BRPI0117039B1

BRPI0117039B1 - método e sistema para compensação de um deslocamento de frequência de portadora em um receptor ofdm

Info

Publication number: BRPI0117039B1
Application number: BRPI0117039A
Authority: BR
Inventors: Louis Robert Litwin Jr; Maxim Borisovich Belotserkovsky; Vincent Demoulin
Original assignee: Thomson Licensing Sa
Priority date: 2001-06-22
Filing date: 2001-06-22
Publication date: 2015-12-08
Also published as: EP1400083B1; US20040156349A1; US8184523B2; DE60142082D1; EP1400083A1; CN1520669A; JP2004531168A; KR20040014571A; JP4864286B2; KR100802973B1; MXPA03011643A; WO2003001760A1; BR0117039A

Abstract

"método e sistema para compensação de um deslocamento de freqüência de portadora em um receptor ofdm". um receptor de multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (ofdm) que emprega n laços (62-66, 74-78) de bloqueio de fase de segunda ordem compartilhando um integrador comum (72) (onde n é o número de pilotos no sistema). os n laços (62-66, 74-78) de bloqueio de fase de segunda ordem monitoram rotações de fase de piloto independentes para facilitar a mediação construtiva da informação de fase do piloto. ao mesmo tempo mediante compartilhamento de um integrador comum (72), o receptor ofdm tira proveito da mediação de ruido através de múltiplos pilotos para obter uma avaliação mais adequada do deslocamento de freqüência. o receptor ofdm também pode compensar flutuação de janela fft mediante cálculo (84) de uma diferença de fase entre um par selecionado de pilotos e monitorar (86) a taxa de mudança da diferença de fase calculada gradualmente. a diferença de fase calculada é usada para controlar a posição de uma janela fft a montante após ser excedido um limite de diferença de fase predeterminado. a taxa de mudança monitorada é usada para ajustar continuamente a fase das derivações (82) de equalizador a jusante.

Description

"MÉTODO E SISTEMA PARA COMPENSAÇÃO DE UM DESLOCAMENTO DE FREQUÊNCIA DE PORTADORA EM UM RECEPTOR OFDM" A presente invenção se refere ao processamento de sinais multiplexados por divisão de freqüência ortogonal (OFDM).

Uma LAN sem fio (WLAN) é um sistema flexível de comunicação de dados implementado como uma expansão de, ou como uma alternativa para uma LAN de conexão física por fios dentro de um prédio ou campos. Utilizando ondas eletromagnéticas, as WLANs transmitem e recebem dados através do ar, minimizando a necessidade de conexões de ligação física por fios. Dessa forma, as WLANs combinam conectividade de dados com mobilidade de usuário, e através de configuração simplificada, habilitam as LANs móveis. Algumas indústrias que se beneficiaram dos ganhos de produtividade de utilizar terminais portáteis (por exemplo, computadores notebook) para transmitir e receber informação, em tempo real, são as indústrias de rede doméstica digital, de saúde, de varejo, de fabricação e armazenagem.

Fabricantes das WLANs têm uma gama de tecnologia de transmissão para escolher ao projetar uma WLAN. Algumas tecnologias exemplares são sistemas de múltiplas portadoras, sistemas de espectro difuso, sistemas de banda estreita, e sistemas infravermelhos. Embora cada sistema tenha seus próprios benefícios e desvantagens, um tipo específico de sistema de transmissão de múltiplas portadoras, multiplexação por divisão de freqüência ortogonal (OFDM), provou ser excepcionalmente útil para comunicações de WLAN. OFDM é uma técnica robusta para transmitir de for-ma eficiente os dados através de um canal. A técnica utiliza uma pluralidade de freqüências de subportadora (subportado-ras) dentro de uma largura de banda de canal para transmitir dados. Essas subportadoras são dispostas para eficiência de largura de banda ótima em comparação com multiplexação por divisão de frequência convencional (FDM) que pode desperdiçar partes da largura de banda de canal para separar e isolar os espectros de frequência de subportadora e dessa forma evitar interferência entre portadoras (ICI). Como contraste, embora os espectros de freqüência de subportadoras OFDM se sobreponham significativamente dentro da largura de banda de canal OFDM, OFDM não obstante permite resolução e recuperação da informação que foi modulada em cada subportadora. A transmissão de dados através de um canal via sinais OFDM também proporciona várias outras vantagens em relação às técnicas convencionais de transmissão. Algumas dessas vantagens são: tolerância a desvanecimento seletivo de freqüência e difusão de retardo de múltiplos caminhos, utilização eficiente de espectro, equalização simplificada de subcanal, e propriedades adequadas de interferência.

