BR112012012007A2

BR112012012007A2 - sistema e processo de emissão recebimento de um sinal numérico sobre via rádio.

Info

Publication number: BR112012012007A2
Application number: BR112012012007-7A
Authority: BR
Inventors: Pierre-André Laurent
Original assignee: Thales
Priority date: 2009-11-20
Filing date: 2010-11-18
Publication date: 2020-08-11
Also published as: US8804868B2; FR2953084A1; KR20120107091A; WO2011061255A1; ZA201203675B; IL219828A0; IL219828A; ES2439321T3; JP5747287B2; CA2781137A1; KR101718573B1; JP2013511876A; EP2504963A1; EP2504963B1; PL2504963T3; FR2953084B1; CA2781137C; US20120275537A1

Abstract

SISTEMA E PROCESSO DE EMISSÃO RECEBIMENTO DE UM SINAL NUMÉRICO SOBRE VIA RÁDIO. A presente invenção refere-se a um processo de modulação com amplitude constante e fase contínua de dados numéricos e de desmodulação desse sinal modulado, esses dados apresentando-se sob a forma de símbolo a (n) podendo assumir um número M de estados pelo menos igual a 2, caracterizado pelo fato de comportar à emissão um oscilador comandado por tensão (VCO), cujo comando é a soma de impulsos he (a(n), t- n T), cuja forma e cuja amplitude depende do valor de a(n) e comportar ao recebimento um filtro único de resposta impulsional C0(t), independentemente do valor de M à emissão, essas funções h0 e C0 sendo caracterizadas por vários parâmetros que se otimizam, quando da concepção do sistema, a fim de se obter na saída do filtro C0 uma constelação a mais próxima possível da constelação teórica.

Description

D Relatório Descritivo da Patente de lnvenção para "SISTEMA E

PROCESSO DE EMISSÂO RECEBIMENTO DE UM SINAL NUMÉRICO SOBRE VIA RÁDIO". A invenção refere-se a um processo de emissão-recebimento de 5 um sinal numérico sobre via rádio, esse sinal numérico compreendendo uma informação modulada com uma modulação com amplitude constante ou quase constante e o sistema que permite sua aplicação. A invenção é notadamente utilizada no campo das telecomuni- cações numéricas sobre via rádio, quando se deseja aumentar o rendimento 10 do emissor, fazendo-o funcionar parcial ou totalmente com saturação. A invenção se aplica notadamente para modulações com fase contínua ou CpM (abreviatura anglo-saxônica de Continuous Phase Modula- tion). Ela encontra sua utilização nos sistemas de telefonia móvel GSM, utili- zando uma modulação GMSK, abreviatura anglo-saxônica de Gaussian Mi- . 15 nimum shin Keying.

. - De maneira mais geral, ela pode ser utilizada para todas as mo- dulações que apresentam uma amplitude constante ou quase constante. Na sequência da descrição, o Requerente utilizará as seguintes definições: 20 - o termo "estado" de um sÍmbolo é utilizado para designar a re- presentação no plano complexo desse símbolo; - o termo "constelação" de uma sequência de sÍmbolos comple- xa é utilizado para designar a representa desses sÍmbolos no pIano comple- xo. 25 O termo h, (a(n), t) é a resposta impulsional de um filtro, cuja en- trada é a(n) l5(t- n T) é o impulso de frequência associada ao sÍmbolo a(n). Em certos sistemas de telecomunicações atuais, a utilização de modulações com amplitude constante, por exemplo, modulações de fase ou de frequência, é preferida, pois estas últimas permitem maximizar o alcance 30 desses sistemas. Com efeito, a potência de emissão é constante e máxima nesse caso. No caso de uma modulação com fase contínua, duas vantagens são conhecidas: - uma ocupação espectral racional que leva a uma interferência reduzida entre canais de transmissão adjacentes; - uma amplitude constante que permite utilizar os amplificadores 5 de saída dos emissores ao máximo da respectiva potência, sem se preocu- par muito com sua linearidade em amplitude. lsto permite otimizar o balanço de ligação, com potência média de emissão determinada.

Dentre essas modulações, uma das mais utilizadas, em particu- lar na radiotelefonia móvel, é a modulação GMSK.

Esta foi retida, em razão 10 de seu espectro em frequência que apresenta uma diminuição máxima em função do desvio em relação à frequência portadora.

É uma modulação biná- ria (portanto, com dois estados) e de tipo diferencial no sentido de, quando dois bits sucessivos a transmitir são diferentes (0/1 ou 1/0), a portadora sofre r- - uma rotação de fase total de + n /2 e de - 7t /2, no caso contrário. 15 As modulações CPM são na prática completamente definidas e

- por um impulso de frequência e pelo Índice de modulação h, tal que a média do valor absoluto da rotação de fase vale h tc.

