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Die Erfindung bezieht sich auf einen Sperrwandler mit einem Übertrager, mit einer Primarwick- lung sowie mit zumindest einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem gesteuerten Schalter an einer Eingangsspannung liegt, und der Sekundärwicklung ein Gleichnch- terelement und ein Ladekondensator nachgeschaltet sind.
Sperrwandler als Stromversorgungsgeräte sind in einer grossen Anzahl von Ausführungen be- kannt geworden, wobei eine Gleichspannung, die gegebenenfalls durch Gleichrichtung aus einem Wechselspannungsnetz erhalten wird, mittels des Sperrwandlers in eine im allgemeinen galvanisch getrennte Ausgangsgleichspannung umgewandelt wird. Die Schaltfrequenzen liegen im allgemei- nen oberhalb des Hörbereiches. Sperrwandler sind beispielsweise bekannt aus Hirschmann/Hau- enstein, "Schaltnetzteile", Verlag Siemens 1990, Thiel, "Professionelle Schaltnetzteilapplikatio- nen", Franzis Verlag 1996, Kilgenstein, "Schaltnetzteile in der Praxis", Vogel-Fachbuch 1988, WO 94/22 207 und DE 196 13 136 A1.
Die Funktion eines Sperrwandlers wird ebenso als bekannt vorausgesetzt, wie die für die An- steuerung des gesteuerten Schalters verwendbaren Ansteuerschaltungen, die gleichfalls in den oben genannten Literaturstellen näher beschrieben sind.
Wenngleich der Wirkungsgrad bekannter Sperrwandler als gut zu bezeichnen ist, versucht man ständig, die in dem Wandler auftretenden Verluste noch weiter zu verringern, einerseits um unnöti- gen Stromverbrauch zu verhindern und damit Energie zu sparen, andererseits um die Eigener- wärmung der entsprechenden Netzgeräte so gering wie möglich zu halten. Der Erfindung liegt demgemäss die Aufgabe zugrunde, einen Sperrwandler zu schaffen, der mit sehr geringen Verlus- ten arbeitet und dennoch ausgesprochen preiswert realisierbar ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass das Gleichrichterelement als Feldef- fekt-Transistor ausgebildet ist, der über einen Ansteuertransistor schaltbar ist, wobei das Gate an einem Arbeitswiderstand des Transistors liegt, und der Arbeitswiderstand in Serie mit dessen Kollektor-Emitter-Strecke an einer Übertrager-Sekundärspannung liegt.
An dieser Stelle sei angemerkt, dass die Verwendung eines Feldeffekt-Transistors im sekun- dären Längszweig eines Schaltwandlers aus der DE 41 06 915 A1 als bekannt hervorgeht.
Allerdings dient in diesem Fall der Feldeffekttransistor zur Strombegrenzung im Kurzschluss- fall, wogegen als Gleichrichterelemente herkömmliche Dioden eingesetzt sind.
Die Erfindung macht sich die Eigenheit eines Feldeffekttransistors zunutze, dass dieser in Durchlassrichtung einen im wesentlichen konstanten und geringen Widerstand aufweist, wogegen die üblicherweise zur Gleichrichtung verwendeten Dioden eine im wesentlichen konstante Durch- lassspannung (Schleusenspannung) in der Grössenordnung eines halben Volt zeigen. Wegen des geringen Gate-Source-Widerstandswertes bleiben - jedenfalls bei nicht sehr hohen Strömen - die Verluste bei einem Feldeffektransistor um beispielsweise einen Faktor 5 unter jenem einer Gleich- richterdiode.
