KR20090127977A - 위상변조를 이용한 초광대역통신용 수신단의 복조기 및데이터 복조 방법 - Google Patents

위상변조를 이용한 초광대역통신용 수신단의 복조기 및데이터 복조 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 위상변조를 이용한 초광대역통신용(BPM-UWB) 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법에 관한 것으로서, 더욱 자세하게는, 시간축에서 이루어지는 기존의 복조 방법의 한계를 극복하기 위해, 다중 경로 채널을 통해 수신되는 수신신호를 채널의 왜곡정도를 고려하여 주파수영역에서 복조하는 위상변조를 이용한 BPM-UWB 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 BPM-UWB 수신단의 복조기는 BPM-UWB 시스템의 송신단에서 무선통신채널을 통해 송신된 데이터신호를 수신단에서 수신하고, 이를 복조하는 복조기에 있어서, 시간영역의 상기 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키고, 하기 채널왜곡정보를 고려하여 상기 주파수성분을 디지털값으로 복조하기 위한 데이터복조부; 및 상기 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하여 상기 데이터복조부에 제공하기 위한 채널추정부를 포함한다.
BPM-UWB, 초광대역, 복조, 샘플링, 정합필터, 코릴레이터

Description

위상변조를 이용한 초광대역통신용 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법{Demodulator and data demodulation method on the BPM-UWB receiver}
본 발명은 위상변조를 이용한 초광대역통신용(BPM-UWB) 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법에 관한 것으로서, 더욱 자세하게는, 시간축에서 이루어지는 기존의 복조 방법의 한계를 극복하기 위해, 다중 경로 채널을 통해 수신되는 수신신호를 채널의 왜곡정도를 고려하여 주파수영역에서 복조하는 위상변조를 이용한 BPM-UWB 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법에 관한 것이다.
최근 전자기술의 발달로 나노 초(nano second, 이하 '㎱') 이하의 극히 짧은 펄스를 이용한 레이더와 통신기기의 개발이 가능하게 되었다.
이렇게 극히 짧은 펄스를 이용하는 기기를 "초광대역(UWB, Ultra Wide Band)기기"라 하는데, 일반적으로 그 사용 대역폭이 중심주파수의 25%(점유대역폭/중심주파수 = 0.25) 이상으로 광대역이다(점유대역폭은 통상 10dB-대역폭을 적용한다).
UWB 통신 시스템은 초광대역 특성으로 인해 무선통신채널인 다중 경로 채널 의 영향을 많이 받는다. 그러므로 다중 경로 채널을 통해 입력되는 수신펄스 신호에너지를 효과적으로 합치는 방법들이 수신부 설계에서 매우 중요하다.
코릴레이터(correlator) 형태의 수신기에서 다중 경로 정보를 포함하는 템플릿 신호를 발생시키는 방법으로는 데이터 변조 펄스와 변조되지 않은 기준(reference) 펄스를 송신하고, 자기상관(auto-correlation) 형태의 수신기를 구성하는 TR(transmitted-reference)방법이 있다. 또한, 변조된 데이터 펄스를 송신하기 전에 여러 개의 기준 펄스를 송신하여 수신기 버퍼에 저장하고, 복조부에서 국부(local) 펄스로 이용하는 SR(stored-reference)방식과, 차동(differential) 부호화를 이용하여 송신하고, 코릴레이터 형태의 수신기로 구현하는 차동 수신기 방식 등 다양한 방법이 제안되었다.
또한, 코릴레이터 수신기 형태와는 별도로 다중 경로 채널을 추정한 후, 추정된 채널에 대해서 다이버시티(diversity) 기법을 적용시키는 레이크(rake) 수신기 형태로도 UWB 수신기 복조부를 구현할 수 있다.
그러나, UWB 수신기가 코릴레이터 형태가 되던 레이크 수신기 형태가 되던 수신부를 디지털 시스템으로 구현하는 것은 수신기 구현에서 해결해야 할 또 다른 과제이다. 왜냐하면 UWB 통신 시스템 등을 디지털 시스템으로 구현할 때, 나이키스트(Nyquist) 샘플링(sampling) 조건을 만족해야 하며, 또한 디지털 시스템이 아닌 기존의 UWB 시스템은 초광대역의 주파수 대역을 차지하고 있으므로, 시간영역에서 수십 ㎓의 극단적인 초고속 샘플러를 구비해야하는 단점이 있기 때문이다.