A maior parte do tempo, e por razões de simplicidade de utilização do receptor, h vale '4. Ao contrário, a duração do impulso de frequência associada a 20 um bit determinado não está limitada à duração de um bit.

Assim, para a modulação GMSK evocada anteriormente, ela deveria ser infinita, já que, por definição, a curva Gaussiana é de comprimento infinito.

Na prática, limita-se a uma duração finita (2 ou 3 bits), tal que a degradação dos desempenhos em relação ao caso teórico seja desprezível. 25 Quando se limita ao caso binário, o receptor permanece relati- vamente simples.

Uma teoria elaborada no meio dos anos 1980 exposta na publi- cação "Exact and Approiximate Construction of Digital Phase Modulations by Superposition of Amplitude Modulated Pulses (AMP)", Pierre.

A.

Laurent, 30 IEEE Transactions on Communications, VoL COM-34, N° 2, Fevereiro de 1986, pp 150-160, mostrou que esse tipo de modulações podia ser aproxi- mado por uma modulação de amplitude e de fase cIássica e, portanto, ser

. desmodulada por um receptor de baixa complexidade. lsto só é verdadeiro no caso binário (1 bit, por sÍmbolo). No momento atual, as necessidades em termos de fluxo útil au- mentar muito, se bem que se busca generalizar as modulações CPM a mais 5 de dois estados: quatro estados permitem veicular não um bit por sÍmbolo, mas dois, oito estados 3 bits e 16 estados 4 bits. lnfelizmente, mesmo no caso com 4 estados, o receptor se torna muito mais complexo que no caso com dois estados, pois a interferência en- tre sÍmbolos inerente a esse gênero de modulação complica consideravel- lO mente o problema: o sinal recebido para um sÍmbolo determinado depende de seu estado, assim como daqueles de seus vizinhos e o número de confi- gurações se torna tão importante que não se pode decidir, de forma simples, o valor desse sÍmbolo.

R Quanto mais for assim, o aumento do fluxo passa também pelo 15 aumento da velocidade de modulação e, portanto, pelo aparecimento de problemas devido à propagação: pode ocorrer que em um instante determi- nado se receba o sinal, em vista direta do emissor, mas também uma ou várias réplicas retardadas (reflexos sobre construções, etc.) tendo retardos não desprezíveis em relação à duração de um sÍmbolo, até mesmo nitida- 20 mente superiores. lsto torna ainda mais complexo o receptor.

No conhecimento do Requerente, no caso de uma modulação com amplitude constante ou quase constante, não existe sistema de emis- são-recebimento, de concepção simples, desde que o número de estados considerados seja superior a 2. 25 A invenção se refere a um processo de modulação com amplitu- de constante e fase contínua de dados numéricos e de desmodulação desse sinal modulado, esses dados apresentando-se sob a forma de sÍmbolos que podem assumir um número M de estados superior a 2, caracterizado pelo fato de comportar pelo menos as seguintes etapas: 30 - recuperação dos sÍmbolos a(n) de dados numéricos a transmi- tir, apresentando-se com um intervalo T constante; - associação a cada símbolo a(n) um impulso de frequência ano-

. tada com he (a(n)), impulso de frequência de comprimento L T, com L inteiro superior ou igual a 1, e cuja forma depende explicitamente do valor de a(n), ponderar o impulso de frequência he (a(n), t) pela variação de fa- se total associada a a(n), essa variação de fase total sendo da forma tt 5 (2a(n) - (M-1))/M com a(n) = 0,1,..., M-l, e para um sÍmbolo de valor m, com 0 < = m < M têm uma forma correspondente a uma combinação de 2 K + 1 impulsos elementares: j1e(m. t) = iEl vyni, i) (9(+4 ,,l h Ge. m. b t) + g(In3 "&,, xui Ge, m,b t)) + (1 " 2 ,si "e(nI, ig g(O, CF,, ,n, Ô t) na qual a função g é uma função contínua, de desvio padrão, desvio padrão (j e ponderação w(i) otimizados, a, é o sÍmbolo, assim como 10 várias de suas derivadas sucessivas, a fim de limitar a largura do espectro . · do sinal emitido e tem uma integral igual a 1, K , o grau de liberdade associ- ado ao peso W(i), - - aplicação da soma dos impulsos ponderados sucessivos à en- trada de um oscilador comandado por tensão (25), a fim de gerar o sinal a 15 emitir, - filtragem (23) ao recebimento o sinal recebido por um filtro úni- co de resposta impulsional CQ(t), independentemente do número de estados da modulação; os parâmetros dos impulsos de frequência he(a(n), t) e Co(t) sen- 20 do ajustados de maneira a minimizar a interferência inter-símbolos.

A função g(a, (j, t) é, por exemplo, uma gaussiana normalizada de média a, ponto em torno do qual é centrada a função de desvio padrão o, e t um instante determinado.