Embora OFDM apresente essas vantagens, implementações convencionais de OFDM também apresentam várias dificuldades e limitações práticas. Uma dificuldade é o problema de determinar e corrigir deslocamento de freqüência de portadora, um aspecto importante da sincronização de OFDM. Idealmente, a freqüência de portadora de recebimento, for, deve equivaler exatamente à freqüência de portadora de transmis- são, fct. Se essa condição não for atendida, contudo, a não-equivalêncía contribui para um deslocamento de frequência de portadora não-zero, delta fc, no sinal OFDM recebido. Os sinais OFDM são muito suscetíveis a tal deslocamento de fre-qüência de portadora que causa uma perda de ortogonalidade entre as subportadoras OFDM e resulta em interferência entre portadoras (ICI) e um grave aumento na taxa de erro de bits (BER) dos dados recuperados no receptor.

Muitos padrões OFDM exigem a transmissão de pilotos (valores conhecidos) embutidos nos dados de usuário. Em sistemas OFDM convencionais, é comum tirar a média da informação de fase do piloto para melhorar a monitoração do deslocamento de freqüência de portadora de laço fechado em um ambiente ruidoso. Por exemplo, a média das fases dos pilotos pode ser usada para se derivar uma estimativa de deslocamento de freqüência de portadora a qual, por sua vez, pode ser usada para ajustar as rotações de fase das derivações do e-qualizador de tal modo que os efeitos do deslocamento de freqüência de portadora são reduzidos ou removidos. Um empecilho a essa técnica é que, na presença de um canal de variação de tempo, as fases dos pilotos podem variar independentemente. Mais especificamente, todas as fases dos pilotos partilham uma rotação de fase comum representativa do deslocamento de freqüência de portadora causado pela não-equivalência entre a freqüência de portadora do transmissor e a freqüência de portadora do receptor, como discutido acima. Contudo, na presença de um canal de variação de tempo, cada fase de piloto também pode conter uma rotação de fase independente causada pelo canal de transmissão variando com o tempo. Essas rotações de fase de piloto independentes podem resultar potencialmente em uma mediação destrutiva das fases dos pilotos, as quais por sua vez, podem corromper a derivação de uma estimativa de deslocamento de freqüência de portadora. Uma estimativa corrompida de deslocamento de freqüência de portadora pode degradar o desempenho de qualquer unidade de processamento (por exemplo, um equalizador) que utiliza a estimativa para compensar o deslocamento efetivo de freqüência de portadora. A presente invenção se refere à correção deste problema.

Também é possível que a freqüência do relógio de amostragem do receptor será ligeiramente diferente da freqüência do relógio de amostragem do transmissor. Se houver uma diferença de freqüência, o posicionamento da janela FFT com relação ao sinal recebido pode derivar gradualmente com o tempo. A derivação de domínio de tempo resultará em uma rotação de fase das subportadoras OFDM recebidas no domínio de freqüência. A rotação de fase pode gerar erros nos dados de usuário recuperados pelo receptor de OFDM. A presente invenção também se refere à correção desse problema.