본 발명은 UWB 시스템 중에서 위상변조 방식을 사용하는 BPM-UWB 수신기를 디지털적으로 구현할 때 요구되는 수십 ㎓ 정도의 샘플링 요구 조건을 BPM-UWB 수신기의 성능열화 없이 ㎒ 정도의 샘플링 요구 조건으로 완화시켜 신호를 복조하는 위상변조를 이용한 BPM-UWB 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법을 제공함에 목적이 있다.
본 발명의 상기 목적은 BPM-UWB 시스템의 송신단에서 무선통신채널을 통해 송신된 데이터신호를 수신단에서 수신하고, 이를 복조하는 복조기에 있어서, 시간영역의 상기 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키고, 하기 채널왜곡정보를 고려하여 상기 주파수성분을 디지털값으로 복조하기 위한 데이터복조부; 및 상기 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하여 상기 데이터복조부에 제공하기 위한 채널추정부를 포함하는 BPM-UWB 수신단의 복조기에 의해 달성된다.
본 발명의 상기 목적은 BPM-UWB 시스템의 송신단에서 무선통신채널을 통해 송신된 데이터신호를 수신단에서 수신하고, 이를 복조하기 위한 방법에 있어서, 상기 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하는 제1단계; 및 상기 채널왜곡정보를 고려하여 수신된 상기 데이터신호를 디지털값으로 복조하는 제2단계를 포함하는 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법에 의해서도 달성된다.
본 발명은 BPM-UWB 통신 시스템의 다중 경로 채널 환경에서 신호대잡음비를 극대화하면서 샘플링율을 BPM-UWB 수신기의 성능열화 없이 ㎒ 단위로 제공할 수 있는 효과가 있다.
본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명에 따른 BPM-UWB 수신단 복조기의 일실시예를 나타내는 구성도이다. 도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 BPM(Bi-Phase Modulation)-UWB(Ultra Wide Band) 수신단 복조기는 데이터복조부(100)와 채널추정부(200)를 포 함한다.
데이터복조부(100)는 시간영역의 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키고, 무선통신채널의 채널왜곡정보를 고려하여 데이터신호를 디지털값으로 복조한다. 또한, 채널추정부(200)는 데이터복조부(100)에 채널왜곡정보를 제공하여 보다 정확한 복조가 이루어질 수 있도록 지원한다.
데이터복조부(100)는 제1주파수변환부(110)와 정합필터(120)를 포함하고, 채널추정부(200)는 제2주파수변환부(210)와 디지털신호처리부(220)를 포함한다. 여기서, 제1주파수변환부(110)과 제2주파수변환부(210)는 변환부 내 적분기의 적분 구간을 펄스 간격으로 할 것인가, 트레이닝 신호 전체 구간으로 할 것인가에 따라 구분되며, 이들을 통해 변환된 주파수 성분들은 동일하다.
제1주파수변환부(110)는 수신한 시간영역의 데이터신호를 제1주파수성분으로 변환시키기 위한 것이며, 정합필터(120)는 제1주파수성분에 채널주파수응답을 부가하여 최대 신호대잡음비(SNR, signal-to-noise ratio)를 갖는 출력값을 확보하기 위한 것이다. 여기서, 채널주파수응답은 무선통신채널의 채널임펄스응답에 대한 주파수응답을 의미한다.
또한, 제2주파수변환부(210)는 무선통신채널을 통해 수신되는 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호(training signal)를 제2주파수성분으로 변환시키기 위한 것이며, 디지털신호처리부(220)는 제2주파수성분에 웨이트성분을 부가하고, 웨이터성분이 부가된 제2주파수성분을 켤레복소수로 변환시켜 채널주파수응답을 확보하기 위한 것이다. 여기서, 트레이닝신호는 도 6에서 자세히 설명한다.
이상의 복조기의 동작 및 방법을 보다 자세히 살펴보면 다음과 같다.