A função g(a, (j, t) é, por exemplo, uma gaussiana normalizada 25 de média a e de desvio padrão (j ou qualquer outra função de Iargura e de posição ajustáveis tendo suficientemente de graus de continuidade.

O filtro de recebimento de resposta impulsional Co(t) pode ser construído da seguinte maneira: escolher um impulso de recebimento h,(t) construída segundo o mesmo método que os impulsos He@,t), a saber:

K hÁt) = ifi Wr(i) (9(+%, b C5,,j, t) + g(-a,, i, g,, b t)) +(1-2 ,9; w,(i))g(0,6,.bt) na qual a função g é uma função contínua, de desvio padrão desvio padrão (j e ponderação w(i) otimizados, a, é o sÍmbolo, assim como várias de suas derivadas sucessivas, a fim de limitar a largura de espectro 5 do sinal emitido e tem uma integral igual a 1, K , o grau de Iiberdade associ- ado ao peso w(i), calcular a integral de h,(t), anotada com f,(t): rt f,(t) = i h,(x) dx J~ depois a função So(t), dada por: SQ(t) = siq g©) 0 sislt S0(t)=sinl;(1-E(t-LT))) LT £t£2LT e enfim a componente do filtro adaptado C0(t): CQ(t) = :tt SQ(t + 1T) A invenção se refere a um processo desmodulação utilizando as etapas do processo expostos antes no caso em que a função g(a, (j, t) é uma gaussiana normalizada de média a e de desvio padrão 2 ou qualquer outra função de largura e de posição ajustáveis tendo suficientemente graus de continuidade. De acordo com um modo de realização, o processo pode com- portar a inserção de filtros passa-banda inseridos à emissão e/ou ao recebi- mento para limitar a largura de banda do sinal emitido e/ou evitar receber misturadores defasados em frequência. A otimização dos coeficientes que definem os impulsos de frequência he(m, t) ou he(a (n), t) e o filtro de recebi- mento Co(t) é feita para minimizar a interferência inter-símbolos, consideran- do-se a influência do(s) filtro(s) interposto(s). A invenção se refere também a um sistema que permite a apli- cação do processo, de acordo com a invenção, esse sistema de modulação com amplitude constante e faze contínua de dados numéricos e de desmo-

- dulação desse sinal modulado, esses dados apresentando-se sob a forma de sÍmbolos que podem assumir um número M de estados superior a 2, ca- racterizado pelo fato de comportar pelo menos os seguintes elementos: - um módulo de emissão, comportando um banco de filtros tendo 5 uma função de transferência determinada pela aplicação do processo; - um somador combinando esses sÍmbolos modulados; - um oscilador comandado em tensão; - um filtro único de resposta impulsional CQ(t), independentemen- te do número de estados da modulação, os valores dê CQ(t) sendo obtidos 10 executando-se as etapas do processo.

P Outras características e vantagens do processo e do sistema, de acordo com a invenção, aparecerão melhor com a Ieitura da descrição que se segue de um exemplo de realização dado a título ilustrativo e de modo , 4 nenhum ilustrativo e de modo nenhum limitativo anexado das figuras que 15 representam: · a figura 1, a produção de um sinal para as modulações com fase contínua; · a figura 2, a representação do impulso gerado por um bit úni- co na saída de filtro; 20 · a figura 3, um exemplo de receptor, segundo o estado da téc- nica conhecida; · a figura 4a, um exemplo de constelação (valores de D (n T) na figura 3), para o caso com quatro estados e a figura 4b um exemplo de cons- telação obtida para o caso com oito estados; 25 · a figura 5, um exemplo de arquitetura de emissor, de acordo com a invenção; · a figura 6a, os impulsos de frequência he(0), he(1), he(2) e he(3) no nível do emissor, no caso de uma modulação com quatro estados, a figura 6b, a resposta impulsional do filtro adaptado ao recebimento, a figura 30 6c, o espectro em frequência para uma modulação binária, a figura 6d, o espectro em frequência para uma modulação com quatro estados e mais; · as figuras 7a, 7b, 7c e 7d, as constelações finais obtidas, a-

pós desmodulação de um sinal modulado e desmodulado, executando as etapas do processo, de acordo com a invenção; · a figura 8, um exemplo de espectro em frequência confinado; e 5 · a figura 9, a constelação obtida, quando o espectro em frequ- ência é confinado.

A fim de fazer compreender melhor o objeto da presente inven- ção, o requerente vai descrever um sistema de emissão - recebimento para um sinal numérico modulado com uma modulação com amplitude constante ou quase constante de tipo CPM.

Para isso, um lembrete sobre os princípios das modulações CPM vão ser expostos em uma primeira etapa.

Lembrete sobre as modulações com fase contínua (CPM) A figura 1 representa um esquema de modulação com fase con- tínua.

Os dados a transmitir se apresenta sob a forma de uma sequência com uma sucessão de sÍmbolos a(n). Um ou vários bits são associados a um sÍmbolo a transmitir.

