TWI406542B - 調幅帶內同頻無線電接收器之等化器 - Google Patents

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Description

調幅帶內同頻無線電接收器之等化器
本發明係關於無線電廣播，且更特定言之係關於在用於一帶內同頻數位廣播系統中之接收器中等化一信號的方法及裝置。
調幅相容帶內同頻(IBOC)數位廣播系統在一標準調幅廣播通道中同時廣播類比信號與數位信號。一種調幅IBOC系統在美國專利第5,588,022號中予以描述。該廣播信號包括具有第一頻譜之經調幅的射頻信號。該經調幅的射頻信號包括由一類比程式信號調變之第一載波。該信號亦包括在涵蓋第一頻譜之頻寬內經數位調變的複數個載波信號。經數位調變之載波信號中的每一者由一數位信號調變。第一組經數位調變之載波信號位於第一頻譜內且以與第一載波信號正交之方式調變。第二組及第三組經數位調變之載波信號位於第一頻譜外且以同時與第一載波信號同相及正交之方式調變。將副載波分成第一、第二及第三分區。一些副載波為互補副載波。
在存在動態通道回應變化時，接收到之多載波信號需要等化。若沒有此等化，則將偵測到一失真信號且將無法恢復數位廣播信號資訊。等化器用以增強數位音訊廣播信號資訊的可恢復性。用於接收調幅帶內同頻信號之接收器中的等化器在美國專利第5,559,830、6,292,511、6,295,317及6,480,536號中予以揭示。
在調幅相容數位音訊廣播信號中使用混合第二分區與第三分區之互補副載波使得與類比主機信號形成正交關係。用於第二分區之先前等化實施例需瞭解類比主機頻寬是否限於±5 kHz。若該類比限於±5 kHz，則第二分區經獨立等化以較佳地容納鄰近通道干擾。否則，首先互補組合第二分區以取消該區域中的類比信號。
需要一種不需要類比頻寬資訊之等化技術。
本發明提供一種用於等化接收於調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該調幅帶內同頻無線電信號包括一主要載波及經調變的第一及第二BPSK副載波。該方法包含以下步驟：計算一BPSK量值信號；濾波該BPSK量值信號；濾波接收於主要載波上之複樣本；使用該經濾波之BPSK量值信號及接收於該主要載波上之該等經濾波的複樣本以計算複數個平坦衰減等化係數；及將該等OFDM符號向量與該等平坦衰減等化係數相乘。
在另一態樣中，本發明提供一種等化接收於一調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該方法包含以下步驟：在一訓練符號向量中排列複數個訓練符號；中值濾波該訓練符號向量以產生該訓練符號向量之一中值估計；經由時間及頻率平滑該訓練符號向量的該中值估計；使用該經平滑之中值以計算複數個等化係數；及將該等OFDM符號向量與該等等化係數相乘。
在又一態樣中，本發明提供一種估計接收於一調幅帶內同頻無線電上之訓練符號資訊之變異數的方法，該方法包含以下步驟：在一訓練符號向量中排列複數個訓練符號；計算整個該訓練符號向量上之局部經估計變異數的一對數；經由時間及頻率平滑該訓練符號向量之該等變異數的該對數；使用該等變異數之該對數的該經平滑估計以計算複數個通道狀態資訊值。
本發明亦涵蓋一種等化接收於一調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該方法包含以下步驟：在該調幅帶內同頻無線電中互補組合第二分區及/或第三分區；計算複數個平坦衰減等化係數及將該等OFDM符號向量與該等平坦衰減等化係數相乘以產生經平坦衰減等化之OFDM符號向量；及計算複數個分區等化係數及將該等經平坦衰減等化之OFDM符號向量與該等分區等化係數相乘以產生輸出的OFDM符號向量。
亦提供包括根據以上方法操作之等化器的接收器。
參看諸圖，圖1為一調幅混合IBOC信號之頻譜圖。調幅混合IBOC波形10包括習知調幅類比信號12(頻寬限於約±5 kHz)以及傳輸於調幅信號下方之接近30 kHz寬的數位音訊廣播(DAB)信號14。在具有一約30 kHz之頻寬的通道16內含有該頻譜。該通道被分成中心頻帶18，及上頻帶20及下頻帶22。該中心頻帶為約10 kHz寬且涵蓋位於通道中心頻率f0 之約±5 kHz內的頻率。上旁頻帶自距中心頻率約＋5 kHz處延伸至距中心頻率約＋15 kHz處。下旁頻帶自距中心頻率約－5 kHz處延伸至距中心頻率約－15 kHz處。
在本發明之一實施例中，調幅混合IBOC DAB信號格式包含經類比調變的載波信號24加上間隔為約181.7 Hz之162個OFDM副載波位置，其中跨越中心頻帶與上旁頻帶及下旁頻帶。代表音訊信號或資料信號(程式材料)之編碼數位資訊傳輸於副載波上。歸因於符號之間的保護時間，符號率小於副載波間隔。
如圖1中所示，該上旁頻帶被分成第一分區26及第二分區28，且該下旁頻帶被分成第一分區30及第二分區32。在第一分區及第二分區中在主機類比信號之任一側上，以及在第三分區34中在主機類比信號下方傳輸數位信號。第三分區34可考慮包括複數個副載波組，在圖1中標註為36、38、40及42。位於通道中心附近之第三分區內的副載波稱作內副載波且位於遠離通道中心之第三分區內的副載波稱作外副載波。在該實例中，將組38及40中之內副載波的功率位準展示成隨與中心頻率間隔開之頻率而線性減少。在第三旁頻帶中，其餘組副載波36及42具有大體恆定的功率位準。
