CN104393978B - 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法 - Google Patents

双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN104393978B
CN104393978B CN201410743771.XA CN201410743771A CN104393978B CN 104393978 B CN104393978 B CN 104393978B CN 201410743771 A CN201410743771 A CN 201410743771A CN 104393978 B CN104393978 B CN 104393978B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
communication
training sequence
node
likelihood function
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN201410743771.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN104393978A (zh
Inventor
党小宇
李强
刘兆彤
黎宁
虞湘宾
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Original Assignee
Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing University of Aeronautics and Astronautics filed Critical Nanjing University of Aeronautics and Astronautics
Priority to CN201410743771.XA priority Critical patent/CN104393978B/zh
Publication of CN104393978A publication Critical patent/CN104393978A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104393978B publication Critical patent/CN104393978B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Landscapes

  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

本发明公开了一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,通信节点采用波形已知的通信信号通过不同通信信道发送包含有循环前缀和循环后缀的训练序列到中继节点;中继节点对接收的多路叠加信号过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量;采用训练序列和接收向量计算似然函数,利用通信信号的波形已知及训练序列正交的条件,分离出不同通信信号的似然函数,有效地实现了时间偏移的低复杂度、低过采样率估计。本发明方法的时钟估计性能良好,低过采样率达到2时,相比于传统的时间偏移的估计算法,在信噪比大于5dB时,本发明的估计算法的均方误差性能至少要好一个数量级。