Um receptor de Multiplexação por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM) que emprega N laços de bloqueio de fase de segunda ordem compartilhando um integrador comum (onde N é o número de pilotos no sistema) . Os N laços de bloqueio de fase de segunda ordem monitoram rotações de fase de piloto independente para facilitar a mediação construtiva da informação de fase dos pilotos. Ao mesmo tempo, mediante compartilhamento de um integrador comum, o receptor OFDM tira proveito da mediação de ruído através de múltiplos pilotos para obter uma avaliação de deslocamento de frequência mais adequada. 0 receptor OFDM também pode compensar flutuação de janela FFT mediante cálculo de uma diferença de fase entre um par selecionado de pilotos e monitorando a taxa de alteração da diferença de fase calculada com o tempo. A diferença de fase calculada é usada para controlar a posição de uma janela FFT a montante após um limite de diferença de fase predeterminado ser excedido. A taxa de alteração monitorada é usada para ajustar continuamente a fase de derivações de equalizador a jusante.

Nos desenhos: A Figura 1 é um diagrama de blocos de um receptor OFDM exemplar; A Figura 2 é um diagrama ilustrando a colocação de uma sequência de treinamento, dados de usuário, e sinais piloto dentro de um quadro de símbolo OFDM de acordo com a presente invenção; A Figura 3 é um diagrama de blocos ilustrando um sistema de compensação de deslocamento de frequência de portadora para um receptor OFDM de acordo com a presente invenção; A Figura 4 é um diagrama de blocos ilustrando a presente invenção como integrada ao receptor OFDM exemplar da Figura 1; e As Figuras 5 e 6 são representações gráficas de erros de fase comuns, independentes e ajustados.

As características e vantagens da presente invenção tornar-se-ão mais evidentes a partir da descrição que se segue, fornecida como exemplo.

Com referência à Figura 1, o primeiro elemento de um receptor 10 OFDM típico é um receptor 12 de FR. Existem muitas variações do receptor 12 de FR e são bem conhecidas na técnica, porém tipicamente, o receptor 12 de FR inclui uma antena 14, um amplificador de baixo ruído (LNA) 16, um filtro 18 de banda de passagem de FR, um circuito 20 de controle de ganho automático (AGC) , um misturador 22 de FR, um oscilador 24 local de frequência de portadora de FR, e um filtro 26 de banda de passagem IF.

Através da antena 14, o receptor 12 de FR é acoplado à portadora modulada-OFDM de FR após a mesma passar através do canal. Então, mediante mistura da mesma com uma portadora de receptor de freqüência Fcr gerada pelo oscilador 24 local de FR, o receptor 12 de FR converte descendentemente a portadora modulada-OFDM de RF para obter um sinal OFDM de IF recebido. A distância de freqüência entre a portadora do receptor e a portadora do transmissor contribui para o deslocamento de freqüência de portadora, delta Fc.

Esse sinal IF OFDM recebido é acoplado ao misturador 28 e misturador 30 para ser misturado com um sinal IF em fase e um sinal IF deslocado em fase (quadratura) em 90°, respectivamente, para produzir sinais OFDM em fase e de quadratura, respectivamente. O sinal IF em fase que alimenta o misturador 28 é produzido por um oscilador 32 local IF. 0 sinal IF de fase deslocada em 90° que alimenta o misturador 30 é derivado do sinal IF em fase do oscilador 32 local IF mediante passagem do sinal IF em fase através de um dispositivo 34 de mudança de fase de 90° antes de prover o mesmo a um misturador 30.