圖1亦展示用於系統控制之兩個參考副載波44及46，其位於緊鄰經類比調變的載波之第一副載波位置處且具有固定在不同於其他旁頻帶之值下的功率位準。
在頻率f0 處，中心載波24未經QAM調變，但載運經類比調幅的主要載波。同步副載波44及控制副載波46以與載波正交之方式進行調變。用QPSK調變在調幅載波之任一側上位於指定為2至26及－2至－26之位置處的第三分區其餘副載波。代表性副載波位置由圖1中所示之副載波指數識別。在中心頻率之任一側上，在位置2至26及－2至－26處之副載波稱作第三副載波且以互補對之方式來傳輸，以使得所得經調變DAB信號與經類比調變的調幅信號正交。在一調幅IBOC DAB系統中對互補副載波對的使用在美國專利第5,859,876號中予以展示。同步副載波44及控制副載波46亦調變為一互補對。
雙旁頻帶(DSB)類比調幅信號佔用±5 kHz區域中之頻寬。下第三分區及上第三分區分別佔用自約0至約－5 kHz區域及自約0至約＋5 kHz區域的次頻帶。此等第三分區彼此為負的複共軛且特徵為互補。該互補屬性在類比第三信號與數位第三信號之間保持正交關係以使得該等信號可在一接收器中分離，而現有習知接收器仍可接收類比調幅信號。必須互補組合第三分區以擷取數位信號同時取消類比串擾。第二分區亦具有互補屬性，所以可根據干擾條件及音訊頻寬獨立地或在互補組合後在接收器上處理該等第二分區。第一分區係獨立地被傳輸的。
圖2為一全數位IBOC信號50之頻譜圖。中心頻帶52副載波之功率相對於圖1之混合格式有所增加。此外，位於位置－1及＋1處的兩個副載波54及56使用二元移相鍵控以傳輸計時資訊。核心上旁頻帶58包含在位置2至26處的載波，且核心下旁頻帶60包含在位置－2至－26處的副載波。旁頻帶58及60形成第一分區。額外增強副載波之兩個組62及64分別佔用位置27至54及－54至－27。組62形成第二分區且組64形成第三分區。除了用延遲及數位編碼式調諧及備用版本程式材料來取代調幅信號以外，圖2之全數位格式非常類似於混合格式。中心頻帶使用混合格式與全數位格式而佔用大致相同的頻譜位置。在全數位格式中，存在組合調諧及備用版本來傳輸主要版本程式材料之兩個選項。該全數位系統經設計以被約束於±10 kHz之通道中心頻率f0 內，其中在±5 kHz之f0 內傳輸主要音訊資訊，且以較低功率位準在外展至±10 kHz之通道遮罩翼(wing)中傳輸較不重要的音訊資訊。該格式慮及信號之適度降級同時增加覆蓋區域。該全數位系統在±5 kHz保護區域內載運一數位時間分集調諧及備用通道(假定數位音訊壓縮能夠在受保護之±5 kHz內遞送主要備用信號與音訊備用信號)。全數位系統之調變特徵係基於調幅IBOC混合系統。
該全數位IBOC信號包括在±5 kHz區域中之一對第一分區、在－5 kHz至－10 kHz區域中之一第二分區，及在＋5 kHz至＋10 kHz區域中之一第三分區。該全數位信號不具有類比分量，且所有分區被獨立傳輸(亦即，該等分區不互補)。
圖3為根據本發明建構之IBOC接收器84的功能方塊圖。在天線86上接收IBOC信號。帶通預選濾波器88傳遞相關頻帶，包括頻率fc 下之所要信號，但拒絕在fc －2fi f 下的影像信號(由於一低旁瓣注入區域振盪器)。低雜訊放大器90放大信號。在混頻器92中將該經放大的信號與由可調諧區域振盪器96提供於線94上之區域振盪器信號fI o 混合。此方式在線98上產生和(fc ＋fI o )信號及差(fc －fI o )信號。中頻濾波器100傳遞中頻信號fi f 且衰減相關經調變信號之頻寬外部的頻率。類比數位轉換器102使用時脈信號fs 操作以在速率fs 下在線104上產生數位樣本。數位降頻轉換器106移頻、濾波及抽取信號以在線108及110上產生較低樣本率的同相及正交信號。接著，基於數位信號處理器之解調變器112提供額外信號處理以在線114上為輸出器件116產生輸出信號。
圖3中之接收器包括一根據本發明建構的數據機。圖4為調幅HD RadioT M 數據機130之功能方塊圖，其展示本發明之載波追蹤的功能位置。線132上來自數位降頻轉換器之輸入信號經受載波追蹤及自動增益控制，如區塊134中所示。線136上的所得信號經受符號追蹤演算法138，該演算法在線140及142上產生BPSK信號、在線144上產生符號向量(時域)且在線146上產生經類比調變的載波。如區塊148中所示，BPSK處理產生被其他區塊中所說明之功能使用的區塊/訊框同步及模式控制資訊150。OFDM解調變器152解調變時域符號向量以在線154上產生頻域符號向量。
等化器156組合BPSK與載波信號而處理頻域符號向量以在線158上產生等化信號且在線160上產生通道狀態資訊。此等信號經處理以產生分支度量162、在解交錯器164中解交錯，且在解訊框器166中經映射以在線168上產生軟決策位元。維特比(Viterbi)解碼器170處理該等軟決策位元以在線172上產生經解碼的程式資料單元。