BPM-UWB 시스템의 송신단에서는 소스데이터를 변조하며, 변조된 변조신호 sn(t)는 다음 [수학식1]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00001
[수학식1]에서 dn은 소스데이터의 데이터 비트 값에 따라 +1 또는 -1의 값을 갖는 진폭값이며, g(t)는 소스데이터가 실리는 송신신호의 송신펄스를 의미하고, Tp는 송신신호의 펄스간격을 의미한다. 따라서, 송신신호의 펄스폭은 Tp보다는 매우 작은 값을 갖는다. 하나의 데이터 비트가 하나의 펄스로 표현되는 경우 1/Tp는 송신데이터율과 동일하다.
이렇게 BPM-UWB 시스템의 수신단으로 전송되기 위해 BPM-UWB 시스템의 송신단에서 변조된 변조신호 sn(t)는 무선통신채널을 통해 전송되면서 채널왜곡과 채널잡음이 부가되어 BPM-UWB 시스템의 수신기에 수신된다.
따라서, 수신단에 수신되는 수신신호인 데이터신호 rn(t)는 다음 [수학식2]와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00002
여기서, h(t)는 무선통신채널의 채널임펄스응답을 의미하고, '*'는 컨벌루션(convolution) 연산기호이며, n(t)는 변조신호에 더해지는 채널잡음을 의미한다.
한편, 시간영역에서 동작하는 기존의 BPM-UWB 수신단의 복조기에서는 수신신호인 데이터신호 rn(t)에 대해 다음 [수학식3]과 같은 코릴레이션 연산을 통해 데이터신호를 복조한다.
Figure 112008041133824-PAT00003
여기서, a(t)는 정합필터(120)의 임펄스 응답으로 g(-t)*h(-t)가 되며, 이때 코릴레이터 연산 결과에 대한 신호대잡음비가 최대가 된다.
그러나, 이와 같이 시간영역에서 복조를 하는 경우 수십 ㎓ 이상의 샘플러를 사용해야 디지털 시스템에 의한 복조가 가능하다.
따라서, 본 발명에서는 이러한 시간영역에서의 복조를 주파수영역에서 복조함으로써 ㎒ 단위의 샘플링을 하는 디지털 수신기의 구성이 가능하도록 한다. 즉, 수신하는 데이터신호의 주파수성분을 추출하여 활용함으로써 ㎒ 단위의 샘플링을 가능하도록 한다. 또한, 이렇게 주파수영역에서 신호의 샘플링을 처리함으로써 기존에 비해 성능열화가 없는 BPM-UWB 수신단을 구성할 수 있다.
이제, 시간영역에서의 복조를 주파수영역에서의 복조로 수행하는 것을 보다 자세히 살펴보면 다음과 같다.
먼저, [수학식3]을 컨벌루션 정리(convolution theorem)를 적용시키면 다음 [수학식4]와 같다.
Figure 112008041133824-PAT00004
여기서, Rn(f), G(f) 및 H(f)는 각각 rn(t), g(t) 및 h(t)의 푸리에 변환(fourier transform)이고, *는 공액복소수를 의미한다.
즉, 주파수영역에서의 복조를 디지털 시스템으로 구현하기 위해서는 Rn(f), G(f) 및 H(f)의 이산(discrete) 위치에서의 함수값을 확보하여야 한다. 이에, [수학식4]를 이산신호(discrete-time signal) 관점에서 표현하면 다음 [수학식5]와 같이 표현할 수 있고, [수학식5]의 결과는 본 발명의 일실시예에 따른 BPM-UWB 수신단 복조기의 출력값을 의미하며, 이 출력값은 최대 신호대잡음비를 갖는다.
Figure 112008041133824-PAT00005
도 2는 본 발명에 따른 데이터복조부의 일실시예를 나타내는 구성도이고, 도 3은 본 발명에 따른 제1주파수변환부의 일실시예를 나타내는 구성도이다. 도 2 및 도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 데이터복조부(100)는 제1주파수변환부(110) 및 정합필터(120)를 포함한다.
앞서 살펴본 바와 같이, 데이터복조부(100)의 제1주파수변환부(110)는 수신한 시간영역의 데이터신호를 제1주파수성분으로 변환시키기 위한 것이며, 정합필터(120)는 제1주파수성분에 채널주파수응답을 부가하여 최대 신호대잡음비를 갖는 출력값을 확보하기 위한 것이다. 여기서, 채널주파수응답은 무선통신채널의 채널임펄스응답에 대한 주파수응답을 의미한다.