Se o sÍmbolo a(n) veicular um bit de informação, sua constelação comportará dois estados se veicular dois bits, sua constela- ção comportará quatro estados e assim sucessivamente, para um sÍmbolo que veicula n bits, sua constelação comportará 2' estados.

A duração de um sÍmbolo é T; o inverso de T, expresso em BAUDS, é a velocidade de modu- lação.

Para uma série de impulsos de Dirac espaçados uns dos outros de uma duração igual a T, a saber a(n) õ(t - n T): os valores dos sÍmbolos a(n) definem a informação a transmitir via essa série de impuisos.

Para uma modulação binária, os símbolos a(n) assumem apenas os valores 0 ou 1. O valor 0 dá lugar a uma rotação de fase de h tt e o valor 1 a uma rotação de fase de - h n.

A constante h é denominada o índice de modulação e vale mais frequentemente '4. Seja enfim um impulso descrito por uma função h(t) define em uma duração igual a L T (L inteiro) e nula e cuja integral de 0 a L T vale 1. A sequência dos impulsos de Dirac, após transformação em ro-

- tações da fase, é combinada com (filtrada por) h(t), 1, e o resultado ataca um modulador 2 de frequência (denominado também VCO para "Voltage Con- trolled Oscillator") que gera um sinal centrado sobre a frequência de emissão e defasado em relação a ela de uma quantidade proporcional à sua entrada. 5 O sinal de saída do modulador de frequência é dado pela fórmu- la: '\ S(t)=ajsl2KFc,t+ E a(n) rI h(x-nT)dx] m n = -m J . m /(1) Em anotação complexa, mais condensada e mais cômoda de manipular, a relação (1) se torna:

OQ S(t)= TI eja(n)f(t-nT) n = "" (2) 10 na qual a função fluido de f(t) é a integral de h(t), valendo 0 para . " ter negativo e 1 se t for superior a L T, o símbolo 1t corresponderá à multipli- cação. . A figura 2 ilustra um exemplo de um impulso h(t) e f(t) com L = 3, que é uma Gaussiana de desvio padrão 0,35 T. 15 A desmodulação coerente necessita de conhecer a "fase de re- ferência" da portadora, a fim de se assegurar que um sinal emitido com uma fase determinada seja bem visto pelo receptor com a mesma fase. Ela ne- cessita, portanto, um sistema de estimativa da fase que utiliza frequente- mente sÍmbolos conhecidos a priori inseridos no sinal modulado. 20 Um esquema de receptor, segundo a técnica possÍvel, é ilustra- do na figura 3. O sinal S(t) recebido pelo desmodulador ao qual se acrescenta ruído ligado à transmissão é filtrado por um filtro adaptado 10, isto é, um fil- tro linear ótimo, permitindo maximizar a relação sinal com ruído. O resu itado 25 dessa operação X(t) é em seguida transmitido a um módulo 11 que estima a rotação de fase fornecida pelo canal de transmissão e o receptor, a saída desse módulo multiplica X(t) com o auxílio de um módulo de multiplicação complexa 12 pelo conjugado da rotação de fase estimada.- O sinal X(t) é também colocado em entrada de um módulo 13 que estima o instante de

- amostragem ótima (sincronização sÍmbolo). O sinal X(t), após correção de fase é em seguida transmitido a um módulo de tomada de decisão 14 que recebe um sinal de sincronização ao ritmo sÍmbolo 13, que permite determi- nar o valor do sÍmbolo decidido D(n T) recebido no instante n T. 5 As constelações obtidas pelos sinais D(n T) estão representadas nas figuras 4a, 4b. Existem, na realidade, nesse exemplo, duas constelações distintas, segundo a paridade do símbolo corrente. É por isso que as figuras 4a, 4b mostram as duas constelações separadamente, respectivamente nos casos com quatro estados e com oito estados. 10 Em teoria, na ausência de interferências intersímbolos, as cons- telações deveriam comportar unicamente 2, 4, 8 ou 16 pontos regularmente repartidos sobre um circulo centrado na origem, o número de pontos sendo igual ao número de estados.