為清楚起見，吾人將OFDM向量區分為時域向量及頻域向量，其每一者代表相同資訊。數據機以下列次序處理此等OFDM向量(參看圖4)：載波追蹤、符號追蹤、OFDM解調變及BPSK處理且接著進行等化。對數據機之輸入包含時域向量或僅僅時間樣本之一序列；載波追蹤係在時域中操作。符號追蹤對時域樣本操作且輸出(符號同步的)時域OFDM向量，且亦計算中間3個FFT二進位(0,±1)，其代表頻域中的主要載波及BPSK副載波。主要載波及BPSK副載波用於等化且方便地接收自符號追蹤，然而其亦可自具有相同冗餘的3個中間FFT二進位之OFDM解調變函數(被開窗查看之FFT)中接收。等化器始終對頻域OFDM向量之序列操作。
本發明係關於用於等化混合或全數位調幅IBOC信號之方法及裝置。該等化器係由兩個級聯組件所構成，一平坦衰減等化器隨後為一分區等化器，其中雜訊變異數估計隨後用於產生通道狀態資訊(CSI)。以類似方式將平坦衰減補償應用於混合與全數位信號。分區等化器對所接收信號之分區的每一者進行操作。在一實例中，每一分區由25個OFDM副載波之集合組成，該等副載波每分區跨越約5 kHz。全數位IBOC信號之分區包含一對第一分區、一第二分區及一第三分區，且獨立地被等化。然而，混合信號之第二分區及第三分區涉及下文所描述之額外處理及組合技術。若干其他單一副載波亦傳輸於分區之間且使用比在此所描述的技術簡單的等化技術。
接著描述平坦衰減補償(等化器)。該平坦衰減補償包括使用主要載波相位之相位補償，及使用BPSK信號之虛分量的量值等化。應將該平坦衰減補償應用於所有OFDM副載波。
考量單一數位QAM(複數)符號(Q(n,1)＝x＋j．y)，及一調幅IBOC信號之一類比信號分量(a(n,1)＝u＋j．v )。該符號為在副載波頻率f c 下傳輸於第n個OFDM符號中之QAM符號組中的一個符號。使用一互補副載波對傳輸QAM符號以避免調幅串擾。
接收器解調變信號(該信號已被加至類比調變分量且被雜訊及相位誤差進一步破壞)，以對該對副載波產生以下符號估計：
為展示互補組合之效果，藉由對該兩個分量求和可求出類比分量。類比信號可藉由使用結果之實部或按照更常規的方式計算其量值來再現。
該數位符號可求出為：
在主要載波之任一側上，BPSK序列傳輸於第一對OFDM副載波上。此等BPSK副載波相對於1級主要載波以G BPSK 之增益傳輸。所以用以下表達式可恢復及定標每一BPSK符號：
然而，吾人對BPSK位元之絕對值(實數純量)進行估計以用於隨後的信號定標。對於該特定BPSK符號，其中Q(n,1)＝x＋j．y，隨意令x＝0，且將資訊位元用於虛維度中。為自B(n) 中擷取純量資訊R(n) ，可計算其量值或可自B(n) 擷取虛分量y 之絕對值。
R (n )＝|B (n )|,或R (n )＝abs [Im{B (n )}]。
當相位誤差為小時，量值估計通常不及虛數計算之絕對值準確。該量值計算起來亦較複雜，所以吾人選擇避免量值計算而支持虛分量計算。可自B(n) 或更直接地自D(n,1) 及D *(n,－1) 計算通道量值的估計R(n) 。
請注意R(n) 為一實值純量。
在圖5中提供平坦衰減等化器180之功能方塊圖。自OFDM解調變器之輸入D(n)供應於線182上。在該實施例中，該輸入為對於每一符號n之256－樣本向量。如區塊184中所示，R(n) 被計算且被傳遞至中值濾波器186以在線188上產生第一經濾波的信號。該第一經濾波的信號被有限脈衝回應濾波器190進一步濾波以在線192上產生第二經濾波的信號。
在該實施例中，對BPSK量值信號R(n) 之濾波包括與7－抽頭FIR濾波器級聯之7－抽頭中值濾波器。藉由將R(n) 之樣本置放於7－元素環形緩衝器中，接著計算該等7個樣本之中值，可建構該中值濾波器。該中值濾波器具有3個樣本之延遲。該7－抽頭FIR濾波器具有3個樣本之延遲且可使用以下7個係數來建構：
中值濾波器及FIR 濾波器之總延遲為6個樣本。經濾波的通道量值可表示成：；其中經由7個樣本計算該中值。
主要載波相位亦被校正為一平坦衰減分量。然而，應以獨立於先前BPSK量值之方式濾波該相位。此係歸因於在負的類比調變峰值下接近夾止處載波樣本上相位雜訊的增加。經定義來用於BPSK量值之相同FIR濾波194可用於主要載波相位，儘管不應使用中值濾波，但可用等效延遲196來替換以匹配量值分量之延遲。可經由每一OFDM符號獨立計算主要載波樣本C(n) 或可使用在OFDM解調變中計算得的值。主要載波分量之濾波如下：
平坦衰減等化器加權為經濾波之通道量值的倒數(使用零保護除法，ε)，同時在一適當延遲後應用主要載波相位之共軛值， 如區塊198中所示。
原始輸入經延遲(如區塊200中所示)且與W ff 相乘(如乘法器202中所示)，以在平坦衰減等化後在線204上為每一新符號n－6產生一輸出的256－樣本向量。
接著概述用於為每一新OFDM符號計算平坦衰減等化係數W ff 之演算法："平坦衰減等化演算法"；計算BPSK信號振幅標稱值R(n) ＝1；經濾波之7－樣本中值，延遲＝6個符號；濾波主要載波樣本(複數)，延遲＝3個符號；計算與OFDM符號副載波相乘之平坦衰減係數，延遲＝6個符號。
BPSK量值信號R(n) 之濾波包括與7－抽頭FIR濾波器級聯之7－抽頭中值濾波器。
在上文所描述之平坦衰減等化後為分區等化。表格1展示經交錯符號(指數)之位置，該等符號包括在每一分區區塊內的訓練符號"T"。每一行代表一分區。
接著使用一演算法計算在一分區(例如，上部第一分區)內對每一OFDM符號之25個元素(副載波行)中每一元素估計的等化器係數及相關雜訊變異數。該等化器在接收到OFDM符號時開始處理該等OFDM符號。為每一個含有25個行(每分區)之OFDM符號獨立處理全數位模式之所有分區及混合模式之第一分區。獨立處理混合第二分區，且在互補組合後，允許根據類比音訊頻寬是否限於5 kHz來選擇最大度量。僅在互補組合後處理混合第三分區。