보다 자세하게, 제1주파수변환부(110)는 수신신호인 데이터신호 rn(t)로부터 K개의 주파수성분{Rn(f1), Rn(f2), ... , Rn(fK)}을 얻어내는 역할을 한다.
즉, 데이터신호를 주파수성분으로 믹싱하고, Tp동안 적분하여 K개의 주파수성분들을 얻는다. 일예로, 데이터신호에 exp(-j2πf3t)곱하고 적분하면 Rn(f3)의 주 파수성분을 얻게 된다. 이때, 주파수성분 Rn(fi)는 다음 [수학식6]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00006
여기서, N(f)은 n(t)의 푸리에변환값이다.
데이터신호에 대한 주파수성분 Rn(f)가 [수학식6]과 같다면, 각 주파수성분에 대응되는 정합필터(120)의 출력값{Vn(fi), i=1,2,...,K}은 다음 [수학식7]과 같다.
Figure 112008041133824-PAT00007
정합필터(120)의 각 출력값{Vn(fi), i=1,2,...,K}을 모두 합하여 최대 신호대잡음비를 갖는 출력값 Zn을 구할 수 있다. 이때, 출력값 Zn은 다음 [수학식8]과 같다.
Figure 112008041133824-PAT00008
[수학식7]에 의해 신호성분은 실수값을 가지므로, 정합필터(120)의 각 출력값의 합인 Zn의 실수 부분으로부터 복조 데이터의 디지털값
Figure 112008041133824-PAT00009
을 판별할 수 있다. 디지털값의 판별 방법은 다음 [수학식9]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00010
즉, Zn의 실수값이 0보다 크면 복조 데이터값은 1이 되고, Zn의 실수값이 0보다 작으면 복조 데이터값은 -1이 된다.
한편, 정합필터(120)의 출력값 획득시 정합필터(120)에 부가되는 무선통신채널의 채널임펄스응답 h(t)의 푸리에변환값인 무선통신채널의 채널주파수응답 H(fi)는 본 발명의 일실시예에 따른 채널추정부(200)에 의해 확보되어 정합필터(120)에 제공된다.
도 4는 본 발명에 따른 채널추정부의 일실시예를 나타내는 구성도이고, 도 5는 본 발명에 따른 제2주파수변환부의 일실시예를 나타내는 구성도이다. 도 4 및 도 5를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 채널추정부(200)는 제2주파수변환부(210)와 디지털신호처리부(220)를 포함한다.
앞서 살펴본 바와 같이, 채널추정부(200)의 제2주파수변환부(210)는 무선통신채널을 통해 수신되는 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호를 제2주파수성분으로 변환시키기 위한 것이며, 디지털신호처리부(220)는 제2주파수성분에 웨이트성분을 부가하고, 웨이터성분이 부가된 제2주파수성분을 켤레복소수로 변환시켜 채널주파수응답을 확보하기 위한 것이다. 여기서, 트레이닝신호는 도 6에서 자세히 설명한다.
본 발명의 일실시예에 따른 채널추정부(200)를 보다 자세하게 살펴보면 다음과 같다.
채널추정부(200)는 정합필터(120)에 제공할 채널주파수응답을 구하기 위한 것으로서, 데이터신호의 수신에 앞서 채널주파수응답을 구하기 위한 채널추정이 이루어져야 하며, 채널추정을 위해서는 BPM-UWB 시스템의 송신단에서 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호를 수신단으로 전송하여야 한다.
트레이닝신호 pT(t)는 다음 [수학식10]과 같은 형태의 주기성을 갖는 신호가 합당하다.
Figure 112008041133824-PAT00011
여기서, g(t)는 트레이닝신호의 송신시 송신신호의 송신펄스를 의미하고, 이는 [수학식1]에서의 데이트신호 송신시 송신신호의 송신펄스와 동일한 파형을 갖는다. M은 트레이닝신호 pT(t)에 포함된 펄스의 개수를 의미하며, Tp는 송신신호의 펄스간격을 의미한다. 이때, pT(t)의 푸리에변환 PT(f)는 다음 [수학식11]과 같다.
Figure 112008041133824-PAT00012
여기서, T는 MTp이다.