- - O simples exame visual dessas figuras 4a e 4b (obtidas no caso 15 em que o sinal não tem ruído) mostra em que ponto pode ser difícil decidir o " " valor do sÍmbolo corrente dentre 4 (8) possibilidades devido à interferência que pode existir entre os sÍmbolos. Essa interferência é inevitável, quando a duração L T do impulso de frequência é superior a T, duração de um sÍmbolo e amplificada pelo efeito de arrastamento do filtro adaptado 10 na figura 3. 20 A figura 5 representa um exemplo de arquitetura para um emis- sor, de acordo com a invenção. A informação a ser emitida se apresenta, como foi dito, sob a forma de uma sucessão de sÍmbolos a(n), o valor do sÍmbolo a serem emiti- dos sendo no caso, por convenção, igual a 0, 1, ... M - 1. Por exemplo, a in- 25 formação pode se apresentar sob a forma de uma sequência de impulsos de Dirac. A sequência a(n) Õ(t - nT) é transmitida, por um lado, a um módulo de rotação de fase 21, produzindo na saída o valor O(n) = n [2 a(n) - (M - 1)] / M e em paralelo a um desmultiplexador 22. A partir desse valor B(n) e da sequ- ência de sÍmbolos, o desmultiplexador 22 extrai as fases El(n) que constituem 30 uma tradução da informação a ser emitida. Cada uma das fases extraídas é transmitida a um filtro determinado em um banco de M filtros 23, cuja função de transferência he(m, t) possui uma estrutura que é detalhada depois na

- descrição. Esse banco de fiitros tem notadamente por função modular os sÍmbolos antes de transmitir individualmente a um somador 24 que combina os sÍmbolos a"(n) modulados, antes de transmiti-los a oscilador comandado em tensão ou VCO 25 e a um módulo de emissão 26.

5 O receptor é idêntico àquele descrito na figura 3 com, como dife- rença essencial, o fato de a interferência inter-símbolos apresenta no sinal D(n T) é extremamente reduzida, o que simplifica o receptor que não tem mais necessidade de compensar essa interferência inter-símbolos.

Constatação preliminar 10 Em uma versão anterior da invenção, a relação sinal / ruído 'in- trínseco" (ligada à interferência intersímbolos residual) é da ordem de 20 d8.

O que significa que esse ruído estará presente, quer a ligação seja boa ou seja má.

Por exemplo, ele é a causa de uma degradação dos desempe- . « 15 nhos que pode ser não desprezível: se o ruído externo for 20 d8 abaixo do ^ sinal, o ruído intrínseco (de mesma intensidade) vem aí se acrescentar, se bem que os desempenhos são o que eles seriam com uma relação sinal / ruído de 17 d8, sem ruído intrínseco. Convém, portanto, diminuir sensivel- mente esse ruído, o que é o objeto mesmo da presente invenção. 20 Do lado emissor A ideia consiste em modificar em uma primeira etapa o modula- dor, segundo a técnica anterior da parte emissor que utilizava uma função he(t) igual a uma combinação de K + 1 gaussianas, dada por: k he(t) = ,E, w(i) h(t -i T) avec k ,E, w(i) = 1 Avec = com 25 Havia, portanto, K graus de Iiberdade para escolher os "pesos" w(i) ou coeficientes de ponderação das gaussianas combinadas. A ideia diretriz da presente invenção consiste em aumentar o número de graus de liberdade para perfazer a otimização. A fim de melhor ilustrar o processo e o sistema, de acordo com a

- invenção, a explicação vai ser dada, considerando-se como função de base uma gaussiana anotada g(a, (j, t), a saber a gaussiana normalizada, centra- da em a e de desvio padrão (j. Sem se sair do âmbito da invenção, a função pode também ser qualquer função de largura e de posição ajustáveis, tendo 5 um número de graus de continuidade determinado.

A função h,(t) será substituída por uma combinação simétrica de 2 k + 1 gaussianas de médias, desvio padrão (j e ponderação W(i) otimiza- dos e isto em função do valor m do sÍmbolo a ser transmitido (0 "= m " M) com M = 2, 4, 8, 16, conforme os casos: L(m t) = ,fi, We(ín, i) (9(+%, n,b G,,,U t) + g(-ae,n,,b cy,, n,h t)) + (1 " 2 i _L" l we(nl, i)" g(O, Õe, m, g t) 10 O número de graus de Iiberdade passa então a 3 K + 1, para ca- da um dos M / 2 impulsos de frequência, o que permite a otimização mais & " impulsionada. M / 2, pois os impulsos de frequência para uma variação de fase dados estão em oposição àqueles para uma variação de fase contrária. ^ Se com o índice m for associada a uma variação de fase de 0(n), 15 geralmente dada por: B(ni) = G(2 m- (M- 1)) D(m) = S(2 m- (m- 1)) e que o suporte de h,(m, t) vale L T (T = duração do sÍmbolo) a frequência instantânea t será então dada por: L-l f(nT+í)= E B(n1n-i)he(mn-i.T +iT)pour0<í<T i=ô na qual m, é o valor do sÍmbolo corrente a emitir no instante n T. os diferentes valores de forma de onda assim obtidos serão, por 20 exemplo, memorizados em uma memória morta para gerar numericamente os impulsos de frequência a serem emitidos. A variação de fase associada a cada sÍmbolo a(n) formando a in- formação a ser transmitida é filtrada via o filtro h,(a(n), t) antes de ser trans- mitida a um somador, depois ao VCO. 25 Do lado receptor No artigo citado na introdução, foi demonstrado que no caso do \

- binário, o sinal CPM pode ser decomposto em impulsos elementares reais modulados em fase e que a primeira dentre eles, anotado com CQ(t) veicula a maior parte da energia do sinal. A partir da teoria da modulação, se ela veiculasse a totalidade da energia do sinal, ela coincidiria com o filtro adap- 5 tado ao sinal, aquele maximiza a relação sinal / ruído. Caso contrário, isto é, geralmente uma aproximação muito boa, pelo menos para os CPM à base da gaussiana. É essa aproximação que vai ser escolhida para explicitar as etapas do processo, permitindo determinar os coeficientes dos filtros de mo- dulação e de desmodulação.