根據16個列中得以處理之列而定，使一分區之每一行含有1或2個訓練符號(複數)。訓練符號位置每隔16個OFDM符號(列)而重複。將訓練符號之位置方便地計算為OFDM符號特定列(模為16)的函數。新近訓練符號緊接著收集於一25－行向量TS 中，僅更新對應於OFDM符號(含有訓練符號)之新近行的TS(col) 行。在用新近訓練符號更新鄰近符號組後計算鄰近符號組之中值及變異數。接著，使用二維遞迴濾波技術來濾波變異數及中值。自經濾波之中值計算等化器係數且將等化應用於先前OFDM符號之所有對應行，與經更新之雜訊變異數(及倒數)一起用於隨後的符號處理。隨後在圖6中描述並展現該過程之細節。
圖6為可用於每一25－行分區之一等化器的功能方塊圖。在線210上輸入OFDM符號OFDM(r,col)。如區塊212中所示，收集訓練符號。如區塊214中所示，計算中值及變異數以在線216上產生中值及變異數信號。在區塊218中，濾波及等化此等信號以在線220上產生一等化的變異數信號(用於隨後通道狀態資訊(CSI)之估計)且在線222上產生等化係數。在一延遲後(如區塊224中所示)，將等化係數應用於輸入信號(如區塊226中所示)以在線228上產生一輸出信號。
為了自訓練符號(TS )計算中值及變異數，首先建立兩個1－列、25－行矩陣(標註為TS 及MED )以用以分別儲存訓練符號及中值計算值。在為每一OFDM符號接收訓練符號時，行指數(col＝0至24)等於訓練符號之對應行。接著將元素初始化為零。
接著，接收對應於一交錯區塊之一特定列(r)的下一OFDM符號列r(模為16)。識別該列r之訓練符號位置或行，且將訓練符號置放於對應TS(col) 中。可使用以下演算法更新列r中的訓練符號。
該分區等化器執行若干步驟。
步驟1：將訓練符號集合、壓縮及更新為用於隨後等化處理之便利向量TS(代表及時訓練符號資訊)。
"對列r更新TS 之演算法"col＝mod(3．r＋1,16)；"識別哪個行具有新TS"TS (col )＝OFDM (r,col )if col<9 then TS(col＋16)＝OFDM(r,col＋16)；"若第二TS在該列中"。
步驟2：建立兩個25－行向量(標註為MED 及logVAR )以用以儲存計算得的中值及變異數之對數以用於等化及CSI。局部(時間及頻率)TS樣本之中值濾波用以產生TS之一中值估計。輸出Med及logVAR為此等參數之局部估計(尚未經時間或頻率(副載波上)平滑)。
在為每一OFDM符號接收訓練符號時，行指數等於訓練符號之對應行。接著，將元素初始化為零。
在更新該特定TS(col) 後，計算TS(col) 6列之中值及變異數。該延遲確保其鄰近訓練符號亦被更新以用於以下計算。為每一新列r更新1或2個TS(col) 值。使用±4值在該訓練符號之任一側上為行4至行20計算9－樣本中值及變異數。舉例而言，行4之中值計算使用訓練符號TS(0) 至TS(8) 。行0至行3及行21至行24為特殊狀況，此係因為僅有少於9個的樣本可用於末端處計算中值及變異數值。在必要時藉由在末端附近處折疊而用重複值替換極端遺漏值。例如在為行3計算中值時，使用TS(0) 至TS(7) ，且用TS(0) 替換遺漏的TS(－1) 行以為中值計算提供9個值。將計算得之中值及變異數值置放於MED(col) 及logVAR(col) 中。以下方法(假碼)可用以識別適當行以在該列r進行更新，及集合適當TS樣本以用於9－樣本中值及變異數對數之計算："更新MED 及logVAR 向量之演算法，延遲＝6個符號"col ＝mod(3．r ＋15,16)；"為r－6識別第一個TS col"對於m ＝0至8；"集合9個鄰近TS以置放於緩衝器中以用於MED 及logVAR 計算"colm ＝col ＋m －4 TSmedbuff (m )＝TS (TScolindx )MED(col) ＝median(TSmedbuff)； "複中值，分離實數與虛數""計算VAR 樣本(向量)以2為底的對數。" if col<9 then；"若存在則在該列中更新第二TS"col 2＝col ＋16 FOR m＝0 to 8colm ＝col 2＋m －4 TSmedbuff (m )＝TS (TScolindx )MED (col 2)＝median (TSmedbuff )；"複中值，分離實數與虛數" end if。
為計算等化器係數及通道狀態資訊(CSI)，下一步驟為經由時間及頻率(行)平滑(濾波)中值及變異數值。變異數之對數用於平滑在副載波上具有一大的潛在動態範圍之平方雜訊樣本。
建立兩個25－行向量(標註為MED1 及logVAR1 )以用以分別儲存遞迴時間濾波之中值及變異數值對數。在為每一OFDM符號接收訓練符號時，行指數等於訓練符號之對應行。接著，將元素初始化為零。
建立兩個25－行向量(標註為MED2 及logVAR2 )以用以分別儲存該行或經頻率濾波之中值及變異數值對數。在為每一OFDM符號接收訓練符號時，行指數等於訓練符號之對應行。接著，將元素初始化為零。
自MED2 計算等化器值EQ 。EQ 值通常為MED2 值之複倒數，但存在除法保護。變異數值logVAR2 用以計算VAREQ 以便在對等化器增益調整後用於隨後CSI及分支度量。