Os sinais OFDM em fase e de quadratura passam então para conversores analógicos/digitais (ADCs) 36 e 38, respectivamente, onde eles são digitalizados em uma taxa de amostragem fCk r como determinado por um circuito 40 de relógio. ADCs 36 e 38 produzem amostras digitais que formam um sinal OFDM de tempo discreto em fase e de quadratura, respectivamente. A diferença entre as taxas de amostragem do receptor e aquelas do transmissor é o deslocamento de taxa de amostragem, delta fCk = fCk_r -fck t· Os sinais OFDM de tempo discretos em fase e de quadratura não filtrados a partir dos ADCs 36 e 38 passam então através de filtros digitais 42 e 44 de banda baixa, respectivamente. A saída dos filtros 42 e 44 digitais de banda baixa são amostras filtradas em fase e de quadratura, respectivamente, do sinal OFDM recebido. Dessa forma, o sinal OFDM recebido é convertido em amostras em fase (qi) e de quadratura (pi) que representam os componentes de valor real e imaginário, respectivamente, do sinal OFDM de valor complexo, ri = qi + jpi. Essas amostras em fase e de quadratura (de valor real e de valor imaginário) do sinal OFDM recebido são então entregues ao FFT 46. Observar que em algumas implementações convencionais do receptor 10, a conversão de analógico/digital é feita antes do processo de mistura IF. Em uma tal implementação, o processo de mistura envolve o uso de misturadores digitais e um sintetizador de freqüência digital. Observar também que em muitas implementações convencionais do receptor 10, a conversão de digital/analógíco é realizada após a filtração. FFT 46 realiza a Transformação Fourier Rápida (FFT) do sinal OFDM recebido para recuperar as seqüências de sub-símbolos de domínio de freqüência que foram usadas para modular as subportadoras durante cada intervalo de símbolo OFDM. FFT 46 distribui então essas seqüências de sub-símbolos para um decodificador 48. O decodificador 48 recupera os bits de dados transmitidos a partir das seqüências dos sub-símbolos de domínio de freqüência que são entregues ao mesmo a partir da FFT 46. Essa recuperação é realizada mediante decodificação dos sub-símbolos de domínio de freqüência para se obter uma seqüência de bits de dados que equivalería idealmente à se-qüência de bits de dados que foi alimentada ao transmissor OFDM. Esse processo de decodificação pode incluir decodificação Viterbi programável e/ou decodificação Reed-Solomon, por exemplo, para recuperar os dados a partir dos sub-símbolos codificados em bloco e/ou de forma convolucional.

De acordo agora com a Figura 2, é mostrado um quadro 50 de símbolos OFDM exemplares da presente invenção. O quadro 50 de símbolos inclui uma seqüência de treinamento ou símbolo 52 contendo valores conhecidos de transmissão para cada subportadora, na portadora OFDM, e um número predeterminado de prefixo cíclico 54, e pares de dados 56, de usuário. Por exemplo, os padrões de LAN sem fio propostos ETSI- BRAN HIPERLAN/2 (Europa) e IEEE 802.11a (USA), incorporados aqui como referência, atribuem 64 valores ou símbolos conhecidos (isto é, 52 valores não-zero e 12 valores zero) aos símbolos de treinamento selecionados de uma seqüência de treinamento (por exemplo, "símbolo C de treinamento" do padrão ETSI proposto e "símbolo de treinamento OFDM longo" do padrão IEEE proposto). Dados 56 de usuário têm um número predeterminado de pilotos 58, contendo também valores conhecidos de transmissão, embutidos em subportadoras predeterminadas. Por exemplo, os padrões ETSI e IEEE propostos têm quatro pilotos localizados em compartimentos ou subportadoras t 7 e i 21, Embora a presente invenção seja descrita como operando em um receptor que está de acordo com os padrões propostos de LAN sem fio ETSI-BRAN HIPERLAN/2 (Europa) e IEEE 802.11a (USA), é considerado como incluído no conhecimento daqueles versados na técnica implementar os ensinamentos da presente invenção em outros sistemas OFDM.

Com referência agora â Figura 3, é mostrada uma modalidade exemplar da presente invenção. Embora a presente invenção seja ilustrada como distinta dos elementos do receptor OFDM da Figura 1, aqueles versados na técnica prontamente conceberão que a presente invenção pode ser integrada aos elementos do receptor OFDM, como mostrado na Figura 4 discutido abaixo. Contudo, a presente invenção é ilustrada como um sistema de compensação de deslocamento de freqüência de portadora distinto com a finalidade de clareza, facilidade de referência e para facilitar um entendimento da presente invenção.