10 No caso de uma desmodulação de Índice médio h igual a 1/2 , o processo faz a seguinte aproximação: um filtro adaptado para um sinal biná- rio, ou será também para modulações com 4, 8, 16 estados que têm o mes- mo índice médio.

Por conseguinte, ao recebimento, o filtro adaptado será calcula- A . 15 do para uma função h,(t) determinada por uma equação similar àquela utili- zada para o filtro de emissão. h,(t) = g w,(i) (g(+ar,b G,,b t) + g(-a,, i, G,.i, 0) + (1 -2 EkWÁÜ) g(O, (5, b t) j. = i Com a, o ponto em torno do qual é centrado a gaussiana g, (J,,i o desvio tipo dessa gaussiana em recebimento em t um instante determinado.

No caso, o processo determina inicialmente a integral de h,(t), 20 anotada com f,(t): /' r,(t) = I h,(x) dx J -QQ depois, a função So(t), dada por: SQ(t) = siq l©) 0 stsLT SD(t)=si1:(1-F(t-LT))) LTSJS2LT Sin = seno e enfim a componente do filtro adaptado C0(t): L-l cdt) = Ij S0(t+i T) Cq(Ü =jj; S0(t+'T)

. com tt o sÍmbolo matemático representando o produto das fun- ções So sobre L na qual L T é a duração de um sÍmbolo. Procedimento de otimização e resultados O cálculo teórico dos parâmetros das diferentes gaussianas in- 5 tervindo na emissão e no recebimento é quase impossível. Deve ser obseNado que faz apenas uma vez, quando da con- cepção do sistema. Utiliza-se antes de tudo um algoritmo interativo com dificuldades, cujo princípio é de maximizar a relação sinal / interferências na saída do filtro 10 adaptado. Partindo-se de valores sorteados ao acaso próximos de valores "razoáveis", e modificando-se progressivamente os parâmetros, mantendo as modificações que melhoram o resultado, otimizam-se simultaneamente os - parâmetros à emissão ET ao recebimento (coeficientes a, (j, wi) para a mo- . 15 dulação que necessita da relação sinal/ruído a mais elevada. No exemplo - - determinado, considera-se a modulação com oito estados. Para todas as outras modulações, mantém-se o filtro Co(t) assim obtido e otimizam-se apenas os parâmetros de emissão. Sabendo-se que esse tipo de modulação tem uma largura de 20 banda superior àquela de uma GMSK clássica, o problema consistirá em rejeitar qualquer jogo de parâmetros que levem a uma "largura de banda" B superior a um valor máximo Bmax, dependendo do número de estados da modulação. Se h(f) for o espectro em frequência da modulação, o critério se- 25 rá, portanto, o seguinte: r b=/j ] f|h(*df £B_(M)

J Várias formas de onda - na realidade muito pouco diferente, se- gundo as especificações do sistema, podem ser assim definidas. As etapas que foram explicitadas anteriormente podem ser exe- cutadas para qualquer função de base que apresente suficientemente graus 30 de continuidade, por exemplo, substituindo-se a gaussiana por uma função de Bessel modificada: b(p.m. G,t)= [,lp1ll ('b:)' ] A sequência da descrição dá vários exemplos numerados de a- plicação do processo, para determinar os valores dos parâmetros para as funções, cuja combinação forma um filtro. 5 Para a sequência do exemplo da descrição, considerou-se um número k = 1, isto é, o impulso de frequência é a soma de uma gaussiana principal, da qual se cortam de ambos os lados duas gaussianas idênticas. Por exemplo, para uma energia fora da banda máxima de -35 d8 e uma relação S/B mínima de 27 dB, são obtidos os seguintes resuitados: 10 - as funções de modulação h,(m, t) (no caso colocadas ponta a ponta para M = 4) mostradas na figura 6a; - a resposta impulsional do filtro adaptado, lado recebimento, - " Co(t) mostrada na figura 6b. O "filtro adaptado" tem, após otimização, os seguintes parâme- 15 tros: K= 1 çy, 0 = 0,310 W,(1) = 1,760 a,,, = 0,739 20 (5, 0 = 0,142 - o espectro em frequência para uma modulação binária (a uni- dade de frequência é a velocidade de modulação, em bauds), figura 6 c; - o espectro em frequência para M = 4, 8, 16 estados (é quase o mesmo nos três casos) figura 6d; 25 - e enfim os pare3 (pares de) constelações obtidas para M = 2, 4, 8 e 16 estados, figuras 7a, 7b, 7c e 7d.