步驟3：接著經由時間及頻率(副載波)平滑MED及logVAR值。用IIR濾波器之時間平滑產生MED1及logVAR1。使用二次擬合函數中之一者的頻率平滑產生MED2及logVAR2。參見下文描述之演算法的第一部分。
步驟4：自MED2 計算等化器值EQ 。EQ 值通常為MED2 值之複倒數，但存在除法保護。變異數值logVAR2 用以計算VAREQ 以便在對等化器增益調整後用於隨後CSI及分支度量。應注意以上演算法之最後一行以適應特殊條件之方式計算VAREQ(col)。其並非為將logVAR(變異數估計之對數)轉換為VAR之簡單反對數計算。其說明是對尚未經等化之值計算變異數的事實，所以進行一調整以與經等化之輸出符號值相容。進行進一步調整以在存在非常高的干擾時避免變異數估計誤差。在反對數後，此等兩次調整皆包括於因子max [Eqmagsq(col,max(Eqmagsq)/2 ]中。
"自MED 及logVAR 計算EQ 及VAREQ 之演算法，濾波器延遲＝16個符號""IIR濾波器MED 及logVAR 每一col 得到MED1 及logVAR1 ，q＝1/8 IIRcoef"MED1 ＝(1－q) ．MED1 ＋q ．MED ；logVAR1 ＝(1－q) ．logVAR1 ＋q ．logVAR ；"使用二次擬合內插器跨col平滑MED1 及logVAR1 ""MED2 及logVAR2 為經頻率平滑之中值及變異數估計"MED2 ＝QF(MED1) ；"使用QF演算法計算二次擬合"logVAR2 ＝QF(logVAR1) ；"使用QF演算法計算二次擬合""自MED2 計算等化器係數EQ "medsq(col)＝|MED2(col)|2 ；col＝0...24"保存平方量值" col ＝0...24；"等化器係數，T＝訓練符號""計算反對數且等化logVAR2 以產生VAREQ" EQmagsq(col)＝|EQ(col)|2 ；col＝0...24VAREQ (col )＝2l o g VAR 2 ( col ) ．max[EQmagsq (col ),max(EQmagsq )/2]；col ＝0...24。
接著將EQ(col) 值應用於對應資料承載符號以為OFDM符號之每一行產生OFDMEQ(col) 值(延遲22個OFDM符號以解決EQ處理延遲)。VAREQ(col) 值用於隨後CSI處理。
OFDMEQ(col) ＝OFDM(col) ．EQ(col)；col ＝0...24"等化經延遲之OFDM符號"。
上文描述之演算法使用一稱作QF 之函數，該函數為MED1 或logVAR1 矩陣之二次擬合，其用以跨此等矩陣之行(副載波)使值平滑。因為假定變化所需之等化為平滑的，所以平滑此等值將減少由雜訊引起的估計及校正誤差。各行上此等值的變化可為若干因素之結果。一因素係歸因於殘餘符號追蹤計時誤差，其跨副載波產生一線性相移。因為在I及Q複域中而不是在相位及量值中執行濾波，所以無法僅使用一線性擬合來正確地校正由該線性相移產生之I及Q分量，而由I及Q複分量之二次擬合提供足夠的準確度。另一變化可歸因於由副載波上頻率選擇性衰減引起之相位及振幅擾動，其亦可由二次擬合進行校正。可校正OFDM解調變前來自類比濾波之相位及振幅漣波(若該漣波較小)。干擾亦傾向於具有logVAR 之形狀，其可以二次擬合進行調節。
若該類比濾波器漣波較為嚴重且偏離二次形狀，則需要不同的QF 函數。因此，提供兩種演算法選項：第一QF 函數最佳用於校正歸因於以下因素之變化：殘餘符號計時誤差、選擇性通道衰減及輕微濾波器漣波；第二演算法經設計以校正所有此等變化加上較嚴重的濾波器漣波。
第一QF 函數在與二次形狀擬合之副載波上估計三個點以執行平滑校正。在副載波跨度之中間及兩個端點處使用FIR濾波器估計此等點。使用一對稱FIR濾波器在中間副載波上適當估計該中間點。在端點處FIR濾波器具有一距末端若干二進位的質心。儘管該二次擬合可按正常方式設計以在接近端點處使用適當質心且推斷極端處之其餘副載波，但在假定質心位於極端副載波位置處之情況下效能傾向於更佳。原因為在存在雜訊時，該推斷意在強調二次擬合之曲率。然而，可修改該演算法以將質心置放於產生最佳整體效能之位置處。
步驟4a：第一種二次擬合函數意欲用一分區形狀(假定為二次的)來平滑估計值，該分區形狀提供接近最佳之平滑，其中給定可能的通道情況，諸如時間偏移及選擇性衰減屬性。使用以下演算法完成此過程。
"QF(x) ，二次擬合函數、輸入向量x、輸出向量y。(25個元素向量)"；for k＝0...11；濾波器點之經儲存係數；"col 0處之輸出值"；"col 24處之輸出值"；"col 12處之中點值"；"二次係數a"；"二次係數b"y (col )＝a ．col 2 ＋b ．col ＋ylow ；"輸出向量y"。
提供一替代二次擬合函數QF 以將額外漣波及群延遲或增益變化提供給IF濾波器。該函數不同於第一函數，此係因為在每一副載波位置處使用一不同的二次曲線以形成FIR濾波器係數。預先計算此等二次曲線並以25乘25矩陣W 儲存此等二次曲線，以將其用作來自待濾波副載波之25個值之列的乘數。所以，並非如第一演算法中所示為每一新OFDM符號計算跨25個副載波之二次擬合，而是對於每一OFDM符號時間，用第二演算法簡單地將25個副載波值之向量與矩陣W 相乘。