Description

双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法
技术领域
本发明涉及一种低过采样率时钟估计方法,尤其涉及一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,属于数字通信领域。
背景技术
Shengli Zhang等人于2006年首次提出了物理层网络编码(Physical-LayerNetwork Coding,PNC)的概念。该概念一提出,迅速引起了学术界和工业界的广泛关注和重视。PNC采用的主要思想是:在中继节点采用恰当的映射机制,将相互叠加的电磁信号映射为相应数字比特流的异或,使得干扰变成网络编码算法操作的一部分。它能极大地提高系统的吞吐量,例如,在双向中继信道中,相比传统路由方案PNC的系统吞吐量可以提升100%,这一优点也让它越来越广泛地应用在蜂窝网络和军事通信中。
目前关于PNC的研究结果,例如多输入多输出PNC(Multiple Input MultipleOutput PNC,MIMO PNC)、多路PNC(Multi-Way PNC),多假定端节点发出的信号能够同时到达中继节点。然而在实际情况中,端节点发出的信号在经历不同的信道抵达中继节点后,到达的时间难免存在相对时间偏移。因此PNC系统中的时钟估计是必不可少的。
有资料公开了双向中继的PNC同步问题,主要研究载波相位及载波频率误差和时间同步误差这两个方面的非同步对系统性能的影响,研究结果表明在QPSK调制方式下,两种情形中的非同步平均功率总损失大约为3~4dB,但很少有资料公开PNC的时钟估计方法。虽然有资料公开了PNC在时钟异步情况下,利用置信传播(Belief Propagation,BP)算法,可降低误比特率性能损失,并且证明了若结合信道编码,存在符号时钟和载波相位异步时可减轻性能损失,但这是以提高系统复杂度和降低系统的信息传输效率为代价的。
针对现有技术中存在的上述问题,对于双向中继信道物理层网络编码的通信网络系统,在两端节点发射的信号到达中继节点的时刻未知且不同的情况下,亟需开发一种用于双向中继信道物理层网络编码的过采样率低的复杂度低的时钟估计方法,且所述时钟估计方法中涉及的过采样率在工程实现时受实际情况限制不大。
发明内容
在实际的物理层网络编码通信网络中,由不同端节点发出的信号在经历不同的信道抵达同一个中继节点后,其到达的时间往往是不同步的,难免存在相对时间偏移。为了实现不同端节点所发送的信号相对中继节点能充分叠加,物理层网络编码对同步要求较高,否则物理层网络编码的提高网络吞吐量的优势受到严重影响。由于不同节点发出的信号经历的信道不同,要保障完全同步到达中继节点是难以实现,因此,物理层网络编码系统中的时钟估计是必不可少。本发明的目的是提供一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法。
本发明的技术方案是提供一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,包括通信节点和中继节点,其设计要点在于,包括以下步骤:
步骤1第一通信节点采用波形已知的第一通信信号通过第一通信信道发送包含有循环前缀和循环后缀的第一训练序列到中继节点,第二通信节点采用第二通信信号经第二通信信道同时发送包含有循环前缀和循环后缀的第二训练序列到中继节点;所述第一训练序列和第二训练序列为正交训练序列;
步骤2中继节点对所接收的由第一通信信号和第二通信信号叠加构成的接收信号进行过采样得到采样信号,所述采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量;
步骤3采用步骤1中的第一训练序列以及步骤2的接收向量计算出第一通信信号的第一似然函数,采用步骤1中的第二训练序列以及步骤2的接收向量计算出第二通信信号的第二似然函数,第一似然函数和第二似然函数相互独立;
步骤4根据步骤3得到的第一似然函数和第二似然函数分别估计第一通信信号到中继节点的第一时间偏移和第二通信信号到中继节点的第二时间偏移。
本发明还有如下进一步改进的技术方案。
进一步地,所述第一训练序列和第二训练序列为长度Nt的恒包络零自相关的训练序列:
训练序列的表达式如下:
式中,u(a)=exp(jπa2/Nt),a=0,1,…,Nt-1,表示Chirp序列,c1为第一训练序列,c2为第二训练序列;第一训练序列和第二训练序列分别从第一通信节点和第二通信节点同时发射。
进一步地,所述波形已知的第一通信信号和第二通信信号由根升余弦脉冲成形滤波器产生;包含有循环前缀和循环后缀的第一通信信号和包含有循环前缀和循环后缀的第二通信信号在中继节点叠加形成叠加信号r(t),中继节点以Q/T的采样率对叠加信号r(t)进行过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量r(k),其中Q为过采样率,T为码元周期,接收向量r(k)的表达式如下:
式中,Es为符号能量,Ci为第i训练序列,pi(k)为升余弦脉冲向量,w(k)为噪声向量。
进一步地,所述第一似然函数和第二似然函数的表达式如下:
式中,ci为第i训练序列,r(k)为接收向量,Λi(k)为第i通信信号的第i似然函数,ε′i为第i通信信号的时间偏移;ε′1、ε′2是接收信号的第一个采样点分别与第一训练序列c1、第二训练序列c2的下一个最近的最佳采样点之间的时间偏移,ε′1,ε′2∈(0,0.5),由于从接收向量r(k)可以分离出来ε′1、ε′2,因此得到两个独立的似然函数Λi(k),分别估计出第一通信信号和第二通信信号的第一时间偏移和第二时间偏移。