Para M = 2, parâmetros após otimização para h,(0, t), conside- rando-se o fato de h, (1, t) = he(0, t): K= 1 30 (5, 0,0 = 0,370 YYe, o(1) = -6,240

- ae, 0,1 = 0,723 (je, 0, 1 = 0,142 Para M = 4, parâmetros após otimização para h,(0, t) e he(1, t), considerando-se o fato de h,(3, t) = he(0, t) e he(2, t) = he(1, t). K=1 g,,Oq=0.305 oc1,Q=0.32l WeÁl) = -1.280 w,j(j) = -0.803 a,, 0, , = 0.796 a,, ,, , = 0.673 5 Ge,0.i= 0.140 Ge,1.I=0.l37 Para M = 8, parâmetros após otimização para h,(0, t) e he(1, t), he(2, t) e he(3, t) considerando-se o fato de h,(7, t) = he(0, t), he(6, t) = he(1, t), he(5, t) = he(2, t) e he(4, t) = he(3, t): K=1 Ga0,0=0.309 g,,!,0=0-311 g,,2,0=0.3I0 g,,3,0=0.3I0 Wa tj(l) = -1.450 W,, j(i) = -1..238 mn = -0.7010 Wg A) =-0.409 ae,(,,,= 0.803 a,j.i= 0.757 &,0,2= 0.674 % ,n= 0.720 (ye,0,!= 0.142 %ín= 0.142 %q,2=0.142 % I,3= 0.142 g , 10 A relação S/B intrínseca obtida apresenta uma melhoria de pelo menos 7 d8 em relação à solução proposta em uma patente precedente.

M = 2 estados: SNR1 > 47 d8 M = 4 estados: SNR1 > 33 Db M = 8 estados: SNR1 > 28 d8 15 M = 16 estados: SNR1 > 27 d8 Características espectrais Os espectros em frequência mostrados no parágrafo precedente apresenta uma diminuição forte e contínua, caso se afaste da portadora, o que é característica de uma modulação baseada em funções gaussianas, 20 das quais todas as derivadas são contínuas em qualquer ordem. Todavia, o fato de os impulsos de frequência utilizados apresenta variações temporais mais rápidas do que uma gaussiana única tem por consequência que o es- pectro em frequência é mais amplo.

É possÍvel limitar o espectro em frequência à sua parte central, 25 filtrando o sinal exatamente antes do modulador. lsto se traduz pelo fato de a amplitude do sinal emitido não é mais estritamente constante e isto se traduz por um "fator crista" (relação entre a potência máxima a emitir e a potência média emitida) evolui entre 1 e 5 d8, caso o filtro seja bem escolhido, o que

- é inteiramente aceitável.

O amplificador de potência deve ser "um pouco" linear e é sempre possÍvel pré-distorcer o sinal modulado para compensar quase totalmente sua não linearidade.

Utilizando-se o mesmo filtro ao rece- bimento, os desempenhos são apenas degradados. 5 A figura 8 representa o espectro em frequência após filtragem (o fator crista é de 1,3 d8) no caso com 8 estados.

Pode-se verificar que a po- luição dos canais adjacentes por um misturador potente será muito mais fra- co do que antes.

Na figura 9 está representada a constelação obtida sempre com 10 8 estados: a degradação em relação ao caso, sem filtragem é insignificante, enquanto que os parâmetros de emissão e de recebimento não foram modi- ficados.

Se o filtro utilizado na emissão após o modulador e o filtro utili-

,h. - zado em recebimento antes do filtro adaptado foram bem caracterizados, a 15 otimização dos diferentes coeficientes poderá ser refeita, a fim de considerar sua presença.

O processo, de acordo com a invenção, apresenta notadamente as seguintes vantagens: Do Iado da emissão 20 Maximizar a eficácia da emissão, graças a uma modulação com envoltório constante.

Maximizar a vazão transmitida graças a uma modulação a mais de 2 estados.

Não necessitar de emissor tendo uma boa linearidade. 25 Do Iado do recebimento Ter um receptor tão simples quanto possÍvel, mesmo para uma modulação com mais de dois estados (4, 8 ou 16). Obter desempenhos muito próximos dos desempenhos teóricos.

Poder utilizar os algoritmos classicamente utilizados para as 30 modulações ditas "lineares", por exemplo, um equalizador de qualquer tipo para lutar contra os caminhos de propagação.