다음으로, BPM-UWB 시스템의 송신단에서 트레이닝신호 pT(t)를 전송하면, 무선통신채널을 통해 BPM-UWB 시스템의 수신단에 수신되는 트레이닝신호 pR(t)는 다음 [수학식12]와 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00013
이어, 수신한 트레이닝신호 pR(t)를 컨벌루션하여 주파수성분을 확보한다. pR(t)의 f=fi에서의 주파수성분 PR(fi)는 다음 [수학식13]과 같다.
Figure 112008041133824-PAT00014
트레이닝신호에 대한 주파수성분 PR(fi)에 웨이트성분을 부가하기 위해, 송신펄스의 f=fi에서의 주파수성분 G(fi)로 PR(fi)를 나누어 준다. 이는 다음 [수학식14]와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00015
QR(fi)의 신호성분 TH(fi)가 잡음성분 N(fi)/G(fi)보다 충분히 크면 잡음성분은 무시할 수 있으므로, QR(fi)는 근사적으로 채널주파수응답 H(fi)의 상수 배가 되어 채널주파수응답인 H(fi)를 추정할 수 있다.
마지막으로, 채널주파수응답인 H(fi)에 대해 켤레복소수를 취하여 켤레복소수값 H*(fi)를 정합필터(120)로 제공한다.
한편, 도 5의 제2주파수변환부(210)는 수신신호인 트레이닝신호 pR(t)로부터 주파수성분 PR(fi)를 추출해내는 부분으로서, 제2주파수변환부(210)는 K개의 코릴레이터 뱅크를 사용하여 구현할 수 있으나, 제2주파수변환부(210)를 포함하는 채널추정부(200)의 구조가 복잡해질 수 있어, 주파수성분의 개수를 변화시킬 수 있는 하나의 코릴레이터를 사용하는 제2주파수변환부(210)를 사용함이 바람직하고, 이를 통해 채널추정부(200)의 구조를 단순화시킬 수 있다.
도 5의 제2주파수변환부(210)를 보다 자세히 살펴보면 다음과 같다.
즉, 제2주파수변환부(210)는 하나의 코릴레이터를 포함한다. 제2주파수변환부(210)에 포함되는 하나의 코릴레이터는 주파수합성기(211), 믹서기(mixer, 212) 및 적분기(integrator, 213)를 포함한다.
주파수합성기(211)는 T시간 주기로 주파수를 1/TP만큼 순차적으로 증가시키면서 정현파 신호를 발생시킨다. 발생된 정현파 신호의 주파수 fi는 다음 [수학식 15]와 같다.
Figure 112008041133824-PAT00016
믹서기(212)는 제2주파수변환부(210)가 수신한 트레이닝신호 pR(t)를 주파수합성기(211)에서 발생된 정현파 신호와 곱하고, 적분기(213)는 곱해진 신호를 T초 동안 적분한다.
예를 들어, 처음 T초 동안에 수신된 트레이닝신호, 즉, pR(t1)는 주파수합성기(211)에서 발생된 정현파 신호 cos(2πf1t)와 믹싱된 후, 적분기(213)를 통해 T초 동안의 적분되어 PR(f1)을 얻게 된다. 여기서, PR(fi)는 f=fi에서의 pR(ti)의 주파수성분값이다.
즉, 주파수변환부는 수신한 트레이닝신호로부터 KT시간 동안 K개의 주파수성분값{PR(f1),...,PR(fK)}을 추출한다. 이렇게 주파수변환부는 하나의 코릴레이터를 통해 트레이닝신호의 펄스열을 순차적으로 처리한다. 하나의 코릴레이터를 사용하여 트레이닝신호로부터 주파수성분을 추출함으로써 수신기의 구조를 단순화할 수 있게 된다.
도 6은 본 발명에 따른 트레이닝신호의 펄스형태를 나타내는 도면이다. 도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 트레이닝신호는 유한개의 펄스열로 구성된다.
전체 트레이닝신호의 구성은 M개의 펄스열로 구성된 T초의 시간구간 펄스열이 K회 반복되는 포맷을 가지고 있다.