Zweckmässig ist es, wenn der Basisstrom der Basis des Ansteuertransistors über ein Parallel- RC-Glied zuführbar ist. Dadurch erfolgt einerseits ein sehr rasches Einschalten des Feldeffekt- Transistors und andererseits wird dadurch für die benötigte Dauer der Basisstrom des Schalttran- sistors aufrecht erhalten
Da die Durchbruchspannung der Emitter-Basis-Strecke des Schalttransistors meist nicht sehr hoch ist, empfiehlt es sich in vielen Fallen, wenn in Serie zur Emitter-Kollektor-Strecke des Ansteu- ertransistors eine Schutzdiode liegt, deren Durchlassrichtung jener der Emitter-Basis-Strecke ent- spricht.
Gleichfalls zum Schutz des Schalttransistors ist es ratsam, wenn in der Basiszuleitung des An- steuertransistors in Sene mit dem Parallel-RC-Glied ein Schutzwiderstand liegt.
Eine praxisbewährte Ausführungsvariante der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, dass der Feldeffekt-Transistor ein n-Kanal-Feldeffekt-Transistor ist, welcher zwischen ein Ende einer Se- kundärwicklung und den negativen Anschluss des Ladekondensators geschaltet ist, wogegen das andere Ende der Sekundärwicklung an dem positiven Anschluss des Ladekondensators liegt, der Ansteuertransistor ein p-n-p-Transistor ist, dessen Kollektor einerseits über den Arbeitswiderstand an dem negativen Anschluss des Ladekondensators liegt, und andererseits mit dem Gate des Feldeffekt-Transistors verbunden ist, und das Parallel-RC-Glied zwischen Drain des Feldeffekt- Transistors und Basis des Ansteuertransistors liegt.
Dabei kann die Schutzdiode zwischen dem Emitter des Ansteuertransistors und dem positiven
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Anschluss des Ladekondensators liegen.
Besonders bei Ausführungen mit niedriger Ausgangsspannung ist es von Vorteil, wenn zwei in Serie liegende Sekundärwicklungen vorgesehen sind, wobei Feldeffekt-Transistor und Ladekon- densator einer Wicklung zugeordnet sind, die Ansteuerung der Gates über den Ansteuertransistor jedoch über die Summenspannung beider Sekundärwicklungen durchführbar ist.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen nä- her erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen
Fig. 1 die prinzipielle Schaltung einer ersten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 2 eine Schaltung einer zweiten Ausführungsform der Erfindung und
Fig. 3 den Verlauf der wichtigsten Ströme und Spannungen eines erfindungsgemässen Sperr- wandlers in einem Diagramm.
Gemäss Fig. 1 besitzt ein Sperrwandler nach der Erfindung einen Übertrager Tr mit einer Pri- märwicklung Wp und einer Sekundärwicklung Ws. In Serie mit der Primärwicklung liegt ein seitens einer Ansteuerschaltung AST gesteuerter Schalter Sp an einer Eingangsgleichspannung Ue, die meist eine Zwischenkreisspannung darstellt, welche durch Gleichrichtung und Glättung aus einem Wechselstromnetz gewonnen wird. Der entsprechende Gleichrichter und Ladekondensator sind nicht gezeigt, da sie mit der Erfindung nichts unmittelbar zu tun haben.
Sekundärseitig liegt in Serie mit der Sekundärwicklung Ws ein Feldeffekt-Transistor FET, im vorliegenden Fall ein N-Kanal FET an einem sekundären Ladekondensator Cs, an dem auch die Ausgangsgleichspannung UA abnehmbar ist.
Der mit seiner Source an dem negativen Pol der Ausgangsspannung liegende Feldeffekt-Tran- sistor FET besitzt eine integrierte Diode D, und soll so gesteuert werden, dass er in synchronisierter Beziehung mit dem gesteuerten Schalter Sp schaltet und die sekundäre Spannung an der Wick- lung Ws gleichrichtet. Für diese Ansteuerung ist ein Schalttransistor Ts hier ein p-n-p--Transistor vorgesehen, der mit seinem Kollektor einerseits an dem Gate des Feldeffekt-Transistors und andererseits über einen Arbeitswiderstand RGs an dem negativen Pol der Ausgangsspannung liegt.