以與稱作Savitsky－Golay(SG)程序之方法類似的方式應用該替代QF 函數；然而，該替代QF 函數以不同方式產生係數，進而引起針對雜訊之濾波增益改良，同時解決端點難題。該SG程序計算集中於每一點上的最小平方擬合以平滑對於該點之資料。結果為關於每一待平滑副載波位置之FIR濾波器係數集。兩個因素將促進最小平方平滑之使用。一個因素為副載波上值之可變性，且另一因素為端點難題，其中端點附近之副載波無法與FIR濾波器係數之一對稱集合擬合，因為不存在用於超出端點之濾波的副載波。該SG程序利用可操控Vandermonde矩陣之屬性以產生FIR係數，從而為每一待平滑之副載波位置產生唯一的FIR濾波器係數集。儘管SG程序產生了得出每一經平滑副載波值之無偏估計的FIR濾波器係數，但歸因於負係數值的過度使用，FIR係數之實際集合並非具有最佳雜訊減少濾波屬性。然而，替代QF 函數使用最有可能的二次擬合FIR係數以用於雜訊減少濾波或平滑，同時保留SG程序之零偏離屬性。此外，替代QF 函數在關於副載波位置建立FIR濾波器平滑之跨度中具有更大靈活性。
以下描述替代QF 函數之一實例。將每一副載波位置之非零FIR濾波器係數的跨度設定為15個非零係數，以適應分區中跨25個副載波之值的預期可變性，然而此跨度可調整。計算副載波位置m＝0...24中每一位置之唯一FIR濾波器係數集。FIR係數之形狀為具有如下定義之四個額外約束條件的二次函數：約束條件1：非零FIR濾波器係數之數目為15，其中保留10個零係數。中心非零係數通常位於待平滑之副載波上，進而產生一對稱FIR濾波器屬性，在任一端上之7個副載波藉由使用該端上對於非零係數之15個副載波位置而受到約束除外。接著用於估計(濾波)副載波m 之第一非零係數位置p 可由p ＝max(0,min(17,m－7))識別；"p 為第一非零係數位置"。
約束條件2：25個FIR係數(具有15個非零係數及10個零係數)之25個集合中的每一集合必須和為1，以使得每一FIR濾波器對於每一副載波位置具有為一的dc增益。
；對於第k 個係數估計第m 個副載波。
約束條件3：副載波m 之FIR濾波器的質心必須亦為m ，以確保在假定副載波資料之斜率為分段線性時的無偏估計。
約束條件4：儘管藉由最小化係數之平方和可達成最佳雜訊減少，但此並非為每一副載波位置提供最佳局部估計，且應為每一FIR濾波器產生15個線性係數。一較佳約束條件為確保二次函數恰在15個非零係數外之未經使用的係數位置處過零點。此對於11個副載波位置7至17為可能的，但該約束條件可能並不適於受端點難題影響之其他副載波位置。接著，外副載波位置僅朝向超出FIR係數跨度之內點具有過零約束條件。
y m (k )＝a m ．k 2 ＋b m ．k ＋c m ；"第m 個副載波第k 個係數之二次方程式"y m (p －1)＝0；"對於m＝7...24之約束條件"y m (p ＋15)＝0；"對於m＝0...17之約束條件"。
約束條件1僅為25個FIR濾波器之每一者建立15個非零係數的範圍，其中FIR濾波器在該範圍上具有二次特徵。約束條件2、3及4構成所需來為每一FIR濾波器判定二次係數a m 、b m 及c m 之三個方程式。儘管約束條件4可能看似對濾波器係數(m＝7...17)之中間集合(兩端均具有零端點)進行了多重判定，此等副載波之該雙重約束條件為冗餘的，但對所有係數集合進行了適當判定。接著定義用於產生替代QF1(x) FIR濾波器係數矩陣W 之演算法，且如下文所示提供所得W 係數值。
步驟4b：提供一替代二次擬合函數QF 以將額外漣波及群延遲或增益變化提供給IF濾波器。該函數不同於第一函數，因為在每一副載波位置處使用一不同的二次曲線以形成FIR濾波器係數。預先計算此等二次曲線並以25乘25矩陣W 儲存此等二次曲線，以將其用作來自待濾波副載波之25個值之列的乘數。所以，並非如第一演算法中為每一新OFDM符號計算跨25個副載波之二次擬合，而是對於每一OFDM符號時間，用第二演算法簡單地將25個副載波值之向量與矩陣W 相乘。此等二次函數經受約束條件1至4，其產生以下演算法。
"QF1(x) ，替代二次擬合矩陣函數，輸入列向量x，輸出向量y。""首先計算預儲存之係數矩陣W (25乘25)"for m＝0 to 7 c(m)＝－225．a(m)－15．b(m)FOR k＝0 to 14W (k ,m )＝a (m )．k 2 ＋b (m )．k ＋c (m )W (24－k ,24－m )＝W (k ,m )FOR m＝8 to 16 FOR k＝0 to 14 W(k＋m－7,m)＝W(k,7)"此為濾波器矩陣W 之預儲存計算的結束""為每一新OFDM符號計算經濾波之輸出向量y"y ＝x ．W ；"矩陣乘法產生輸出向量y "。
步驟4c：下文描述第三替代二次擬合。
可使用所有25個可能的非零係數為每一FIR濾波器設計另一替代濾波器QF2(x) 。該濾波器具有一更類似於第一QF(x) 濾波器的特徵，但以替代濾波器之矩陣形式W 來建構。
"QF2(x) ，替代二次擬合矩陣函數，輸入列向量x，輸出向量y。""首先計算預儲存之係數矩陣W (25乘25)"for m＝0 to 13 FOR k＝0 to 24 W(k,m)＝a(m)．k2 ＋b(m)．k＋c(m) W(24－k,24－m)＝W(k,m)"此為濾波器矩陣W之預儲存計算的結束""為每一新OFDM符號計算經濾波之輸出向量y"y ＝x ．W ；"矩陣乘法產生輸出列向量y "。