进一步地,上述步骤4中时间偏移的估计算法如下:
由于发送信号的波形是已知的,令过采样率Q=2,从而可以得到Λi(0)和Λi(1),进而可以得到两者的差值变量di=H2[p2(-ε′iT)-p2(0.5T-ε′iT)]=H2f(ε′i),其中ε′i∈(0,0.5),第一通信信号和第二通信信号由根升余弦脉冲成形滤波器产生,di和ε′i存在一对一的映射关系,即存在f(·)的反函数f-1(·),使ε′i=f-1(di/H2),实现估计第一通信信号的第一时间偏移ε′1、第二通信信号的第二时间偏移ε′2,从而得到第一通信信号的第一时间偏移估计值第二通信信号的第二时间偏移估计值
进一步地,所述循环前缀为N个比特,取自训练序列的后N位;循环后缀为N个比特,取自训练序列的前N位。
本发明的通信节点采用波形已知的通信信号通过不同通信信道发送包含有循环前缀和循环后缀的训练序列到中继节点;中继节点对接收的多路叠加信号过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量;采用训练序列和接收向量计算似然函数,利用通信信号的波形已知及训练序列正交的条件,分离出不同通信信号的似然函数,有效地实现了时间偏移的低复杂度低过采样率估计。本发明方法的时钟估计性能良好,低过采样率达到2;相比于传统的时间偏移的估计算法,在信噪比大于5dB时,本发明的估计算法的均方误差(Mean Square Error,简称MSE)性能至少要好一个数量级。
有益效果
消除码间串扰,通过采用恒包络零自相关的训练序列、循环前缀和循环后缀,消除了所要传输的数据信息与训练序列之间的码间串扰;训练序列正交,且其中任意一节点的训练序列与加上循环前缀和循环后缀后的另一节点上的训练序列依然正交。
低复杂度、低过采样率,通过采用波形已知的通信信号传输数据信息以及相互正交的训练序列,使得可以从接收向量中分离出独立的似然函数,计算复杂度低,从而估计出各个通信节点发出的通信信号的时间偏移值。
附图说明
图1本发明方法的总体逻辑框图示意图。
图2包含有循环前缀和循环后缀的训练序列构成示意图。
图3本发明估计方法在Q=2和传统估计方法在Q=2、Q=4、Q=8时均方误差对比示意图。
图4不同长度的训练序列在采用本发明方法的均方误差对比示意图。
具体实施方式
为了阐明本发明的技术方案及技术目的,下面结合附图及具体实施方式对本发明做进一步的介绍。
本发明方法中涉及到的硬件装置包括通信节点、中继节点以及连接通信节点和中继节点的通信信道。在本实施方式中,如图1所示,所述的通信节点包括第一通信结点1、第二通信结点2,中继节点包括中继节点3,连接第一通信结点1和中继节点3的第通信信道11,连接第二通信结点2和中继节点3的第二通信信道12。图1中的“N”代表通信节点、“R”代表中继节点。
本发明的一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,包括以下步骤:
步骤1第一通信节点1利用根升余弦脉冲成形滤波器产生并输出第一通信信号s1,第一通信信号s1的波形已知;第二通信节点2利用根升余弦脉冲成形滤波器产生并输出第二通信信号s2,第二通信信号s2的波形已知。第一通信节点1采用第一通信信号s1通过第一通信信道11发送包含有循环前缀和循环后缀的第一训练序列c1到中继节点3;在第一通信节点1向中继节点3发送通信信号的同时,第二通信节点2采用第二通信信号s2经第二通信信道12发送包含有循环前缀和循环后缀的第二训练序列c2到中继节点3。其中,第一通信信道11和第二通信信道12均为高斯白噪声通信信道。
所述第一训练序列c1和第二训练序列c2均为长度为Nt的恒包络零自相关(Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform,简称为CAZAC)的训练序列;训练序列的表达式如下:
式中,u(a)=exp(jπa2/Nt),a=0,1,…,Nt-1,表示Chirp序列,c1为第一训练序列,c2为第二训练序列;第一训练序列c1和第二训练序列c2分别从第一通信节点1和第二通信节点2同时发射。
CAZAC训练序列具有如下特性:对其进行移位后的训练序列与原训练序列是不相关的,第一训练序列c1的循环前缀的长度为N个比特,取自第一训练序列c1的后N位,循环后缀的长度为N个比特,取自第一训练序列c1的前N位;第二训练序列c2的循环前缀的长度为N个比特,取自第二训练序列c2的后N位;循环后缀的长度为N个比特,取自第二训练序列c2的前N位。第一训练序列和第二训练序列的循环前缀及循环后缀的存在,消除了所要传输的数据信息与训练序列之间的码间串扰。由(1)式定义的训练序列c1、c2,不仅可以保证两节点上发送的训练序列是正交的,而且可以保证其中任意一节点的训练序列与加上循环前缀和循环后缀后的另一节点上的序列依然正交。
步骤2中继节点对所接收的由第一通信信号和第二通信信号叠加构成的接收信号进行过采样得到采样信号,所述采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量。
包含有循环前缀和循环后缀的第一通信信号s1和包含有循环前缀和循环后缀的第二通信信号s2在中继节点3叠加形成叠加信号r(t),中继节点3以Q/T的采样率对叠加信号r(t)进行过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器4滤波后输出,得到匹配滤波后的相同相位的采样点构成接收向量r(k),其中Q为过采样率,取值为自然数,T为码元周期,k=0,1...Q-1。