펄스간 간격이 TP라면, T초 시간구간은 MTP에 해당된다. 첫 T초 동안의 펄스파형을 p1(t), 두 번째 T초 동안의 펄스파형을 p2(t)라고 정의하면, 트레이닝신호 p(t)는 [수학식16]과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112008041133824-PAT00017
푸리에변환 성질에 의해서 트레이닝신호가 가지고 있는 전력은 주파수(㎐)가 {(1/TP)×(정수)} (㎐)에 해당하는 위치에 집중하고 있다.
그러므로 주파수가 {(1/TP)×(정수)} (㎐)인 트레이닝신호의 주파수성분은 도 5와 같은 코릴레이터를 이용해 구할 수 있다.
한편, 도 3의 제1주파수변환부(110) 코릴레이터의 적분구간은 Tp인데 반해, 도 5의 제2주파수변환부(210) 코릴레이터의 적분구간은 T이다.
도 7은 본 발명에 따른 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법의 일실시예 를 나타내는 흐름도이다. 도 7을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따른 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법은 다음과 같다.
즉, 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하고, 확보된 채널왜곡정보를 고려하여 BPM-UWB 수신단에서 수신한 데이터신호를 복조한다.
보다 자세히 살펴보면, 먼저, 무선통신채널의 채널왜곡정도를 알아보기 위해 BPM-UWB 수신단 복조기의 채널추정부(200)는 무선통신채널을 통해 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호를 수신한다(S710).
이어, 채널추정부(200)는 다음과 같이, 수신한 트레이닝신호를 기반으로 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보한다(S720).
채널추정부(200)의 제2주파수변환부(210)는 수신된 트레이닝신호를 제2주파수성분으로 변환시키고, 변환된 신호를 채널추정부(200)의 디지털신호처리부(220)로 전달한다.
채널추정부(200)의 디지털신호처리부(220)는 제2주파수성분에 웨이트성분을 부가하고, 웨이트성분이 부가된 제2주파수성분으로부터 채널주파수응답을 확보하고, 확보된 채널주파수응답의 켤레복소수를 채널왜곡정보로서 정합필터(120)에 제공한다.
이렇게, 채널왜곡정보가 확보되고 나면, BPM-UWB 수신단 복조기의 데이터복조부(100)는 BPM-UWB 송신단으로부터 무선통신채널을 통해 전송되는 데이터신호를 수신하고(S730), 이를 디지털값으로 복조한다(S740).
데이터복조부(100)의 제1주파수변환부(110)는 수신된 데이터신호를 제1주파 수성분으로 변환시키고, 변환된 신호를 데이터복조부(100)의 정합필터(120)로 전달한다.
데이터복조부(100)의 정합필터(120)는 제1주파수성분에 채널추정부(200)로부터 확보한 채널왜곡정보를 부가하여 최대 신호대잡음비를 갖는 출력값을 확보한다.
마지막으로, 데이터복조부(100)는 정합필터(120) 출력값의 실수값으로부터 데이터신호에 대응되는 디지털값을 복조데이터로 확보한다.
본 발명은 이상에서 살펴본 바와 같이 바람직한 실시예를 들어 도시하고 설명하였으나, 상기한 실시예에 한정되지 아니하며 본 발명의 정신을 벗어나지 않는 범위 내에서 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술사상과 아래에 기재될 특허청구범위의 균등범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
본 발명은 위상변조를 이용한 BPM-UWB 수신단의 복조기 및 데이터 복조 방법에 관한 것으로서, 나노초 단위의 펄스폭을 갖는 BPM-UWB 수신기의 복조기 구현에 활용될 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 BPM-UWB 수신단 복조기의 일실시예를 나타내는 구성도,
도 2는 본 발명에 따른 데이터복조부의 일실시예를 나타내는 구성도,
도 3은 본 발명에 따른 제1주파수변환부의 일실시예를 나타내는 구성도,
도 4는 본 발명에 따른 채널추정부의 일실시예를 나타내는 구성도,
도 5는 본 발명에 따른 제2주파수변환부의 일실시예를 나타내는 구성도,
도 6은 본 발명에 따른 트레이닝신호의 펄스형태를 나타내는 도면,
도 7은 본 발명에 따른 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법의 일실시예를 나타내는 흐름도이다.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
100: 데이터복조부 110: 제1주파수변환부 120: 정합필터