Der Emitter ist über eine in Durchlassrichtung geschaltete Diode Ds mit einem Ende der Sekundär- wicklung Ws bzw. mit dem positiven Pol der Ausgangsspannung UA verbunden, wogegen das andere Ende der Sekundärwicklung Ws an dem Drain des Feldeffekt-Transistors liegt. Die Basis des Schalttransistors Ts ist über einen Schutzwiderstand Rs und ein Parallel-RC-Glied R, C mit je- nem Ende der Sekundärwicklung verbunden an welchem auch der Drain des Feldeffekt-Tran- sistors liegt.
In der Schaltung ist weiters angedeutet, dass der Ansteuerschaltung AST ein Regelsignal SR zugeführt werden kann. Die Regelung von Sperrwandlern ist dem Stand der Technik zuzurechnen und dem Fachmann wohl bekannt, sie kann beispielsweise durch den Vergleich der Ausgangs- spannung UA mit einer Referenzspannung und einem daraus abgeleiteten Regelsignal durchge- führt werden, wobei oft zwischen Sekundar- und Primärseite ein Optokoppler verwendet wird, sodass das der Ansteuerschaltung AST zugeführte Regelsignal SR galvanisch von der Sekundärsei- te bzw. der Ausgangsspannung UA entkoppelt ist. In ähnlicher Weise kann aber das Regelsignal
SR auch von einer zusätzlichen Wicklung des Übertragers Tr abgeleitet werden, insbesondere wenn keine hohen Anforderungen an die Regelgenauigkeit zu stellen sind.
In gleicher Weise kann auch eine Stromregelung und eine kombinierte Strom/Spannungsregelung durchgeführt werden.
Die Funktion der Schaltung, soweit sie für das Verständnis der Erfindung wesentlich ist, wird nachstehend unter Bezugnahme auch auf Fig. 3 erläutert.
Der Primärstrom lP durch die Primärwicklung Wp steigt periodisch, jedesmal nach dem Ein- schalten des Schalters Sp durch die Ansteuerschaltung AST im wesentlichen dreieckförmig so lange an, bis der Primärschalter Sp wieder öffnet. Es ergibt sich somit ein dreieckförmiger Strom uber eine erste Zeitdauer T1 Während dieser Zeitdauer ist die Primärspannung an der Wicklung
Wp, die Spannung UP konstant. Nach dem Öffnen des Schalter beträgt der Primarstrom lP während einer Zeitdauer T2 gleich Null und der Sekundarstrom Is würde nach dem Ausschalten dreieckför- mig, komplementär zu dem Primärstrom IP während dieser Zeitdauer T2 abfallen. Die Sekundär- spannung Us ist gegenphasig zu der Primärspannung UP eine rechteckförmige Spannung.
Gemäss der Erfindung wird nun nach dem Öffnen des Schalters Sp und entsprechend der Se- kundärspannung Us ein Strom über die Sperr- bzw. Schutzdiode Ds und die Emitter-Basis-Strecke des Transistors Tr, über den Schutzwiderstand Rs und das RC-Glied R, C fliessen, wobei der Strom
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zu Beginn wegen des Kondensators C hoch ist und ein Durchschalten des Schalttransistors Ts verursacht, was in der Folge auch zu einem Durchschalten des Feldeffekt-Transistors FET führt, da eine entsprechend positive Spannung an dem Arbeitswiderstand Rgs des Schalttransistors TS abfällt und an dem Gate des Feldeffekt-Transistors FET liegt. Das Einschalten erfolgt gemäss Fig. 3, beispielsweise nach einer Zeit TA, die lediglich im Nano-Sekunden-Bereich liegen kann, wenn man von Schaltfrequenzen in der Grossenordnung von beispielsweise 50 bis 100 kHz aus- geht.