其中,接收向量r(k)的表达式如下:
式中,Es为符号能量,Ci为第i训练序列,pi(k)为升余弦脉冲向量,w(k)为噪声向量。
步骤3利用相对应的训练序列,计算出通信信号的似然函数。采用步骤1中的第一训练序列c1以及步骤2的接收向量r(k)计算出第一通信信号s1的第一时间偏移ε′1的第一似然函数Λ1(k),采用步骤1中的第二训练序列c2以及步骤2的接收向量r(k)计算出第二通信信号s2的第二时间偏移ε′2的第二似然函数Λ2(k),第一时间偏移ε′1和第二时间偏移ε′2是接收信号的第一个采样点分别与两训练序列c1、c2的下一个最近的最佳采样点之间的时间偏移,ε′1,ε′2∈(0,0.5)。由于步骤1所述的第一、第二训练序列相互正交的特点,使得ε′1,ε′2可以从混合信号的接收向量r(k)中分离出来,得到两个独立的第一似然函数Λ1(k)和第二似然函数Λ2(k)。再由第一、第二似然函数分别估计出第一、第二通信信号的第一、第二时间偏移ε′1,ε′2
其中,第一似然函数Λ1(k)和第二似然函数Λ2(k)的表达式如下:
式中,ci为第i训练序列,为ci的共轭转置,r(k)为接收向量,Λi(k)为第i通信信号的第i似然函数,ε′i为第i通信信号的第i时间偏移。
步骤4根据步骤3得到的第一似然函数Λ1(k)和第二似然函数Λ2(k)分别估计第一通信信号s1到达中继节点3的第一时间偏移ε′1和第二通信信号s2到达中继节点3的第二时间偏移ε′2。采用现有技术的优选采样点算法和本发明算法两种方法分别估计第一时间偏移ε′1的估计值和第二时间偏移ε′2的估计值
对时间偏移ε′i的估计均是根据最大似然准则,即
Λi(ε′i)为Λi(k)对应的连续函数,现有技术的优选采样点算法是直接选取使似然函数Λi(k)最大的k值作为时间偏移ε′i的估计值即如公式(3)和公式(4)所示:
而本发明的时间偏移的估计算法是,由于发送的第一、第二通信信号由不同的根升余弦脉冲成形滤波器产生,且其波形已知,令过采样率Q=2,从而可以得到Λi(0)和Λi(1),进而可以得到两者的差值变量di=H2[p2(-ε′iT)-p2(0.5T-ε′iT)]=H2f(ε′i),这里的ε′i∈(0,0.5),第一通信信号s1和第二通信信号s2由根升余弦脉冲成形滤波器产生,di和ε′i存在一对一的映射关系,即存在f(·)的反函数f-1(·),使ε′i=f-1(di/H2),实现估计第一通信节点的发出的第一通信信号的第一时间偏移ε′1、第二通信节点发出的第二通信信号的第二时间偏移ε′2,从而得到第一通信信号的第一时间偏移ε′1的估计值第二通信信号的第二时间偏移ε′2的估计值
为了说明本发明算法的技术进步性,通过Matlab平台模拟仿真,来对比采用现有技术的优选采样点算法和本发明算法对时间偏移估计的估计值的均方误差MSE,如图3和图4所示。
本发明提出的双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,在Matlab平台上进行模拟仿真,仿真结果表明,在信噪比大于5dB,Q=2时,本发明算法的均方误差MSE性能相比于现有技术的优选采样点算法的MSE性能至少要好一个数量级。如图3所示,图3中的训练序列的长度Nt=32,循环前缀、循环后缀长度均为N=4,本发明算法的MSE性能和过采样率Q=2、Q=4、Q=8情况下优选采样点算法的MSE性能比较,可以看出,本发明算法的MSE性能随着信噪比的增加呈线性趋势减小,而优选采样点算法的MSE随着信噪比的变化不明显。即使提高优选采样点算法的过采样率使其Q=4、Q=8,优选采样点算法的MSE性能虽然有所改善,但依然随信噪比的变化不明显,而且其算法的MSE性能仍比本发明算法的过采样率Q=2的要差。如图4所示,图4为不同训练序列长度Nt情况下,本发明算法的MSE性能,从图中可以看出,训练序列长度Nt越大,本发明算法的MSE性能也越好。
本发明的通信节点采用波形已知的通信信号通过不同通信信道发送包含有循环前缀和循环后缀的训练序列到中继节点;中继节点对接收的多路叠加信号过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量;采用训练序列和接收向量计算似然函数,利用通信信号的波形已知及训练序列正交的条件,分离出不同通信信号的似然函数,有效地实现了时间偏移的低复杂度低过采样率估计。本发明方法的时钟估计性能良好,低过采样率达到2;相比于传统的时间偏移的估计算法,在信噪比大于5dB时,本发明的估计算法的均方误差(Mean Square Error,简称MSE)性能至少要好一个数量级。和现有技术的估计方法相比,本发明具有如下技术进步性。
1)消除码间串扰,通过采用恒包络零自相关的训练序列、循环前缀和循环后缀,消除了所要传输的数据信息与训练序列之间的码间串扰;训练序列正交,且其中任意一节点的训练序列与加上循环前缀和循环后缀后的另一节点上的训练序列依然正交。
2)低复杂度、低过采样率,通过采用波形已知的通信信号传输数据信息以及相互正交的训练序列,使得可以从接收向量中分离出独立的似然函数,计算复杂度低,从而估计出各个通信节点发出的通信信号的时间偏移值,在低过采样率时,本发明算法仍具有较优的均方误差MSE性能。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解,本发明不受上述实施例的限制,上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理,在不脱离本发明精神和范围的前提下,本发明还会有各种变化和改进,本发明要求保护范围由所附的权利要求书、说明书及其等效物界定。