在另一態樣中，本發明包括在等化前第二分區之自適應互補組合。與相關VAREQ 估計一起，亦使兩個獨立的第二分區獨立等化。以獨立及冗餘方式為分區中所有第二軟體碼位元計算分支度量。接著將對應分支度量添加以產生分支度量之一集合。亦對互補組合之第二分區執行等化來為相同的第二軟體碼位元集合產生分支度量之另一集合。接著對於每一第二軟體碼位元，將較高分支度量選為對應第二軟體碼位元之輸出。
混合第二分區及第三分區之互補副載波的使用建立了與其類比主機之正交關係。先前實施第二等化需瞭解類比主機頻寬是否限於±5 kHz。若該類比限於±5 kHz，則第二分區經獨立等化以較好地容納鄰近通道干擾。否則，首先互補組合第二分區以取消該區域中的類比信號。
延遲待等化之輸入符號以匹配等化器參數估計中之延遲，以提供對等化器資訊之及時應用。接著將EQ(col) 值應用於對應資料承載符號以為OFDM符號之每一行產生OFDMEQ(col) 值(延遲22個OFDM符號以解決EQ處理延遲)。VAREQ(col) 值用於隨後的CSI處理。
本發明之方法不利用類比頻寬資訊；實情為，執行獨立與組合的等化，且隨後選擇最大分支度量。此方式尤其在類比頻寬稍超過5 kHz時產生更穩固的效能。
第三副載波始終在等化前經互補組合。接著，如所描述執行第三等化。以獨立及互補組合方式處理兩個第二分區，進而為第二軟體碼位元之單一集合產生經等化分支度量的三個集合。接著描述組合分支度量之此三個集合的方法。
與相關VAREQ 估計一起，亦使兩個獨立的第二分區獨立等化。以獨立及冗餘方式為分區中所有第二軟體碼位元計算分支度量。接著將對應分支度量添加以產生分支度量之一集合。亦對互補組合之第二分區執行等化來為相同的第二軟體碼位元集合產生分支度量的另一集合。接著對於每一第二軟體碼位元，將較高分支度量選為對應第二軟體碼位元之輸出。
如上文所描述，該等化器包括兩部分：一平坦衰減補償(等化器)隨後為一分區等化器。該平坦衰減等化器有助於快速衰減的狀況且使用主要載波(FFT二進位0)及BPSK副載波(二進位±1)。該分區等化器較慢且在分區中對較稀疏的訓練符號操作，但其在該分區中更準確。該分區等化器受益於平坦衰減等化器以在相對較小的範圍中保持訓練值。
可使用已知電路組件來建構圖中所示之函數，該等電路組件包括(但不限於)一或多個處理器或特殊應用積體電路。
儘管已就若干實例描述了本發明，但熟習此項技術者將顯見在不脫離以下申請專利範圍中所陳述之本發明之範疇的情況下可對所述實例進行各種改變。
10．．．調幅混合IBOC波形
12．．．習知調幅類比信號
14．．．數位音訊廣播信號
16．．．通道
18．．．中心頻帶
20．．．上頻帶
22．．．下頻帶
24．．．經類比調變的載波信號
26．．．第一分區
28．．．第二分區
30．．．第一分區
32．．．第二分區
34．．．第三分區
36．．．副載波
38．．．副載波
40．．．副載波
42．．．副載波
44．．．同步副載波
46．．．控制副載波
50．．．全數位IBOC信號
52．．．中心頻帶
54．．．副載波
56．．．副載波
58．．．核心上旁頻帶
60．．．核心下旁頻帶
62．．．額外增強副載波組
64．．．額外增強副載波組
84．．．IBOC接收器
86．．．天線
88．．．帶通預選濾波器
90．．．低雜訊放大器
92．．．混頻器
94．．．線
96．．．可調諧區域振盪器
98．．．線
100．．．中頻濾波器
102．．．類比數位轉換器
104．．．線
106．．．數位降頻轉換器
108．．．線
110．．．線
112．．．解調變器
114．．．線
116．．．輸出器件
130．．．數據機
132．．．線
134．．．區塊
136．．．線
138．．．符號追蹤演算法
140．．．線
142．．．線
144．．．線
146．．．線
148．．．區塊
150．．．區塊/訊框同步及模式控制資訊
152．．．OFDM解調變器
154．．．線
156．．．等化器
158．．．線
160．．．線
162．．．分支度量
164．．．解交錯器
166．．．解訊框器
168．．．線
170．．．維特比(Viterbi)解碼器
172．．．線
180．．．平坦衰減等化器
182．．．線
184．．．區塊
186．．．中值濾波器
188．．．線
190．．．有限脈衝回應濾波器
192．．．線
194．．．FIR濾波
196．．．等效延遲
198．．．區塊
200．．．區塊
202．．．乘法器
204．．．線
210．．．線
212．．．區塊
214．．．區塊
216．．．線
218．．．區塊
220．．．線
222．．．線
224．．．區塊
226．．．區塊
228．．．線
圖1為調幅混合IBOC信號之頻譜圖。
圖2為調幅全數位IBOC信號之頻譜圖。
圖3為一調幅IBOC接收器之功能方塊圖。
圖4為用於一調幅IBOC接收器之數據機的方塊圖。
圖5為根據本發明建構之一平坦衰減等化器的方塊圖。
圖6為根據本發明建構之一分區等化器的方塊圖。
182．．．線
184．．．區塊
186．．．中值濾波器
188．．．線
190．．．有限脈衝回應濾波器
192．．．線
194．．．FIR濾波
196．．．等效延遲