Com referência agora à Figura 3, é mostrado um sistema 60 de compensação de deslocamento de freqüêncía de portadora. Deve ser observado que o sistema 60 pode ser incorporado em software, hardware, ou alguma combinação dos mesmos. O sistema 60 inclui uma pluralidade de laços de bloqueio de fase de segunda ordem que compartilham um integrador comum. Como discutido abaixo em detalhe adicional, a pluralidade de laços de bloqueio de fase permite a remoção de erros de fase de piloto independente (isto é, rotações de fase) causados por um canal de variação de tempo e, dessa forma, facilita a mediação construtiva da informação de fase do piloto para derivar uma estimativa de deslocamento de frequência de portadora. Deve ser observado adicionalmente que mediante compartilhamento de um integrador comum, a mediação de ruído é vantajosamente realizada em múltiplos pilotos para derivar uma estimativa mais adequada do deslocamento de frequência de portadora.

Mais especificamente, há N laços de bloqueio de fase de segunda ordem (PLLs) onde N representa o número de pilotos processados pelo sistema 60. Cada PLL de segunda ordem inclui um derotator ou multiplicador complexo 62, um detector 64 de erro de fase, um estágio 66 de ganho proporcional, um somador 74, um oscilador numericamente controlado (KfCO) 76, e uma tabela 78 de consulta de Sen/Cos. Os PLLs de segunda ordem também compartilham uma unidade 68 de mediação, um estágio 70 de ganho integral e um integrador 72 que são acoplados entre o detector 64 de fase e o somador 74 de cada PLL. Uma tabela 80 de Sen/Cos pode ser acoplada à saída do integrador 72 e a uma entrada de um equalizador 82. Adicionalmente, um arranjo de calculador 84 de diferença de fase, comparador 86 e corretor 88 de deslocamento de janela FFT, pode ser acoplado à saída dos NCOs 76 dos PLLs de segunda ordem, como discutido em detalhe adicional abaixo.

Em operação, cada piloto 58 de um segmento 56 de dados de usuário é processado por um PLL separado e é mediado com outros pilotos 58 de um segmento 56 de dados de usuário. Mais especificamente, cada derotator 62 multiplica um piloto recebido por um número complexo (representando uma correção independente de erro de fase) para conduzir o erro de fase independente no sentido de zero.

Cada derotator 62 passa o piloto processado para um detector 64 de erro de fase. Cada detector 64 de erro de fase deriva um erro de fase do piloto. Uma forma exemplar de derivar erro de fase é mediante cálculo da diferença entre uma fase ideal conhecida do piloto e a fase atual do piloto recebido. 0 uso de outras técnicas de derivação de erro de fase, conhecidas daqueles versados na técnica, é considerado dentro do escopo da presente invenção. Em cada PLL, o erro de fase é passado para um estágio 66 de ganho proporcional associado bem como para a unidade 68 de mediação compartilhada. Cada estágio 66 de ganho proporcional gradua o erro de fase recebido (representando a rotação de fase independente do piloto) em um incremento predeterminado utilizável pelo NCO 76 associado de cada PLL. A unidade 68 de mediação media os valores de erro de fase recebidos para todos os pilotos em um segmento de dados de usuário determinado e passa o erro médio (representando a rotação de fase média para todos os pilotos em um determinado segmento de usuário) para o estágio 70 de ganho integral. 0 estágio 70 de ganho integral gradua o erro de fase médio em um incremento predeterminado utilizável por cada NCO 76 bem como pela tabela 80 de consulta de Sen/Cos, como discutido em detalhe adicional abaixo. 0 integrador 72 integra os erros de fase médios graduados recebidos a partir do estágio 70 de ganho integral e e-mite um erro de fase graduado integrado representando o erro de fase comum para todos os pilotos através de múltiplos segmentos de dados de usuário. Deve ser observado que uma parte do erro de fase graduado integrado será devido às rotações de fase independentes dos pilotos até que seja atingida uma certa condição de bloqueio, como discutido abaixo. O somador 74 de cada PLL soma o erro de fase independente recebido a partir do estágio 66 de ganho proporcional associado e o erro de fase comum recebido a partir do integrador 72. O valor resultante representa a rotação de fase comum para todos os pilotos como ajustado pela rotação de fase piloto independente, causada pelo canal de variação de tempo. Com referência agora às Figuras 5 e 6, ilustrações gráficas de erros de fase comuns, erros de fase independentes, e erros de fase ajustados, são mostradas para dois PLLs. A saída de erro de fase ajustada a partir de cada somador 74 é passada para um NCO 76 associado que acumula erros de fase recebidos gradualmente. Cada tabela 78 de consulta de um determinado PLL converte a saída de um NCO 76 associado em um fasor. O fasor é passado de volta para o de- rotador 62 associado que multiplica o próximo piloto recebido pelo fasor para girar o piloto de tal modo que o erro de fase independente é conduzido para zero.