200: 채널추정부 210: 제2주파수변환부 211: 주파수합성기
212: 믹서기 213: 적분기 220: 디지털신호처리부

Claims (8)

  1. BPM-UWB 시스템의 송신단에서 무선통신채널을 통해 송신된 데이터신호를 수신단에서 수신하고, 이를 복조하는 복조기에 있어서,
    시간영역의 상기 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키고, 하기 채널왜곡정보를 고려하여 상기 주파수성분을 디지털값으로 복조하기 위한 데이터복조부; 및
    상기 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하여 상기 데이터복조부에 제공하기 위한 채널추정부
    를 포함하는 BPM-UWB 수신단의 복조기.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 데이터복조부는,
    시간영역의 상기 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키기 위한 제1주파수변환부; 및
    상기 주파수성분에 상기 채널왜곡정보를 부가하여 최대 신호대잡음비를 갖는 출력값을 확보하기 위한 정합필터
    를 포함하는 BPM-UWB 수신단의 복조기.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 채널추정부는,
    상기 무선통신채널을 통해 수신되는 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호를 주파수성분으로 변환시키기 위한 제2주파수변환부; 및
    채널왜곡을 보정하기 위해 상기 주파수성분에 웨이트성분을 부가하고, 상기 웨이트성분이 부가된 상기 주파수성분을 켤레복소수로 변환시키는 디지털신호처리부
    를 포함하는 BPM-UWB 수신단의 복조기.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제2주파수변환부는,
    상기 트레이닝신호의 펄스간격의 역수만큼 순차적으로 주파수를 증가시키면서 정현파 신호를 발생시키는 주파수합성기;
    상기 트레이닝신호와 상기 정현파 신호를 합성하는 믹서기; 및
    상기 믹서기에 의해 합성된 신호를 적분하여 주파수성분을 확보하는 적분기
    를 포함하는 BPM-UWB 수신단의 복조기.
  5. BPM-UWB 시스템의 송신단에서 무선통신채널을 통해 송신된 데이터신호를 수신단에서 수신하고, 이를 복조하기 위한 방법에 있어서,
    상기 무선통신채널의 채널왜곡정보를 확보하는 제1단계; 및
    상기 채널왜곡정보를 고려하여 수신된 상기 데이터신호를 디지털값으로 복조 하는 제2단계
    를 포함하는 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 제1단계는,
    상기 무선통신채널을 통해 다수의 펄스열로 이루어진 트레이닝신호를 수신하는 제1과정;
    상기 트레이닝신호를 주파수성분으로 변환시키는 제2과정;
    상기 주파수성분에 웨이트성분을 부가하여 상기 무선통신채널의 채널임펄스응답에 대한 채널주파수응답을 확보하는 제3과정; 및
    상기 채널주파수응답에 대응되는 켤레복소수를 상기 채널왜곡정보로서 확보하는 제4과정
    을 포함하는 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 제2과정은,
    상기 트레이닝신호의 발생시간을 주기로 상기 트레이닝신호의 펄스간격의 역수만큼 순차적으로 주파수를 증가시키면서 정현파 신호를 발생시키는 스텝;
    상기 트레이닝신호와 상기 정현파 신호를 믹싱시키는 스텝; 및
    믹싱된 신호를 적분하여 주파수성분을 확보하는 스텝
    을 포함하는 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법.
  8. 제 5항에 있어서, 상기 제2단계는,
    상기 데이터신호를 수신하는 제1과정;
    상기 데이터신호를 주파수성분으로 변환시키는 제2과정; 및
    상기 주파수성분에 상기 채널왜곡정보를 부가하여 최대 신호대잡음비를 갖는 출력값을 확보하는 제3과정
    을 포함하는 BPM-UWB 수신단에서의 데이터 복조 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR101047552B1 (ko) * 2010-11-03 2011-07-07 삼성탈레스 주식회사 초광대역 시스템 장치
KR20120107091A (ko) * 2009-11-20 2012-09-28 탈레스 무선 경로를 통해 디지털 신호를 전송 및 수신하기 위한 시스템 및 방법
CN114124636A (zh) * 2021-11-22 2022-03-01 中国电子科技集团公司第五十四研究所 宽带数据传输波形产生、处理方法、设备及系统

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