Claims (3)

1.一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,包括通信节点和中继节点,其特征在于,包括以下步骤:
步骤1第一通信节点采用波形已知的第一通信信号通过第一通信信道发送包含有循环前缀和循环后缀的第一训练序列到中继节点,第二通信节点采用第二通信信号经第二通信信道同时发送包含有循环前缀和循环后缀的第二训练序列到中继节点;所述第一训练序列和第二训练序列为正交训练序列;
步骤2中继节点对所接收的由第一通信信号和第二通信信号叠加构成的接收信号进行过采样得到采样信号,所述采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量;
步骤3采用步骤1中的第一训练序列以及步骤2的接收向量计算出第一通信信号的第一似然函数,采用步骤1中的第二训练序列以及步骤2的接收向量计算出第二通信信号的第二似然函数,第一似然函数和第二似然函数相互独立;
步骤4根据步骤3得到的第一似然函数和第二似然函数分别估计第一通信信号到中继节点的第一时间偏移和第二通信信号到中继节点的第二时间偏移;
所述第一训练序列和第二训练序列为长度Nt的恒包络零自相关的训练序列;
训练序列的表达式如下:
式中,u(a)=exp(jπa2/Nt),a=0,1,…,Nt-1,表示Chirp序列,c1为第一训练序列,c2为第二训练序列;第一训练序列和第二训练序列分别从第一通信节点和第二通信节点同时发射;
所述的波形已知的第一通信信号和第二通信信号由根升余弦脉冲成形滤波器产生;包含有循环前缀和循环后缀的第一通信信号和包含有循环前缀和循环后缀的第二通信信号在中继节点叠加形成叠加信号r(t),中继节点以Q/T的采样率对叠加信号r(t)进行过采样得到采样信号,采样信号经匹配滤波器滤波后输出的相同相位的采样点构成接收向量r(k),其中Q为过采样率,T为码元周期,接收向量r(k)的表达式如下:
式中,Es为符号能量,ci为第i训练序列,pi(k)为升余弦脉冲向量,w(k)为噪声向量,所述第一似然函数和第二似然函数的表达式如下:
式中,ci为第i训练序列,r(k)为接收向量,Λi(k)为第i通信信号的第i似然函数,ε′i为第i通信信号的时间偏移;ε′1、ε′2是接收信号的第一个采样点分别与第一训练序列c1、第二训练序列c2的下一个最近的最佳采样点之间的时间偏移,ε′1,ε′2∈(0,0.5),从接收向量r(k)分离出来ε′1、ε′2得到两个独立的似然函数Λi(k),分别估计出第一通信信号和第二通信信号的时间偏移。
2.根据权利要求1所述的一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,其特征在于:步骤4中时间偏移的估计算法如下:
由于发送信号的波形是已知的,令过采样率Q=2,从而可以得到Λi(0)和Λi(1),进而可以得到两者的差值变量di=H2[p2(-ε′iT)-p2(0.5T-ε′iT)]=H2f(ε′i),其中 ε′i∈(0,0.5),第一通信信号和第二通信信号由根升余弦脉冲成形滤波器产生,di和ε′i存在一对一的映射关系,即存在f(·)的反函数f-1(·),使ε′i=f-1(di/H2),实现估计第一通信信号的第一时间偏移ε′1、第二通信信号的第二时间偏移ε′2,从而得到第一通信信号的第一时间偏移估计值第二通信信号的第二时间偏移估计值
3.根据权利要求1-2任一权利要求所述的一种双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法,其特征在于:所述循环前缀为N个比特,取自训练序列的后N位;循环后缀为N个比特,取自训练序列的前N位。
CN201410743771.XA 2014-12-08 2014-12-08 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法 Expired - Fee Related CN104393978B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410743771.XA CN104393978B (zh) 2014-12-08 2014-12-08 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410743771.XA CN104393978B (zh) 2014-12-08 2014-12-08 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104393978A CN104393978A (zh) 2015-03-04
CN104393978B true CN104393978B (zh) 2017-10-13