198．．．區塊
200．．．區塊
202．．．乘法器
204．．．線

Claims (22)

  1. 一種等化接收於一調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該調幅帶內同頻無線電信號包括一主要載波及經調變的第一及第二BPSK副載波，該方法包含以下步驟：計算一BPSK量值信號；藉由使該BPSK量值信號通過一中值濾波器及一有限脈衝回應濾波器而濾波該BPSK量值信號；濾波接收於該主要載波上之複樣本；使用該經濾波之BPSK量值信號及接收於該主要載波上之該等經濾波的複樣本，以計算複數個平坦衰減等化係數；及將該等OFDM符號向量與該等平坦衰減等化係數相乘。
  2. 如請求項1之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中自適應互補組合第二分區。
  3. 一種等化接收於一調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該方法包含以下步驟：在一訓練符號向量中排列複數個訓練符號；中值濾波該訓練符號向量，以產生該訓練符號向量之一中值估計；經由時間及頻率平滑該訓練符號向量之該中值估計；使用該經平滑之中值以計算複數個等化係數；及 將該等OFDM符號向量與該等等化係數相乘。
  4. 如請求項3之方法，其中使用一種二次擬合函數平滑該等等化係數。
  5. 如請求項4之方法，其中該二次擬合函數擬合至一副載波跨度的一中間及兩個端點。
  6. 如請求項4之方法，其中一不同二次擬合函數用於每一副載波位置。
  7. 如請求項3之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中互補組合第三分區。
  8. 如請求項3之方法，其中使用一種二次擬合演算法平滑該訓練符號向量之該中值估計。
  9. 如請求項8之方法，其中該二次擬合演算法在一分區形狀內平滑該等估計。
  10. 如請求項8之方法，其中一不同二次曲線用於每一副載波位置。
  11. 如請求項3之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中互補組合第三分區。
  12. 如請求項3之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中自適應互補組合第二分區。
  13. 一種估計接收於一調幅帶內同頻無線電上之訓練符號資訊之變異數的方法，該方法包含以下步驟： 在一訓練符號向量中排列複數個訓練符號；計算整個該訓練符號向量上之局部經估計變異數的一對數；經由時間及頻率平滑該訓練符號向量之該等變異數的該對數；使用該等變異數之該對數的該經平滑估計以計算複數個通道狀態資訊值。
  14. 如請求項13之方法，其進一步包含以下步驟：使用該等通道狀態資訊值以為前向誤差校正解碼產生分支度量。
  15. 如請求項13之方法，其中使用一種二次擬合演算法平滑該訓練符號向量之該變異數的該對數。
  16. 如請求項15之方法，其中該二次擬合演算法在一分區形狀內平滑該等估計。
  17. 如請求項15之方法，其中一不同二次曲線用於每一副載波位置。
  18. 如請求項13之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中互補組合第三分區。
  19. 如請求項13之方法，其進一步包含以下步驟：在等化前，在該調幅帶內同頻無線電信號中自適應互補組合第二分區。
  20. 一種等化接收於一調幅帶內同頻無線電信號上之OFDM符號向量的方法，該方法包含以下步驟： 在該調幅帶內同頻無線電中互補組合第二分區及/或第三分區；計算複數個平坦衰減等化係數，及將該等OFDM符號向量與該等平坦衰減等化係數相乘，以產生經平坦衰減等化之OFDM符號向量；及計算複數個分區等化係數，及將該等經平坦衰減等化之OFDM符號向量與該等分區等化係數相乘，以產生輸出OFDM符號向量。
  21. 一種用於在調幅帶內同頻無線電信號上接收OFDM符號向量之接收器，該接收器包含：一輸入，其用於接收該調幅帶內同頻無線電信號；一等化器，其用於在一訓練符號向量中排列複數個訓練符號、用於中值濾波該訓練符號向量以產生該訓練符號向量之一中值估計、用於經由時間及頻率平滑該訓練符號向量的該中值估計、用於使用該經平滑之中值估計以計算複數個等化係數，及用於將該等OFDM符號向量與該等等化係數相乘；及一輸出器件，其用於回應於該調幅帶內同頻無線電信號而產生一輸出。
  22. 一種用於在調幅帶內同頻無線電信號上接收OFDM符號向量之接收器，該接收器包含：一輸入，其用於接收該調幅帶內同頻無線電信號；用於在該調幅帶內同頻無線電中互補組合第二分區及/或第三分區之構件； 一平坦衰減等化器，其用於計算複數個平坦衰減等化係數，及將該等OFDM符號向量與該等平坦衰減等化係數相乘以產生經平坦衰減等化之OFDM符號向量；及一分區等化器，其用於計算複數個分區等化係數，及將該等經平坦衰減等化之OFDM符號向量與該等分區等化係數相乘以產生輸出的OFDM符號向量；及一輸出器件，其用於回應於該調幅帶內同頻無線電信號而產生一輸出。
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