Claims

REIVINDICAÇÕES «

1. Processo de modulação com amplitude constante e fase con- tínua de dados numéricos e de desmodulação desse sinal modulado, esses dados apresentando-se sob a forma de sÍmbolos que podem assumir um 5 número M de estados superior a 2, caracterizado pelo fato de comportar pelo menos as seguintes etapas: - recuperação dos sÍmbolos a(n) de dados numéricos a transmi- tir, apresentando-se com um intervalo T constante; - associação a cada sÍmbolo a(n) um impulso de frequência ano- lO tada com he (a(n)), impulso de frequência de comprimento L T, com L inteiro superior ou igual a 1, e cuja forma depende explicitamente do valor de a(n), ponderar o impulso de frequência h, (a(n), t) pela variação de fa- se total associada a a(n), essa variação de fase total sendo da forma 1"l(2a(n) % - - (M-1))/M com a(n) = 0,1,..., M-l, e para um sÍmbolo de valor m, com 0 < = 15 m < M têm uma forma correspondente a uma combinação de 2 K + 1 impul- sos elementares: he(mg t) = jZj we(In, i)(g(+ae. mj Ge, w-f t) + g(nL -&.mi Gemi 0) + (1 " 2 À we(m, i;Ç g(O, % ,n (6 t) na qual a função g é uma função contínua, de desvio padrão, desvio padrão (j e ponderação w(i) otimizados, a, é o sÍmbolo, assim como várias de suas derivadas sucessivas, a fim de limitar a largura do espectro 20 do sinal emitido e tem uma integral igual a 1, K , o grau de liberdade associ- ado ao peso W(i), - aplicação da soma dos impulsos ponderados sucessivos à en- trada de um oscilador comandado por tensão (25), a fim de gerar o sinal a emitir, 25 - filtragem (23) ao recebimento o sinal recebido por um filtro úni- co de resposta impulsional CQ(t), independentemente do número de estados da modulação; os parâmetros dos impulsos de frequência h,(a(n), t) e Co(t) sen- do ajustados de maneira a minimizar a interferência inter-símbolos.

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2. Processo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pe-

- lo fato de a função g(a, (j, t) ser uma gaussiana normalizada de média a, ponto em torno do qual é centrada a função e de desvio padrão (j, t um ins- tante determinado.

3. Processo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pe- 5 lo fato de a função g(a, (j, t) ser uma função de largura e de posição ajustá- vel, tendo um número de graus de continuidade determinado.

4. Processo, de acordo com a reivindicação 1, no quai o filtro de recebimento de resposta impulsional Co(t) é construído da seguinte maneira: escolher um impulso de recebimento h,(t) construído segundo o 10 mesmo método que os impulsos hjm,t), a saber: k h,(t) = E w,(i) (9(+&, b (5,, b t) + g(-a,. i, (5,. i, t)") i=i k ' +jl-2 & wr(i))g(0, (3,,Ê t) na qual a função g é uma função contínua, de desvio padrão .b 0 desvio padrão (j é de ponderação w(i) otimizados, a, é o sÍmbolo, assim co- mo várias de suas derivadas sucessivas, a fim de limitar a largura de espec- - tro do sinal emitido e tem uma integral igual a 1, K , o °C de liberdade asso- 15 ciado ao peso w(i), calcular a integral de h,(t), anotada com f,(t): /' Ir(t) = I h,(x) dx J -QQ depois a função So(t), dada por: sdt) = siqg e(')) 0 "tgLT S0(')=sinlÊ(1-E(t-LD)] LT£tí2LT e enfim a componente do filtro adaptado Co(t): CQ(t) =1 =.. S0(t+iT)

5. Processo, de acordo com a reivindicação 4, no qual a função g(a, (j, t) é uma gaussiana normalizada de média a e de desvio padrão (j. 20

6. Processo, de acordo com a reivindicação 4, caracterizado p'e- lo fato de a função ou qualquer outra função g(a, (j, t) ser uma função de largura e de posição ajustáveis de graus de continuidade determinados.

7. Processo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pe- Io de comportar pelo menos um filtro passa banda inserido no nível da etapa

- de emissão e/ou no nível da etapa de recebimento, esses filtros sendo adap- tados para limitar a largura de banda do sinal emitido e/ou evitar receber misturadores defasados em frequência.

8. Sistema de modulação com amplitude constante e fase contí- 5 nua de dados numéricos e de desmodulação desse sinal modulado, esses dados apresentando-se sob a forma de sÍmbolos que podem assumir um número M de estados superior a 2, caracterizado pelo fato de comportar pelo menos os seguintes elementos: - um módulo de emissão (26), comportando um banco de filtros 10 (23) tendo uma função de transferência determinada pela aplicação do pro- cesso, como definido em uma das reivindicações 1 a 7; - um somador (24) combinando esses sÍmbolos modulados; - um oscilador comandado em tensão (25); - um filtro único (10) de resposta impulsional Co(t), independen- - . 15 temente do número de estados da modulação, os valores de Co(t) sendo obtidos executando-se as etapas do processo, como definido em uma das reivindicações 1 a 8.