Além dos laços de bloqueio de fase de segunda ordem, uma tabela 80 de Sen/Cos é acoplada ao integrador 72 para converter, após uma condição de bloqueio predeterminada, a saída do integrador 72 em uma estimativa de deslocamento de freqüência de portadora usada pelo equalizador 82 para ajustar a rotação de fase das derivações de equalizador. Deve ser observado que a estimativa de deslocamento de freqüência de portadora pode ser passada para outras unidades de processamento (não mostradas) para correção do deslocamento de freqüência de portadora. Uma condição de bloqueio exemplar é quando a saída do integrador 72 fica compreendida em uma faixa predeterminada através de um período de tempo predeterminado. Uma tal ocorrência indica que os PLLs atingiram estados estáveis e os erros de fase independentes foram removidos. Deve ser observado que um único PLL de tempo compartilhado pode preferivelmente ser usado em vez da pluralidade de PLLs mostrados na Figura 3 para processar os pilotos e remover os erros de fase independentes a partir dos pilotos.

Como discutido acima, a freqüência do relógio de amostragem do receptor pode diferir ligeiramente da freqüência do relógio de amostragem do transmissor. Se houver uma diferença de freqüência, o posicionamento de janela FFT com relação ao sinal recebido pode derivar gradualmente com o tempo. A derivação de janela FFT resultará em uma rotação de fase das subportadoras OFDM recebidas. A rotação de fase pode gerar erros nos dados de usuário recuperados pelo receptor OFDM. 0 arranjo de calculador 84 de diferença de fase, avaliador 85 de diferença de taxa de fase e unidade 88 de sincronização de janela FFT é dirigido à compensação e correção do deslocamento de janela FFT.

Mais especificamente, o calculador 84 de diferença de fase calcula a diferença entre os valores emitidos a partir de um determinado par de NCOS 76. Essa diferença é igual â diferença de fase entre um determinado par de subportadoras piloto em um segmento de dados de usuário. Deve ser observado que os valores NCO girarão após alcançar + pi. Portanto, o calculador 84 de diferença de fase monitora o número de vezes que o valor de cada NCO 76 excede + pi para calcular de forma precisa a diferença de fase entre os valores emitidos a partir de um determinado par de NCOs 76. A diferença de fase calculada é passada para o avaliador 86 de diferença de taxa de fase e unidade 88 de sincronização de janela FFT, A unidade 88 de sincronização de janela FFT compara a diferença de fase calculada com uma diferença de fase limite (por exemplo, uma diferença de fase representativa de um deslocamento de janela FFT de uma amostra) e controla a posição de uma janela FFT a montante (por exemplo, muda a janela mediante uma amostra) se a diferença de fase calculada exceder a diferença de fase limite. Dessa maneira, o deslocamento de janela FFT de uma FFT a montante pode ser corrigido periodicamente quando a diferença de fase calculada exceder uma diferença de fase limite predeterminada. 0 ava- liador 86 monitora a taxa de mudança da diferença de fase calculada em relação a múltiplos segmentos de dados de usuário. 0 avaliador 86 gera um valor de ajuste de equalizador que pode ser combinado (por exemplo, através do somador 74) com a saída do integrador 72 de tal modo que a saída de deslocamento de freqüêncía-portadora a partir da tabela 80 de Sen/Cos é compensada pela diferença de fase em mudança contínua entre os valores emitidos a partir de um determinado par de NCOS 76. Dessa maneira, as derivações de equalizador de um equalizador a jusante podem ser giradas continuamente para compensar uma janela FFT que flutua gradualmente.