Family

ID=52611815

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410743771.XA Expired - Fee Related CN104393978B (zh) 2014-12-08 2014-12-08 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN104393978B (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105099618A (zh) * 2015-06-03 2015-11-25 香港中文大学深圳研究院 一种基于物理层网络编码的解码方法及相应数据处理方法
CN105099501B (zh) * 2015-06-03 2020-06-23 香港中文大学深圳研究院 一种物理层网络编码的双倍采样法及相应数据处理方法
CN105099619B (zh) * 2015-06-03 2020-11-03 香港中文大学深圳研究院 一种物理层网络编码的多倍采样方法及相应数据处理方法
CN105356974B (zh) * 2015-11-23 2018-09-07 哈尔滨工业大学 物理层网络编码同步方法
CN105978831B (zh) * 2016-07-11 2019-03-08 南京航空航天大学 一种双向中继信道物理层网络编码的时钟估计方法
CN113542940B (zh) * 2021-07-13 2022-05-27 烽火通信科技股份有限公司 基于单倍采样率的高速信号时钟数据恢复方法与电子设备
CN115499098B (zh) * 2022-09-14 2023-04-07 中国科学院空间应用工程与技术中心 自适应的物理层网络编码传输方法、装置、设备及介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102882670A (zh) * 2012-09-13 2013-01-16 电子科技大学 一种基于cmmb信号的同步处理方法
CN104301279A (zh) * 2014-10-08 2015-01-21 南京航空航天大学 一种双向中继信道物理层网络编码的时钟估计方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
NZ509688A (en) * 2001-02-01 2003-06-30 Ind Res Ltd Maximum likelihood sychronisation (estimating time delay) for wireless digital communications system using a pilot symbol

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102882670A (zh) * 2012-09-13 2013-01-16 电子科技大学 一种基于cmmb信号的同步处理方法
CN104301279A (zh) * 2014-10-08 2015-01-21 南京航空航天大学 一种双向中继信道物理层网络编码的时钟估计方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN104393978A (zh) 2015-03-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104393978B (zh) 双向中继信道物理层网络编码的低过采样率时钟估计方法
CN101188597B (zh) 一种ofdm基站以及在基站处把导频符号插入到ofdm帧中的方法
CN101652947B (zh) 发送方法、发送装置、接收方法以及接收装置
CN101783781B (zh) 一种降低ofdm系统信号峰均功率比的信息传输方法
CN104301279B (zh) 一种双向中继信道物理层网络编码的时钟估计方法
CN107426124B (zh) 基于正交频分复用技术的码复用差分混沌键控调制解调器
Matanza et al. Performance evaluation of two narrowband PLC systems: PRIME and G3
CN105897642B (zh) 基于恒包络正交频分复用系统的单天线双流数据收发方法
CN108881080B (zh) 一种基于滑动窗与深度学习的ofdm抗ici检测方法
CN110430152A (zh) 时频压缩多载波发射方法、接收方法、发射器及接收器
CN105323203B (zh) 基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法
CN105406956B (zh) 基于对称帧的载波同步方法
CN104639493A (zh) 一种信号传输方法
CN101394385A (zh) 基于时域处理联合信道估计的正交频分复用系统
Al Ibraheemi et al. Wireless communication system with frequency selective channel OFDM modulation technique
CN103312405A (zh) 一种时频编码分集mt-cdma系统发射与接收方法
CN104717165A (zh) 双正交的双极性二元偏移脉冲键控调制和解调方法
CN110290083A (zh) 基于低秩矩阵估计的多载波差分混沌系统解调方法
Bellanger Transmit diversity in multicarrier transmission using OQAM modulation
CN106059980B (zh) 一种基于快速跳频的多载波扩频方法
CN106789823B (zh) 基于准正交空时编码的异步中继协作传输方法
CN109639301A (zh) 一种基于置信度估计的ftn均衡方法
CN104993852A (zh) Sc-mimo系统中单流四天线开环分集收发方法
KR100974533B1 (ko) 다중 변조 전송 방법
Hussein et al. A new hybrid approach for reducing the high PAPR in OFDM and F-OFDM systems with low complexity

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20171013

Termination date: 20181208

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee