의 로그를 시간과 주파수에 대해 스무딩하는 단계와,
    상기 스무딩된 상기 변화의 로그의 추정을 사용하여 복수의 채널 상태 정보값을 컴퓨팅하는 단계를 포함하는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 채널 상태 정보값을 사용하여 포워드 오류 정정 디코딩에 대한 브랜치 메트릭(branch metrics)을 생성하는 단계를 더 포함하는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 트레이닝 심볼 벡터의 상기 변화의 로그는 2차 피트 알고리즘을 사용하여 스무딩되는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 2차 피트 알고리즘은 상기 추정을 파티션 형태로 스무딩하는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  18. 제 16 항에 있어서,
    서로 다른 2차 곡선이 각각의 부반송파 위치에 대해 사용되는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  19. 제 14 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 3 파티션을 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  20. 제 14 항에 있어서,
    이퀄라이징에 앞서 상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션을 적응성 보상적 결합하는 단계를 더 포함하는
    트레이닝 심볼 정보의 변화 추정 방법.
  21. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상에서 수신되는 OFDM 심볼 벡터를 이퀄라이징하는 방법으로서,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션 및/또는 제 3 파티션을 상보적 결합하는 단계와,
    복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하여 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 단계와,
    복수의 파티션 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 상기 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터에 상기 파티션 이퀄라이징 계수를 곱하여 출력 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 단계를 포함하는
    OFDM 심볼 벡터 이퀄라이징 방법.
  22. 주 반송파와 제 1 및 제 2 BPSK 변조된 부반송파를 포함하는 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호를 수신하는 수신기로서,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호를 수신하는 입력단과,
    BPSK 크기 신호를 컴퓨팅하고, 상기 BPSK 크기 신호를 필터링하고, 상기 주 반송파 상에서 수신되는 복소수 샘플을 필터링하고, 상기 필터링된 BPSK 크기 신호와 상기 주 반송파 상에서 수신된 상기 필터링된 복소수 샘플을 사용하여 복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하며, 상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하는 이퀄라이저와,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호에 응답하여 출력을 생성하는 출력 장치 를 포함하는
    수신기.
  23. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상의 OFDM 심볼 벡터를 수신하는 수신기로서,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호를 수신하는 입력단과,
    복수의 트레이닝 심볼을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하고, 상기 트레이닝 심볼 벡터를 중간값 필터링하여 상기 트레이닝 심볼 벡터의 중간값 추정을 생성하고, 상기 트레이닝 심볼 벡터의 상기 중간값 추정을 시간과 주파수에 대해 스무딩하고, 상기 스무딩된 중간값 추정을 사용하여 복수의 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하며, 상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 이퀄라이징 계수를 곱하는 이퀄라이저와,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호에 응답하여 출력을 생성하는 출력 장치를 포함하는
    수신기.
  24. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상의 OFDM 심볼 벡터를 수신하는 수신기로서,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호를 수신하는 입력단과,
    복수의 트레이닝 심볼을 트레이닝 심볼 벡터 내에 배치하고, 상기 트레이닝 심볼 벡터에 걸친 로컬 추정 변화의 로그를 컴퓨팅하고, 상기 트레이닝 심볼 벡터 의 상기 변화의 로그를 시간과 주파수에 대해 스무딩하며, 상기 스무딩된 상기 변화의 로그를 사용하여 복수의 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하며, 상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 이퀄라이징 계수를 곱하는 이퀄라이저와,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호에 응답하여 출력을 생성하는 출력 장치를 포함하는
    수신기.
  25. AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 상의 OFDM 심볼 벡터를 수신하는 수신기로서,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호를 수신하는 입력단과,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호 내의 제 2 파티션 및/또는 제 3 파티션을 상보적 결합하는 수단과,
    복수의 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 상기 OFDM 심볼 벡터에 상기 플랫 페이드 이퀄라이징 계수를 곱하여 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 플랫 페이드 이퀄라이저와,
    복수의 파티션 이퀄라이징 계수를 컴퓨팅하고 상기 플랫 페이드 이퀄라이징된 OFDM 심볼 벡터에 상기 파티션 이퀄라이징 계수를 곱하여 출력 OFDM 심볼 벡터를 생성하는 파티션 이퀄라이저와,
    상기 AM 인-밴드 온-채널 무선 신호에 응답하여 출력을 생성하는 출력 장치를 포함하는
    수신기.
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