Com referência agora à Figura 4, a presente invenção é integrada a um receptor OFDM exemplar da Figura 1, como mostrado. Mais especificamente, o sistema 60 é acoplado às saídas do FFT 46 e às entradas de uma unidade de processamento que compensa um erro de freqüência de portadora (por exemplo, equalizador 82 da Figura 3 e/ou uma unidade de correção de deslocamento de frequência de extremidade frontal (não mostrada)). Adicionalmente, uma saída do sistema 60 é realimentada ao FFT 46. Com esse arranjo, o sistema 60 extrai pilotos a partir das amostras OFDM recebidas a partir do FFT 46 e deriva uma estimativa de deslocamento de freqüência livre dos erros de fase independentes causados por um canal de variação de tempo. O sistema 60 também processa os pilotos extraídos para compensar (por exemplo, no equalizador 82) e corrigir (por exemplo, no FFT 46) a derivação de janela FFT.

Claims

1. Método para processar um sinal de Multiplexação por Divisão de Frequência Ortogonal (OFDM) em um receptor OFDM, o método sendo CARACTERIZADO por compreender as etapas de: receber o sinal OFDM; extrair uma pluralidade de pilotos a partir do sinal OFDM recebido; processar (62-78) a pluralidade de pilotos extraídos para reduzir erros de fase independentes, os erros de fase independentes representando rotações de fase de piloto independentes causadas por um canal de variação de tempo; e derivar (80) uma estimativa de deslocamento de frequência de portadora a partir da pluralidade de pilotos processados após os erros de fase, independentes, terem sido reduzidos a um valor predeterminado.

2. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO adicionalmente por compreender a etapa de: corrigir (82) um deslocamento de frequência de portadora utilizando a estimativa de deslocamento de frequência de portadora.

3. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que a etapa de processar inclui passar cada piloto da pluralidade de pilotos através de um laço de bloqueio de fase distinto (62-66, 74-78) .

4. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que a etapa de processar inclui passar cada piloto da pluralidade de pilotos através de um laço de bloqueio de fase de tempo compartilhado.

5. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que a etapa de derivar uma estimativa de deslocamento de frequência de portadora inclui as etapas de: calcular (68, 70) um erro de fase comum para a pluralidade de pilotos, o erro de fase comum sendo representativo de uma rotação de fase de piloto média causada por um deslocamento de freqüencia de portadora; integrar (72) o erro de fase comum para reduzir os efeitos de ruído; e derivar (80) a estimativa de deslocamento de frequência de portadora a partir do erro de fase comum integrado.

6. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o valor predeterminado é substancialmente zero.

7. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o valor predeterminado é selecionado de tal modo que a estimativa derivada de deslocamento de freqüência de portadora é substancialmente constante.

8. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO adicionalmente por compreender as etapas de: calcular (84) uma diferença de fase entre um par predeterminado de pilotos extraídos; comparar a diferença de fase calculada, com um valor limite, o valor limite sendo representativo de um deslocamento de janela FFT predeterminado; e ajustar (88) uma janela FFT de um módulo FFT a montante se a diferença de fase calculada exceder o valor limite.