Wenn nun durch den Transistor kein Strom mehr in das Parallel-RC-Glied fliesst, schaltet der Schalttransistor TS ab und der Feldeffekt-Transistor FET sperrt, doch kann wegen der technolo- gisch bedingten, integrierten Diode D, noch weiter ein Strom im Sekundärkreis fliessen, bis der Stromfluss durch das Zurückgehen der Sekundärspannung beendet wird In Fig. 3 ist gezeigt, dass während einer Zeit TE der Strom noch durch die Diode D, des Feldeffekt-Transistors fliesst, obwohl der Feldeffekt-Transistor selbst gesperrt ist. Die Zeitdauer während welcher Strom durch den Feldeffekt-Transistor fliesst ist in Fig. 3 schraffiert eingezeichnet, und während dieser Zeit sind die Verluste aufgrund des geringen Bahnwiederstandes des Feldeffekt-Transistors FET entsprechend geringer, was bereits eingangs gezeigt wurde.
Vergleicht man beispielsweise die Verluste einer Diode mit jenen eines Feldeffekt-Transistors bei einem Sperrwandler, dessen Ausgangsstrom 1 A beträgt, so ergibt sich bei einer Gleichrichterdiode eine Verlustleistung von etwa 0,5 W, bei einem Feldeffekt-Transistor mit einem Bahnwiderstand von ca. 40 mQ eine Verlustleistung von lediglich von ca. 0,1 W
Es ist weiters zu beachten, dass bei einer Belastung an der Sekundärseite, hier wurde ein Lastwiderstand RL eingezeichnet der Primärschalter Sp länger eingeschaltet bleibt, somit mehr Energie im Übertrager gespeichert wird und auch sekundärseitig länger abmagnetisiert wird. Da aber auch in das RC-Glied R, C länger ein Strom fliesst, bleibt der Feldeffekt-Transistor FET langer eingeschaltet, sodass dieser lastabhängig unterschiedlich lang eingeschaltet wird.
Das RC-Glied R, C wird natürlich so dimensioniert, dass der Feldeffekt-Transistor möglichst bald durchgeschaltet wird (kurze Zeit TA) und das auf jeden Fall der Feldeffekt-Transistor abgeschaltet wird, bevor die Abmagnetisierung abgeschlossen ist Ein zu frühes Schliessen des Feldeffekt-Tran- sistors würde ebenso wie ein zu spates Öffnen zu einem kurzschlussartigen Zustand und damit zu Leistungsverlusten führen. Zu beachten ist weiters, dass auch bei einem Ausfall der Ansteuerung des Feldeffekt-Transistors FET die Schaltung, wenngleich auch mit höheren Verlusten, prinzipiell funktioniert, da dann die Diode D, als ubliche Gleichrichterdiode wirkt.
Die Variante nach Fig. 2 zeichnet sich dadurch aus, dass eine zweite Sekundärwicklung WS vorgesehen ist, um eine höhere Spannung für die Durchführung der Schaltvorgänge zu erreichen, falls die Ausgangsspannung UA nur gering ist und beispielsweise in der Grössenordnung von 3 V liegt. In diesem Fall würden nämlich die Spannungen der Diode Ds und des Transistors TS in Durchlassrichtung zu Spannungsabfällen fuhren, die ein sicheres Durchschalten möglicherweise nicht mehr gewährleisten
Die Schutzdiode Ds soll einen Spannungsdurchbruch der Basis-Emitter-Strecke des Schalttran- sistors Ts verhindern. Die Durchbruchspannung dieser Basis-Emitter-Strecke liegt nur bei wenigen Volt, sodass bei höheren Spannungen an der Sekundärseite diese Strecke gefährdet wäre.
Man verwendet daher die Schutzdiode Ds, die beispielsweise eine Durchbruchspannung in der Grössen- ordnung von 40 V haben kann, um die Basis-Emitter-Strecke des Transistors TS zu schutzen. Auch der Schutzwiderstand Rs schützt den Schalttransistor Ts, in diesem Fall vor einem zu hohen Ba- sisstrom.
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