9. Método, de acordo com a reivindicação 8, CARACTERIZADO pelo fato de que a etapa de derivar uma estimativa de deslocamento de freqüência de portadora inclui a-dicionalmente as etapas de: monitorar (86) a taxa de mudança da diferença de fase calculada; e ajustar (74) a estimativa derivada de deslocamento de freqüência de portadora para compensar a taxa de mudança monitorada, a taxa de mudança monitorada sendo representativa de uma rotação de fase devido a um deslocamento de janela FFT.

10. Método, de acordo com a reivindicação 1, CARACTERIZADO pelo fato de que o receptor OFDM é implementado em um dentre um adaptador LAN sem fio, um terminal de rede doméstica, um terminal portátil, e um terminal de mesa.

11. Sistema para processar um sinal de Multiplexa-ção por Divisão de Freqüência Ortogonal (OFDM), o sistema sendo CARACTERIZADO por compreender; módulo de processamento (62-78) para receber uma pluralidade de pilotos de um sinal OFDM, e para reduzir um erro de fase independente de cada piloto, o erro de fase independente sendo representativo de uma rotação de fase de piloto independente causada por um canal de variação de tempo; e um módulo (80) avaliador de deslocamento de freqüência de portadora acoplado ao módulo de processamento, o módulo avaliador de deslocamento de freqüência de portadora derivando uma estimativa de deslocamento de freqüência de portadora a partir da pluralidade de pilotos após o erro de fase independente de cada piloto ser reduzido a um valor predeterminado.

12. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o receptor OFDM é implementado em um dentre um adaptador de LAN sem fio, um terminal de rede doméstica, um terminal portátil, e um terminal de mesa.

13. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o valor predeterminado é substancialmente zero,

14. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o valor predeterminado é selecionado de tal modo que a estimativa derivada de deslocamento de freqüência de portadora é substancialmente constante.

15. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o módulo de processamento inclui uma pluralidade de laços (62-66, 74-78) de bloqueio de fase, cada laço de bloqueio de fase sendo dedicado a um piloto predeterminado dentro de um segmento de dados de usuário.

16. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o módulo de processamento inclui um laço de bloqueio de fase de tempo compartilhado sincronizado para processar todos os pilotos dentro de um segmento de dados de usuário.

17. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de que o módulo avaliador de deslocamento de freqüência de portadora inclui: uma unidade de mediação (68) para calcular um erro de fase comum para a pluralidade de pilotos, o erro de fase comum sendo representativo de uma rotação de fase piloto média causada por um deslocamento de freqüência de portadora; e uma unidade (72) de integração para integrar o erro de fase comum para reduzir os efeitos de ruido.

18. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO pelo fato de gue o módulo de processamento inclui adicionalmente: um calculador (84) de diferença de fase para calcular uma diferença de fase entre dois pilotos predeterminados dentro de um segmento de dados de usuário; e uma unidade (88) de sincronização de janela FFT para ajustar o posicionamento de uma janela FFT a montante se a diferença de fase calculada exceder um valor predeterminado .

19. Sistema, de acordo com a reivindicação 18, CARACTERIZADO pelo fato de gue o módulo de deslocamento de freqüência de portadora inclui adicionalmente: um avaliador (86) de diferença de taxa de fase acoplado ao calculador (84) de diferença de fase para monitorar a mudança da diferença de fase calculada através de múltiplos segmentos de dados de usuário, o avaliador (86) compensando o deslocamento de freqüência de portadora derivado para rotações de fase devido a uma janela FFT flutuante .

20. Sistema, de acordo com a reivindicação 11, CARACTERIZADO por compreender adicionalmente: meio para extrair a pluralidade de pilotos a partir do sinal OFDM; meio para remover (62-78) os erros de fase independentes a partir de cada um dos pilotos extraídos, os erros de fase independentes sendo representativos de rotações de fase independentes causadas por um canal de variação de tempo; meio para processar (84, 88) os pilotos extraídos para compensar uma flutuação de janela FFT; e em que a estimativa de deslocamento de frequência de portadora é derivada após o erro de fase independente de cada piloto ser reduzido a um nivel predeterminado e após a compensação da flutuação de janela FFT.